CN101742751A - 降压转换器发光二极管驱动电路 - Google Patents

Abstract

一种降压转换器发光二极管驱动电路。此驱动电路包括降压电力级、交流整流电压源、电压波形取样器以及一控制电路。该降压电力级包括至少一个发光二极管并且提供第一信号正比于流过该发光二极管的电流。交流整流电压源耦接到降压电力级用以驱动该降压电力级。电压波形取样器耦接到交流整流电压源用以提供正比于该交流整流电压源所提供的电压信号的第二信号。控制电路则耦接于电压波形取样器及该降压电力级，用以根据第一信号和第二信号比较的结果来开启或关闭该降压电力级。

Description

降压转换器发光二极管驱动电路

技术领域

本发明涉及一种发光二极管(light-emitting diode，LED)的驱动电路，特别涉及一种降压转换器(buck converter)发光二极管驱动电路。

背景技术

发光二极管相似于硅p-n接面的二极管。在它的操作范围中，细微的正向偏压电压的改变，会导致很大的操作电流的改变。因此，发光二极管需要定电流驱动，而不是定电压驱动。任何超过其额定电流值的浪涌电流皆会使其降级甚至于烧毁。

请参照图1及图2。图1所示的是一个现有的使用降压转换架构的发光二极管驱动电路图。图2所示的是图1的发光二极管驱动电路中一些重要的波形。交流(AC)电压源101利用桥式整流器102驱动发光二极管103。发光二极管103、电感104、及二极管105耦接成一个回路。在此处，二极管105为一个快速切换(fast-switching)储能(free-wheeling)二极管。时脉产生器106提供时脉信号至SR正反器(SR flip-flop)108的设定端(S)，致使在每一个时脉脉冲时SR正反器108的设定端会被触发而使电力开关Qm导通。当电力开关Qm导通时，流经发光二极管103及电感104的电流逐渐增加。此时，二极管105被反向偏压而不导通。因此流过电阻Rsen的电流等同于通过发光二极管103的电流。当发光二极管的电流增加到跨压在电阻Rsen上的电压超过0.5V时，比较器107将触发SR正反器的重置端(R)并且使电力开关Qm截止。当电力开关Qm截止时，发光二极管电流在由发光二极管103、电感104及二极管105形成的回路中循环，并且逐渐的因为发光二极管103的能源逸散而逐渐降低，直到下一次时脉脉冲产生。因此，该发光二极管电流被限制成为一个周期性的锯齿波形，而大体上为一稳定的值如图2所示。

为确保发光二极管电流是连续的，一个大电容Cin被连接在桥式整流器和降压转换器之间，用以维持输入的直流(DC)电压Vcin，如此输入直流电压Vcin将会永远都大于发光二极管103的导通电压Vf。若没有电容Cin，当整流输入电压Vin降到比发光二极管103上的导通电压Vf低时，该发光二极管电流将会停止流动。所以上述图1中的现有技术需要一个很大的电容，且输入电流Iin仅在整流输入电压Vin高于直流输入电压Vcin时存在，如同图2中所示。过大的电容Cin导致导通相位角(conducting phase angle)的范围较窄及输入的功率因数(power factor)很差。如图2所示的，该输入电流Iin只有在很小比例的交流周期时间(AC cycle time)上导通。该功率因数通常小于0.65。

若要让传统降压转换器发光二极管驱动电路具有高功率因数，一种解决方法是使用功率因数校正(power factor correction，PFC)前级，如图3所示。图3所示的是一种传统降压转换发光二极管驱动电路，其包括功率因数校正升压控制电路110所控制的升压功率因数校正(boost PFC)前级。虽然图3的驱动电路有较高的功率因数，但是这个驱动电路的复杂度却比图1中的驱动电路高出许多。在很多发光二极管的照明装置中，并没有足够空间来容纳图3当中多出来的电路元件。

发明内容

本发明提供一种降压转换器发光二极管驱动电路。其特征是设计简单且有高输入功率因数而并不需要很大的电容。

本发明提供一种降压转换器发光二极管驱动电路，包括有降压电力级、交流整流电压源、电压波形取样器及一控制电路。降压电力级包括至少一个发光二极管，并提供一个正比于通过该发光二极管电流的第一信号。该交流整流电压源耦接到降压电力级用以驱动该降压电力级。电压波形取样器耦接到交流整流电压源用以提供正比于交流整流电压源提供的电压的第二信号。控制电路耦接到电压波形取样器及降压电力级用以根据第一信号与第二信号的比较结果来开启或关闭该降压电力级。

在本发明的一个实施例中，该控制电路包括一组SR正反器、时脉产生器及比较器。该SR正反器的输出端耦接至降压电力级，用以开启或关闭该降压电力级。时脉产生器耦接至SR正反器用以提供时脉信号至SR正反器的设定端。比较器的正端耦接至降压电力级用以接受第一信号，比较器的负端耦接至电压波形取样器用以接收第二信号。比较器的输出端耦接至SR正反器的重置端。

在本发明的另一个实施例中，该控制电路包括SR正反器、比较器及一固定关闭时间产生器。该SR正反器的输出端耦接至降压电力级用以开启或关闭该降压电力级。比较器的正端耦接至降压电力级用以接受第一信号，其负端耦接至电压波形取样器用以接收第二信号。比较器的输出端耦接至SR正反器的重置端。该固定关闭时间产生器耦接于该SR正反器与该比较器之间，用以在比较器的输出致能(assert)之后的一段预设的固定时间后触发该SR正反器的设定端。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下。

附图说明

图1是现有技术的一种降压转换器发光二极管驱动电路的示意图；

图2是图1电路图的一些重要信号的波形图；

图3是现有技术的一种含有升压功率因数校正前级电路的降压转换器发光二极管驱动电路的示意图；

图4是本发明的一个实施例的降压转换器发光二极管驱动电路的示意图；

图5是图4的控制电路的另一种可供选择的设计示意图；

图6是图4电路图的一些重要信号的波形图；

图7是图4电路的功率因数和导通相位角的关系表。

【主要组件符号说明】

101、401：交流电源

102、402：桥式整流器

103：发光二极管

104、109、404：电感

105、405：二极管

106、406：时脉产生器

107、407：比较器

108、408：SR正反器

110：功率因数校正升压控制电路

410：交流整流电压源

420：电压波形取样器

430：降压电力级

440：电流感测器

450：控制电路

501：固定关闭时间产生器

550：另一种控制电路

Qm：电力开关

Rsen、Rsen1、R1、R2：电阻

Cin、C1：电容

Iin、Isw：电流信号

Vin、Vcin、Vf、VaSin：电压信号

具体实施方式

请参照图4。图4为本发明的一个实施例的降压转换器发光二极管驱动电路的电路图。本驱动电路包括交流整流电压源410、电容器Cin、电压波形取样器420、降压电力级430及一控制电路450。降压电力级430包括两个发光二极管403并提供一正比于流经发光二极管403的电流的电压信号Vsen。交流整流电压源410耦接至降压电力级430用以驱动降压电力级430。电容Cin耦接于交流整流电压源410的两输出端之间。电压波形取样器420耦接至交流整流电压源410，用以提供另一个电压信号VaSin，电压信号VaSin正比于交流整流电压源410所提供的电压。控制电路450耦接至电压波形取样器420及降压电力级430，用以根据电压信号Vsen和VaSin比较的结果开启或关闭降压电力级430。

交流整流电压源410包括交流信号源401及一耦接到电压源401的桥式整流器402。电压波形取样器420包括电阻R1、R2。电阻R1耦接到交流整流电压源410。电阻R2耦接于电阻R1和系统接地端之间。信号VaSin由电阻R1、R2的交接点所提供。电阻R1、R2形成一分压电路，因此信号VaSin正比于交流整流电压源410的输出的电压。

除了发光二极管403以外，降压电力级430包括电感404、二极管405、一电力开关Qm以及一个电流感测器440。电流感测器440包括电阻Rsen，电阻Rsen与发光二极管403以串联方式耦接。电阻Rsen将通过发光二极管403的电流转换成电压信号Vsen，并在电阻Rsen的端点提供电压信号Vsen。控制电路450藉由电力开关Qm的导通或截止来开启或关闭降压电力级430。

降压电力级430的元件相关位置是很具有弹性的，并不限制于如图4中所示的。其第一个通常的规则为发光二极管403、电感404、电力开关Qm以及电流感测器440以串联的方式耦接于交流整流电压源410与系统接地端之间，这样电流感测器440可以侦测到流经发光二极管403的电流，而电力开关Qm也可以切断发光二极管403的电流。第二个通常的规则为发光二极管403、电感404、二极管405耦接成为一个电流回路，如此在电力开关Qm截止时，电流可以绕着该回路流动。第三个通常的规则为电力开关Qm放置在该电流回路的外面，否则当电力开关Qm截止时会切断发光二极管403的电流。举例来说，电力开关Qm可耦接于电压波形取样器420和该电流回路间，而不是耦接于该电流回路及电流感测器440间。再举一个例子，电流感测器440可被耦接于该电流回路及电力开关Qm之间，而不是耦接于电力开关Qm与系统接地端之间。

控制电路450包括SR正反器408、时脉产生器406以及比较器407。SR正反器408包括一设定端(S)、一重置端(R)及一输出端(Q)。输出端Q耦接到电力开关Qm用以开启或关闭降压电力级430。时脉产生器406耦接到SR正反器408用以提供SR正反器408的设定端S一个时脉信号。比较器407包括一正端、一负端及一输出端。该正端耦接至电流感测器440用以接收信号Vsen。该负端被耦接至电压波形取样器420用以接收信号VaSin。该输出端耦接至SR正反器408的重置端。当电压信号Vsen的准位高于电压信号VaSin时，比较器407的输出端会触发SR正反器408的重置端。

控制电路450有另一种可供替代的设计被绘示于图5。图5所示的一控制电路550，可以用来取代图4的控制电路450。控制电路550包括比较器407、SR正反器408及固定关闭时间产生器501。控制电路450和550之间的不同点为控制电路450中的时脉产生器406被固定关闭时间产生器501所取代。固定关闭时间产生器501耦接到SR正反器408及比较器407。在比较器407的输出致能之后的一段预设固定时间后触发SR正反器408的设定端。举例来说，如果预设的固定时间是10微秒，固定关闭时间产生器501即会在比较器407输出致能后10微秒触发SR正反器408的设定端。控制电路550操作电力开关Qm的方式和控制电路450实质相同。

现在请参照图6。图6所示的一些图4中电路的重要信号波形，包括有输入电压Vin、发光二极管电流、流经过电流感测器440的电流Isw及输入电流Iin。在图1和图4中的发光二极管驱动电路，存在着两个主要的不同。第一个不同是图1中的很大的稳压电容Cin在图4中被减小了。例如，图1中的电容Cin可能是47微法拉(uF)，而图4中的电容则可能只有1微法拉。图4中的电容Cin为一小容值的高频输入电容，用以滤除降压电力级430的纹波切换电流(ripple switching current)。由于电容Cin容值的降低，输入直流电压Vcin的波形可视为和输入电压Vin相同，都是经过整流的标准正弦波(sine wave)，如图6所示。图1与图4的第二个不同点为，由于比较器107接收到一个固定为0.5V的参考电压，于是在图1中发光二极管的电流可说维持在一个固定值；而图4中，由于电压波形取样器420所提供的电压信号VaSin，发光二极管电流是跟随着输入直流电压Vcin的波形，如图6所示。

时脉产生器406输出一时脉信号至SR正反器408的设定端。在每一个时脉产生时，设定端就被触发，进而致能SR正反器408的输出，使电力开关Qm导通。当电力开关Qm导通时，发光二极管电流等同于流经电力开关Qm及电流感测器440的电流，即电流Isw。二极管405被反偏而不导通。电流流经发光二极管403及电感404逐渐上升，直到电压信号Vsen高于电压信号VaSin，接着比较器407的输出端触发SR正反器408的重置端，SR正反器的输出端使电力开关Qm截止。当电力开关Qm截止时，电流Isw降成为零。此时发光二极管电流在由发光二极管403、电感404及二极管405所形成的回路中流动。并且因为发光二极管403的功率逸散而逐渐降低，直到下一次来自于时脉产生器406的时脉脉冲出现。所有图6中所示的电流信号，皆有相同的死区(dead zone)，其原因是当输入电压Vin降到比跨在发光二极管403上的电压Vf更低时，发光二极管403并不导通。

本实施例的特征之一在于使用方波式功率因数校正。如同图6所示，输入电流Iin的波形在导通相位角介于α到π-α之间时为方波。说明如下：

输入电压Vin可以表示为Va·sin(θ)，其中Va是输入信号Vin的振幅而为由0到π的导通相位角。输入电流Iin只有在Vin＝Va·sin(θ)＞Vf时导通。

因降压电力级430在很高的频率下切换(至少20KHz)，所以在每一个切换周期中，可以假设该发光二极管电流接近一弦波Ia·sin(θ)，如图6所示。为了简化计算，可以假设传输效率(transfer efficiency)＝100％，也就是Pin＝Po。其中Pin为输入电压Vin以及输入电流Iin所提供的输入功率。Po为提供至发光二极管403的功率。

Po＝[Ia·sin(θ)]·Vf；

Pin＝[Ia·sin(θ)·D]·[Va·sin(θ)]；

此处Iin＝Ia·sin(θ)·D且D为电流Isw的责任周期(duty cycle)。

因此，可以推导D为D＝Vf/Vin＝Vf/[Va·sin(θ)]

Iin＝Ia·sin(θ)·D＝Ia·sin(θ)·Vf/[Va·sin(θ)]＝Ia·Vf/Va

因此，可以知道在导通相位角介于α到π-α之间输入平均电流Iin为一个固定值Idc。因此Iin是一方波。这在图6中也可以观察的到。输入电流Iin是电流Isw的平均值。当电流Isw变大，它的责任周期降低而脉波宽度相对的变短。平均下来仍是固定值Idc。

接下来要证明本实施例的功率因数比现有技术的发光二极管驱动电路高。

功率因数(PF)被定义为PF＝实际功率/表面功率＝Po/Pin。

实际功率＝∫Va·sin(θ)·Idc·dθ θ角由α积分至π-2α

＝4Va·Idc·cos(α)

表面功率＝Vin(rms)·Iin(rms)

因Vin(rms)＝Va/√2且Iin(rms)＝Idc·[(π-2α)/π]^1/2，因此可以推导出表面功率＝Va·Idc·(2π)^1/2·(π-2α)^1/2。

因此功率因数PF＝4·cos(α)/[(2π)^1/2·(π-2α)^1/2]。

图7的表格为显示本实施例中变化不同的α所得到的功率因数。如图7中所示，在大部分的α值(小于45度)，方波输入电流确实有比现有技术高出很多的功率因数。最好的功率因数发生在α＝25°，此时功率因数为0.96。

综上所述，本实施例利用简单的降压转换器架构，并且强迫发光二极管电流追循着输入电压的正弦曲线波形，而得到方波状的输入电流。功率因数也可以提高到0.96，较现有技术的发光二极管驱动电路高出许多，电容的尺寸也大为减小。本实施例的电路架构依旧非常简单而严谨。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许更动与润饰，因此本发明的保护范围当以后附的权利要求书所界定的为准。

Claims (10)

1.一种降压转换器发光二极管驱动电路，其特征在于，包括：

一降压电力级，包括一发光二极管，用以提供一正比于通过该发光二极管电流的第一信号；

一交流整流电压源，耦接于该降压电力级，用以驱动该降压电力级；

一电压波形取样器，耦接于该交流整流电压源，用以提供一正比于该交流整流电压源提供的电压的第二信号；以及

一控制电路，耦接至该电压波形取样器及该降压电力级，用以根据该第一信号和该第二信号间的比较来开启或关闭该降压电力级。

2.如权利要求1所述的降压转换器发光二极管驱动电路，其特征在于，该交流整流电压源包括：

一交流电压源；以及

一桥式整流器，耦接至该交流电压源。

3.如权利要求1所述的降压转换器发光二极管驱动电路，其特征在于，所述降压电力级包括：

一电感；

一二极管；

一电力开关；以及

一电流感测器，用以提供该第一信号；其中

该发光二极管、该电感、该电力开关及该电流感测器以串联方式耦接于该交流整流电压源和一系统接地端之间；该发光二极管、该电感及该二极管耦接成为一电流回路；该电力开关在该电流回路之外；该控制电路藉由该电力开关导通来开启该降压电力级并藉由该电力开关截止来关闭该降压电力级。

4.如权利要求3所述的降压转换器发光二极管驱动电路，其特征在于，该电流感测器提供一电压信号作为该第一信号。

5.如权利要求4所述的降压转换器发光二极管驱动电路，其特征在于，该电流感测器包括：

一电阻，以串联方式耦接于该发光二极管，该第一信号由该电阻的一端点所提供。

6.如权利要求3所述的降压转换器发光二极管驱动电路，其特征在于，该电流感测器耦接于该电感及该电力开关之间，或耦接于该电力开关与该系统接地端之间。

7.如权利要求1所述的降压转换器发光二极管驱动电路，其特征在于，该控制电路包括：

一SR正反器，其输出端耦接于该降压电力级，用以开启或关闭该降压电力级；

一时脉产生器，耦接至该SR正反器，用以提供一时脉信号至该SR正反器的设定端；以及

一比较器，具有一正端耦接至该降压电力级用以接收该第一信号，及一负端耦接至该电压波形取样器用以接收该第二信号，以及一输出端耦接至该SR正反器的重置端。

8.如权利要求1所述的降压转换器发光二极管驱动电路，其特征在于，该控制电路包括：

一SR正反器，其一输出端耦接至该降压电力级，用以开启或关闭该降压电力级；

一比较器，具有一正端耦接至所述降压电力级用以接收该第一信号，一负端耦接至该电压波形取样器用以接收该第二信号，及一输出端耦接至该SR正反器之重置端；以及

一固定关闭时间产生器，耦接于该SR正反器和该比较器，用以在该比较器输出致能后的一预设固定时间后触发该SR正反器的设定端。

9.如权利要求8所述的降压转换器发光二极管驱动电路，其特征在于，该第一信号及该第二信号为电压信号，且当该第一信号的电压准位高过该第二信号的电压准位时，该比较器的输出会被致能。

10.如权利要求9所述的降压转换器发光二极管驱动电路，其特征在于，该电压波形取样器包括：

一第一电阻，耦接至该交流整流电压源；以及

一第二电阻，耦接于该第一电阻与该系统接地端之间，其中该第二信号由该第一电阻与该第二电阻的接合点所提供。

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