CN102231596B

CN102231596B - 微功耗直流稳压器

Info

Publication number: CN102231596B
Application number: CN2011101663639A
Authority: CN
Inventors: 郁百超
Original assignee: Individual
Current assignee: State Grid Corp of China SGCC; Xianning Power Supply Co of State Grid Hubei Electric Power Co Ltd
Priority date: 2011-06-17
Filing date: 2011-06-17
Publication date: 2013-11-27
Anticipated expiration: 2031-06-17
Also published as: CN102231596A

Abstract

微功耗直流稳压器采用电压切割和电压补偿的方法，实现了对直流电压的稳定或调整，该直流稳压器最大特点是，主电路不采用PWM脉宽调制，不产生EMI干扰，因此功耗极小而寿命极长，输出直流电压调整率高，效率高达99.5％，安全可靠，节能环保，电路简单，制作安装容易，其成本、体积、重量、功耗都是传统直流稳压器的十分之一。

Description

微功耗直流稳压器

技术领域

本发明涉及一种微功耗直流稳压器。

背景技术

传统直流稳压器无论是升压还是降压，都采用脉宽调制(PWM)的方法，电路拓朴有桥式、半桥式、推挽式、正激式、反激式等等，还有Boost、Buck、Cuk等电路形式，其工作方法是，首先把输入直流电压全部变换成高频率方波，然后用大电容滤波，变成另一种直流电压，这种方法有以下毛病：

1)采用脉宽调制的方法，高频率、大功率方波的产生过程，也就是强烈EMI干扰产生的过程，大功率直流变换器相当于一个高频功率发射台，可以想见，所产生的干扰何其严重。

2)功率变换过程中，输入功率的全部必须进行实际的功率变换，所有变换的功率必须通过磁芯变压器或电感传递才能到达输出端，损耗大，效率低。

发明内容

图1是微功耗直流稳压器的原理框图：当输入电压在额定范围之内时，不必进行任何功率变换，输入电压直接到达输出端，成为输出电压；当输入电压大于额定电压时，经过电压切割电路，把大于额定电压的那部份比例极小的电压切下来，变换成额定输出的直流电压，连同被切去头部后剩下来的输入电压并行输出；当输入电压小于额定电压时，经过电压补偿电路，把输入电压中小于额定电压的那部份比例极小的电压补偿起来，即由补偿电路产生一个补偿电压，此电压恰好是额定电压和输入电压之差，叠加在输入电压之上，即输出额定电压是输入电压和补偿电压之和。

微功耗直流稳压器的工作原理是：只要把输入功率中极小部份进行传统功率变换，就可以得到全部输出功率，即输入功率中极大部份既不必进行实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递功率，直接到达输出端。

微功耗直流稳压器实际上进行两种DC/DC功率变换，当输入电压大于额定值时，采用电压切割方法，进行降压功率变换，当输入电压小于额定值时，采用电压补偿方法，进行升压功率变换。

微功耗直流稳压器由电压补偿电路和电压切割电路组成，电压补偿电路和电压切割电路并联连结。补偿电路由场效应管Q1、Q2，电感L1，电容C1组成，场效应管Q1的漏极接电容C1的正极，其源极接场效应管Q2的漏极，场效应管Q2的源极接地，电感L1一端接场效应管Q1的源极，一端接电容C1的负极，电容C1的负极构成输入端点Vi，输入电压接在输入端点Vi和地之间，电容C1的正极构成输出端点Vo，电阻R6、电容C2接在输出端点Vo和地之间，输出电压由输出端点Vo输出。

电压切割电路由场效应管Q1、磁芯变压器TXl及周围元件组成，磁芯变压器TXl的原边的同名端接输入电压V1的正极，此点也是输入端点Vi，Vl的负极接地，场效应管Q1的漏极接变压器TXl原边的异名端，其源极接输出端点Vo；变压器TXl的副边与电阻Rl、电容C1并联，同时接到由D1-D4组成的整流桥B1的交流输入端，整流桥B1的直流输出端的负极接地，其输出端的正极接输出端点Vo；电阻R6、电容C4与整流桥的直流输出端并联，一端接输出端的正极Vo，另一端接地。

附图说明

图1是微功耗直流稳压器原理方框图；

图2是电压补偿电路；

图3是电压补偿电路各点电压仿真波形

图4是引入控制芯片后的电压补偿电路；

图5是引入控制芯片后的电压补偿电路各点电压仿真波形；

图6是电压切割电路；

图7是电压切割电路各点电压仿真波形；

图8是引入控制芯片后的电压`切割电路；

图9是引入控制芯片后的电压`切割电路点电压仿真波形；

图10是微功耗直流稳压器实际电路；

图11是铅酸蓄电池放电特性曲线。

图2是直流电压补偿电路，设输入电压Vi＝10.5V，要求输出电压Vo＝12V，该电路产生一个补偿电压Vc＝1.5V，叠加在输入电压之上，使得输出电压等于12V。V2是功率MOS管Q2的栅极驱动信号，是100KHz的方波信号，V1是输入直流电压。电路启动后，Q2饱和导通，电池电压V1通过Q2的漏源极向电感L1充电，电感电流线性增加，电感中存贮的能量不断增多，与此同时，电容C2上的电压向负载R2放电。半个周期后，Q2截止，存贮在电感L1中的电能通过Q1的体内二极管向电容C1充电。C1上的电压叠加在电池电压V1之上，在向负载电阻R2供电的同时，也向电容C2充电。图3是各点电压的仿真波形，从上到下依次是：输出电压Vo、输入电压Vi、补偿电压Vc。从图可以看到，输出电压Vo(12V)，是输入电压Vi(10.5V)和补偿电压Vc(1.5V)之和。

功率MOS管Q1没有驱动信号，那是因为只利用功率MOS管Q1体内二极管的正向特性，其饱和压降小，通过电流大。

与传统直流功率变换不同的是，在这儿并不是不问青红皂白地行把输入电压全部变换成方波电压，而是根据情况，只把输入电压中的极小部份变换成方波电压。例如：输入电压是10.5V，输出电压是12V，应该在10.5V的输入电压之上补偿1.5V，因此，仅仅只须把这应该补偿的1.5V变换成方波电压即可。图3是各点电压的仿真波形，从上到下依次是：输出电压Vo，输入电压Vi，补偿电压Vc。

图4是接有UC 1825的电压补偿电路，在控制芯片UC1825的右边电路与图4完全一样，只是Q1的栅极驱动信号V2换成了UC1825输出信号OUT_A，当负载或输入电压变化时，由UC1825调节脉宽，保持输出电压Vo不变。

调节UC1825输出信号OUT_A的脉宽来控制输出电压Vo不变，只不过是调节由TX1付边整流而来的那个极小部份的直流电压，而绝大部份直流电压，即负载电阻R6上的绝大部份电压是由输入电压直接而来，未经任何功率变换。

图5是接UC1825芯片的电压补偿电路各点电压仿真波形，与图3相似。

图6是电压切割电路，功率MOS管Q1和磁芯变压器TX1组成了主电路，100KHz的方波驱动信号V5加在Q1的栅极和地之间，V5的幅值为输出电压Vo(设为12V)和Q1的栅源电压Vgs之和，V1是13.5V的输入直流电压Vi，负载R6接在Q1的源极和地之间。由D1-D4组成的整桥接在TX1的付边，其正负输出端与负载电阻R6并联。

当驱动信号V5为高电平时，Q1饱和导通，输入电压Vi在负载电阻和磁芯变压器TX1之间分配，由于Q1源极电压跟踪栅极电位，而栅极电位等于输出电压Vo加上栅源电压Vgs，所以Q1源极电压，即负载电阻R6上的电压等于12V。当驱动信号V5为低电平时，Q1关断，于是负载电阻和磁芯变压器得到与栅极驱动信号同频率的方波电压，负载电阻R6并联有大电容C4，所以R6上的输出电压Vo为直流电压。输入直流电压为13.5V，负载电阻R5输出12V，则变压器得到的方波电压幅值为1.5V，适当选择TX1的变比，使得此方波电压整流后仍然输出12V电压，与负载电阻R6上的电压并联输出，形成输出电压Vo。

与传统直流功率变换不同的是，在这儿并不是不问青红皂白地行把输入电压全部变换成方波电压，而是根据情况，只把输入电压中的极小部份变换成方波电压。例如：输入电压是13.5V，输出电压是12V，从13.5V输入电压中切下12V来，仅仅只须把切割下12V后剩余下来的电压1.5V变换成方波电压即可。图7右边是输入、输出电压的仿真波形。

图8是接有UC 1825的电压切割电路，在控制芯片UC1825的右边电路与图2完全一样，只是Q1的栅极驱动信号V2换成了UC1825输出信号OUT_A，当负载或输入电压变化时，由UC1825调节脉宽，保持输出电压Vo不变。

调节UC1825输出信号OUT_A的脉宽来控制输出电压Vo不变，只不过是调节由TX1附边整流而来的那个极小部份的直流电压，而绝大部份直流电压，即负载电阻R6上的那部份电压是由栅极方波驱动信号的幅值决定的，是由输入电压直接而来，未经任何功率变换。

图9右边是接UC1825芯片的电压切割电路各点电压仿真波形。

具体实施方式

图10是微功耗直流稳压器的实际电路，U2、U3组成比较电路，功率MOS管Q2、变压器TX1等组成了电压切割电路，与图6电路相同，功率MOS管Q4、Q1、电感L1等组成了电压补偿电路，与图2电路相同。比较器U2、U3对输入电压Vi进行比较，Vi经过电阻R1、R20分压后得到参考电压Vz，Vz同时接U2的同相输入端和U3的反相输入端，当代表输入电压Vi的参考电压Vz大于U2反相端参考电压Vx时(调节电阻R2、R9，使得Vx对应输出电压Vo的上限)，U2输出高电平，S1接通，脉宽调制芯片驱动信号输出脚OUT_A接到功率MOS管Q2的栅极，进行电压切割操作，使输出电压Vo小于其上限电压，与此同时，U2输出的高电平通过二极管D1、R7加到三极管Q3的基极，Q3饱各导通，其集电极低电平，开关S2断开；当代表输入电压Vi的参考电压Vz小于U3同相端参考电压Vy时(调节电阻R12、R23，使得Vy对应输出电压Vo的下限)，U3输出高电平，S3接通，脉宽调制芯片驱动信号输出脚OUT_A接到功率MOS管Q4的栅极，进行电压补偿操作，使输出电压Vo大于其下限电压，与此同时，U3输出的高电平通过二极管D2、R15加到三极管Q3的基极，Q3饱各导通，其集电极低电平，开关S2断开；当代表输入电压Vi的参考电压Vz小于U2反相端参考电压Vx，大于U3反相端参考电压Vy时，U2、U3都输出低电平，Q3截止，其集电极输出高电平，S2接通，18V电压V1接到Q2的栅极，Q2饱和导通，输入电压Vi通过TX1的原边输出，使输出电压Vo保持Vo的上、下限之间。

上述控制过程的结果是：输入电压Vz大于基准电压Vx、小于基准电压Vy时，微功耗直流稳压器进行电压切割或电压补偿操作，使输出电压Vo保持在额定范围之内，即输出电压Vo保持在以基准电压为中心的一个范围内变化，Vx、Vy的幅值代表了这个变化范围，由于电压Vx、Vy的幅值是可以人为设置的，所以输出电压Vo的变化范围(精度或调整率)也是可以人为设置的。

电压切割电路的输出端Q2的源极，和电压补偿电路的输出端(Q1的漏极和电阻R13)接在一起，共同组成整机的输出端Vo，当输入电压Vz大于Vx、小于Vy时，开关S1、S3不动作，脉宽驱动信号OUT_A加不到Q2、Q4的栅极，在此期间，开关S2动作，高电平V1加到电压切割电路的功率MOS管Q2的栅极，使得Q2常通，成为一个直流开关，输入电压Vi通过饱和导通的Q2漏源极直接到达输出端Vo。

图11是蓄电池放电特性曲线，在0.2C的放电过程中，蓄电池端电压在11.3V到12.7V之间变化，四节蓄电池端电压在45.2V到50.8V之间，现在要求把4节蓄电池串联的输出电压稳定在48V。如果按照传统方法，蓄电池输出电压全部变成方波，并通过磁芯变压器或电感传递功率，然后大电容滤波，最后到达输出端，成为输出功率，其效率不足85％，同时会产生强烈EMI干扰。

如果按照微功耗直流稳压器的方法，首先看输入电压高低再决定采取什么操作，如果蓄电池端电压高于额定电压(48V-50.8V)，采用电压切割的方法，如果蓄电池端电压低于(45.2V-48V)，则采用电压补偿切割的方法，以下详细进行微功耗的分析和讨论。

当输入电压大于额定电压时，电压切割电路启动，蓄电池最高电压为50.8V，输入电压比额定电压高 (50.8-48)/48＝5.83％，输入电压Vi中高出的5.83％由切割电路切下来，这切下来的部份要进行功率变换，变换成额定值电压输出。设变换效率为90％，设切下来这部份电压在进行功率变换过程中的功率损耗Pq：

Pq＝5.83％*(1-90％)＝0.0583*0.1＝0.00583＝0.583％，

由此可知，切下来这部份电压在功率变换过程中的损耗为0.583％。输入电压被切割后的极大部份电压，其幅值等于额定电压，直接到达输出端，这一部份电压本身并没有经过任何功率变换，其变换效率可视为100％，所以整个电压切割电路的总损耗也是0.583％，则其总效率为99.417％。

当输入电压小于额定电压时，电压切割电路启动，蓄电池最低电压为45.2V，输入电压比额定电压低(48-45.2)/48＝2.8/48＝5.8％，输入电压Vi中比输出电压低出的5.8％由补偿电路进行补偿，补偿电压的获得要进行功率变换，设变换效率为90％，获得补偿电压进行的功率变换过程中的功率损耗Pb：

Pb＝5.80％*(1-90％)＝0.058*0.1＝0.0058＝0.58％，

由此可知，为获得补偿电压所进行功率变换过程中，损耗为0.58％。输入电压Vi本身在电压补偿过程中并没有经过任何功率变换，直接从输入端到达输出端，成为输出功率的一大部份，其变换效率可视为100％，所以整个电压切割电路的总损耗也是0.58％，则其总效率为99.42％。

当输入电压在额定范围之内时，在电压切割电路中的功率MOS管Q2(请参考图10)的栅极加高电平控制信号，则Q2是一个直流开关，输入直流电压Vi直接到达输出端，整机效率可视为100％。

相对于三种不同的运行模式，有三种不同的效率，99.417％、99.48％、100％，由于微功耗直流稳压器在一个时刻，只有一种运行模式，上述三种模式中的效率都是整机效率，这就意味着，运行在不同模式下，整机效率不一样。如果取平均值，则整机效率为99.45％。

在电压切割和电压补偿的效率计算过程中，都是采用最坏情况时的数据，即最高电压50.8V和最低电压45.2V。从图11的蓄电池放电特性曲线可以看出，最高电压和最低电压的放电时间很短，最长放电时间还是在平稳放电区间，计算效率时不取最坏情况的数据，而取中间值数据比较合理。取中间值数据时，放电电压值的最大放电电压为：(50.8-48)/2+48＝1.4+48＝49.4V，最低放电电压为：48-(48-45.6)/2＝48-1.2＝46.8，用此数据按上述效率的计算方法进行计算的结果是：Pq＝0.0292，Pb＝0.025，所以启动电压切割时，整机效率为99.708％，启动电压补偿时，整机效率为99.775％。

主电路不采用PWM变换，而是利用电压切割和电压补偿的方法，稳定直流电压，是微功耗直流稳压器的一大特色。尽管输入电压Vi的波动范围是正负5.417％，但蓄电池的放电电压在12.35V-11.7V(单节电池)的时间最长，即整机效率接近100％的时间最长，所以在实际运行中，整机效率比上述估算的99.417％要高得多，非常接近100％，微功耗直流稳压器实至名归。

微功耗直流稳压器可应用在通讯电源、笔记本电源、微机电源等等，以及蓄电池输出直流电压而要求电压稳定的所有应用场合，比如电动自行车、电动汽车、航空航天器等等。

Claims

1.一种微功耗直流稳压器，不采用PWV脉宽调制的方法，其特征是：微功耗直流稳压器由电压补偿电路和电压切割电路组成，电压补偿电路和电压切割电路并联连结：

1)电压补偿电路由场效应管Q1、Q2，电感L1，电容C1组成，场效应管Q1的漏极接电容C1的正极，其源极接场效应管Q2的漏极，场效应管Q2的源极接地，电感L1一端接场效应管Q1的源极，一端接电容C1的负极，电容C1的负极构成输入端点Vi，输入电压接在输入端点Vi和地之间，电容C1的正极构成输出端点Vo，电阻R6、电容C2接在输出端点Vo和地之间，输出电压由输出端点Vo输出；

2)电压切割电路由场效应管Q1、磁芯变压器TXl及周围元件组成，磁芯变压器TXl的原边的同名端接输入电压V1的正极，此点也是输入端点Vi，V1的负极接地，场效应管Q1的漏极接变压器TXl原边的异名端，其源极接输出端点Vo；变压器TXl的副边与电阻R1、电容C1并联，同时接到由D1-D4组成的整流桥B1的交流输入端，整流桥B1的直流输出端的负极接地，其输出端的正极接输出端点Vo；电阻R6、电容C4与整流桥的直流输出端并联，一端接输出端的正极Vo，另一端接地。