DE102009040240B4

DE102009040240B4 - Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer und -Dimmverfahren

Info

Publication number: DE102009040240B4
Application number: DE102009040240A
Authority: DE
Inventors: Byung Hoon CHOI; In Kyu Park
Original assignee: Seoul Semiconductor Co Ltd
Current assignee: Seoul Semiconductor Co Ltd
Priority date: 2008-09-05
Filing date: 2009-09-04
Publication date: 2013-07-25
Anticipated expiration: 2029-09-05
Also published as: JP5265488B2; KR101001241B1; US20100060181A1; US8901841B2; TWI422275B; US20130093341A1; JP2012142305A; DE102009040240A1; KR20100028833A; JP2010062150A; US8324823B2; TW201014461A

Abstract

Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100), mit: einem Gleichrichter (104), der eine Wechselspannung (Vin) von einer Wechselspannungsquelle (120) in eine erste Spannung (Vdc1) Doppelweg-gleichrichtet; einen Spannungswandler (106), der aus der ersten Doppelweg-gleichgerichteten Spannung (Vdc1) eine zweite Doppelweg-gleichgerichtete isolierte Spannung (Vdc2) und ein Impulsfreigabesignal (Pen_PWM) erzeugt; einem Impulsbreitenmodulations-Controller (108), der die zweite Doppelweggleichgerichtete isolierte Spannung (Vdc2) empfängt und ein Impulsbreitenmodulations-Signal (VPWM) mit der Frequenz des Impulsfreigabesignals (Pen_PWM) und mit einem einstellbaren Tastverhältnis erzeugt, um eine Wechselstrom-Leuchtdiode (180) zu dimmen; und einem bidirektionalen Schalter (110), der die Wechselstrom-Leuchtdiode (180) von dem Impulsbreitenmodulations-Signal (VPWM) gesteuert treibt.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
GEBIET DER ERFINDUNG
Beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf einen Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (Wechselstrom-LED-Dimmer) und ein Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmverfahren und genauer gesagt auf einen Wechselstrom-LED-Dimmer, der eine Dimmfunktion einer Wechselstrom-LED durch bidirektionales Schalten der Wechselspannung mit einer hohen Geschwindigkeit unter der Steuerung eines Impulsbreitenmodulations-Signals durchführt, und ein Wechselstrom-LED-Dimmverfahren.
ERLÄUTERUNG DES HINTERGRUNDS
Im Allgemeinen kann eine Lampe eine Dimmfunktion umfassen, die es einem Benutzer ermöglicht, die Helligkeit der Lampe zu steuern, wobei jedoch eine derartige Funktion in der Praxis restriktiv angewandt wurde. Da Energiesparen ein wichtiges Anliegen in Verbindung mit einem allgemeinen Anstieg im elektrischen Energieverbrauch geworden ist, wird die Dimmfunktion der Lampe eine wesentliche statt einer optionalen Funktion, um Energie zu sparen. Ferner hat eine Leuchtdiode (LED) Aufmerksamkeit als umweltfreundliche Beleuchtungsquelle erregt, um elektrische Energie zu sparen.
Ein herkömmlicher repräsentativer Dimmer dimmt eine Wechselstrom-LED durch Einstellen des Effektivwerts (RMS value = root-mean-quare value) der Wechselspannung (Vrms) durch Steuern der Wechselstromphase der Wechselspannung mit einer Halbleitervorrichtung, wie beispielsweise einer Triode für Wechselstrom (Triac).
Ein Triac ist näherungsweise ein elektronisches Bauteil, das zwei miteinander umgekehrt parallel (parallel jedoch mit umgekehrter Polarität) geschalteten, Silizium-gesteuerten Gleichrichtern (SCRs/Thyristoren) entspricht, wobei ihre Gates zusammengeschaltet sind. Der Triac kann entweder durch eine an seine Gate-Elektrode angelegte positive oder eine negative Spannung getriggert werden, und einmal getriggert leitet er, bis der Strom durch den Triac unter einen bestimmten Schwellenwert fällt. Triacs sind in der Technik bekannt und eine ausführliche Beschreibung derselben wird hier weggelassen.
Ein derartiges Phasensteuerschema stellt den RMS-Wert einer Ausgangsspannung durch Ansteuern des Triac nach einer vorbestimmten Verzögerung ein, von der eine Eingangsspannung 0 V beträgt (an dem Moment, wenn die Eingangsspannung beginnt anzusteigen oder abzufallen). Das Phasensteuerschema und das herkömmliche Dimmverfahren mit dem Triac sind jedoch hinsichtlich des Betriebsbereichs auf Grund eines Controllers, der konfiguriert ist, um den Triac zu anzusteuern, und inhärenter Kennlinien des Triac begrenzt.
Der herkömmliche Dimmer und das herkömmliche Dimmverfahren werden mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
1 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Dimmers mit einem Triac. Der Dimmer 10 umfasst einen Triac 14 und einen Widerstand/Kondensator-Phasencontroller (R/C-Phasencontroller) 16. Der Triac 14 liefert oder blockiert Wechselspannung von einer Wechselspannungsquelle 12 an eine Lampe, d. h. eine Wechselstrom-LED 18, und der R/C-Phasencontroller 16 steuert den Triac 14. Folglich wird der Triac 14 durch ein Gate-Einschaltsignal I_G von dem R/C-Phasencontroller 16 eingeschaltet, um zu ermöglichen, dass die Wechselspannung an die Wechselstrom-LED 18 geliefert wird.
Der Dimmer 10 erzeugt ein Phasensteuersignal, d. h. ein Gate-Einschaltsignal I_G, mit einem Widerstand R und einem Kondensator C, wenn die Eingangswechselspannung 0 V beträgt, um den Triac 14 zu anzusteuern. Das Phasensteuersignal ist ein Wechselsignal, das durch eine durch den Widerstand und den Kondensator bestimmte Zeitkonstante verzögert wird.
Unter Berücksichtigung der Betriebskennlinien eines typischen Triac wird der Dimmbereich des Dimmers 10 abhängig von der Ansteuerspannung des Triac begrenzt.
2 ist eine graphische Darstellung der Signalverläufe von Eingangswechselspannung v₁ und Eingangswechselstrom i₁ in dem herkömmlichen Dimmer in 1. Bezugnehmend auf 2 führt das Phasensteuerschema mit dem Triac zu einem nicht sinusförmigen Signalverlauf des Stroms i₁.
Wenn die Eingangswechselspannung 0 V beträgt, veranlasst ein Phasensteuersignal, d. h. ein Gate-Einschaltsignal I_G in 1, das unter Verwendung des Widerstands R und des Kondensators C erzeugt wird, den Triac 14 (siehe 1), den Strom plötzlich auf Grund der Betriebskennlinien des Triac zu leiten, um dadurch zu dem nicht sinusförmigen Signalverlauf des Stroms i₁ zu führen, wie in 2 gezeigt ist.
Ferner hängt ein Zeitpunkt, wenn der Strom i₁ beginnt, in dem Stromsignalverlauf zu fließen, von dem Widerstand und dem Kondensator des R/C-Phasencontrollers 16 ab. Beim Bestimmen einer derartigen Phasenverzögerung ist eine Betriebsspanne des Widerstands und des Kondensators erforderlich. Eine unzureichende Betriebsspanne kann das Gate-Einschaltsignal I_G (siehe 1) veranlassen, unmittelbar zu fließen, wodurch die Wechselstrom-LED flackert.
Als solches besteht ein Problem darin, dass ein minimaler Dimmbereich und ein maximaler Dimmbereich auf Grund der Treiberspannung des Triac und den Kennlinien des Widerstands und Kondensators des R/C-Phasencontrollers sehr begrenzt sind.
Außerdem wird der Triac plötzlich durch das Gate-Einschaltsignal in dem Phasensteuerschema mit dem Triac umgeschaltet, wodurch eine Anzahl von Oberschwingungen während des Schaltprozesses erzeugt wird (insbesondere der Einschaltzeit, die durch das Bezugszeichen 20 in 2 bezeichnet wird).
Demgemäß werden ein neuer Wechselstromspannungs-Quellentreiber und Controller benötigt, um einen breiteren Steuerbereich und eine lineare Dimmfunktion zu erzielen.
US 6,412,971 B1 offenbart eine Lichtquelle, umfassend ein Substrat, eine Anordnung von ungepackten, lichtausstrahlenden Halbleitereinrichtungen (LESDs), wobei jede der LESDs zumindest eine Oberfläche zum Ausstrahlen von Licht aufweist und eine Substratoberfläche an dem Substrat befestigt ist, und ferner eine Vielzahl von elektrischen Verbindungen, wobei jede elektrische Verbindung mit einer jeweiligen LESD gekoppelt ist, um elektrischen Strom bereitzustellen.
JP 2002-016290 A offenbart die Kombination mehrerer LEDs, die zwei oder mehrere unterschiedliche Leuchtfarben aufweisen und die gegenläufig parallel verbunden sind. Von einer Wechselstromquelle wird ein Wechselstrom mit einer vorbestimmten Frequenz an die LEDs über ein Schaltelement zugeführt, das das An- und Abschalten in einer vorbestimmten Frequenz durchführt, und ferner eine Diode aufweist, die gegenläufig parallel verbunden ist. Durch die An-/Aussteuerung des Schaltelements wird der Laststrom in einer vorwärts gerichteten LED-Reihe derart gesteuert, dass die Quantität des Lichts und die Leuchtfarbe gesteuert werden.
US 6,208,122 B1 offenbart eine Pulsbreitenmodulation einer Hochfrequenzreihe von Wechselstrom, der in „Scheiben” an eine Lichtlast durch eine Steuerungseinrichtung zugeführt wird, die es dem Verwender ermöglicht, die Lasten zu dimmen.
DE 44 33 552 A1 offenbart elektronische HF-Dimmer für Hoch- und Niedervoltglühlampen mit sehr hohem Leistungsfaktor und außerordentlich geringen Netzstromoberschwingungen. Der Dimmer weist einen Funkenstörfilter, einen Zweiweggleichrichter, einen Spannungswandler zur Erzeugung der IC-Versorgungsspannung und einen HF-Generator mit integriertem Pulsbreitenmodulator auf, der vier Halbleiterschalter in Brückenanordnung umfasst.
JP 2006-172820 A offenbart eine Lichtsteuereinrichtung, in der eine Vielzahl von seriell verbundenen LEDs durch die Verwendung von Wechselstromspannung aus einer Wechselstromquelle zum Leuchten gebracht wird. Durch Installieren eines Erfassungselements, welches einen Nullkreuzpunkt einer Wechselstromspannung in Wellenform erfasst, und eine Dimmsteuereinrichtung, welche das Dimmen einer LED-Gruppe steuert, wird durch Erhalten eines Maximums der Wechselstromspannungswellenform der Wechselstromquelle und durch Ausführen der Pulsbreitenmodulation der Spannung, welche an die LED-Gruppe gespeist wird, die Spannung daran gehindert, eine Grenzspannung zu unterschreiten.
US 7,019,469 B1 offenbart einen Eingangsfilter, der eine Wechselstromquelle von einem Stromschaltelement trennt, das serielle Schaltbereiche und einen Klemmschaltbereich aufweist. Sowohl der serielle Schaltbereich als auch der Klemmschaltbereich umfassen komplementäre Teile von Hochenergie- und Hochgeschwindigkeits-MOSFETS. Der serielle Schaltbereich ist zwischen dem Eingangsfilter und einem Induktor eines Ausgangsfilters, der zwischen dem Energieschaltbereich und einer Last angeordnet ist. Der Klemmschaltbereich ist so verbunden, dass der Induktor und eine Last parallel geschaltet sind. Ein Synchronbetrieb wird durch abwechselndes Betreiben der seriellen und Klemmschaltbereiche erreicht, um Leitungsbedingungen in einer hohen Pulsbreitenmodulationsfrequenz zu erreichen. Die Veröffentlichung „An overview of the electronic drive techniques for intensity control and colour mixing of low voltage light sources such as LEDs and LEPs”; Artistic Licence (UK) Ltd, Mai 2002, gibt einen Überblick zu elektronischen Ansteuertechniken für Intensitätskontrolle and Mischen von Farben bei Niederspannungslichtquellen wie LEDs und LEPs. Der Artikel „LEDs für die Steckdose” in „Elektronik” Heft 25, 2006, Seiten 26–28 beschreibt Wechselstrom-Leuchtdioden für Spannungen von 110 bis 220 V, die sich ohne externe Beschaltung direkt ans Stromnetz anschließen lassen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist eine Aufgabe der Erfindung einen verbesserten Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer und ein verbessertes Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmverfahren bereitszustellen.
Diese Aufgabe wird durch einen Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer gemäß Anspruch 1 und ein Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmverfahren gemäß Patentanspruch 13 erfindungsgemäß gelöst.
Beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung stellen einen verbesserten Wechselstrom-LED-Dimmer und ein Dimmverfahren bereit, die imstande sind, das Problem des herkömmlichen Dimmers anzugehen, bei dem der Dimmbereich durch die Ansteuerspannung des Triac und den Kennlinien des Widerstands und Kondensators des R/C-Phasencontrollers begrenzt wird.
Beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung stellen ebenfalls einen verbesserten Wechselstrom-LED-Dimmer und ein verbessertes Dimmverfahren bereit, die imstande sind, das Problem des herkömmlichen Dimmers anzugehen, bei dem eine Anzahl von Oberschwingungen bei dem Einschaltvorgang erzeugt wird.
Beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung stellen ebenfalls einen verbesserten Wechselstrom-LED-Dimmer und ein Dimmverfahren bereit, die imstande sind, das Flackern der Wechselstrom-LED zu verringern oder zu minimieren, das durch die unzureichende Betriebsspanne des Widerstands und Kondensators des R/C-Phasencontrollers bei dem herkömmlichen Dimmer erzeugt wird.
Zusätzliche Merkmale der Erfindung werden in der folgenden Beschreibung dargelegt und werden teilweise aus der Beschreibung offensichtlich sein oder können durch Praxis der Erfindung gelernt werden.
Eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung offenbart einen Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer, der einen Gleichrichter umfasst, der eine Wechselspannung von einer Wechselspannungsquelle in eine erste Spannung Doppelweg-Gleichzurichtet. Ein Spannungswandler ist in dem Dimmer enthalten, der aus der ersten Doppelweg-gleichgerichtete Spannung eine zweite Doppelweg-gleichgerichtete isolierte Spannung und ein Impulsfreigabesignal erzeugt. Der Dimmer umfasst weiterhin einen Impulsbreitenmodulations-Controller, der die zweite Doppelweg-gleichgerichtete isolierte Spannung empfängt und ein Impulsbreitenmodulations-Signal mit der Frequenz des Impulsfreigabesignals und mit einem einstellbaren Tastverhältnis erzeugt, um eine Wechselstrom-Leuchtdiode zu dimmen, und einen bidirektionalen Schalter, der die Wechselstrom-Leuchtdiode von dem Impulsbreitenmodulations-Signal gesteuert betreibt.
Eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung offenbart weiterhin ein Dimmverfahren für eine Wechselstrom-Leuchtdiode, umfassend ein Gleichrichten einer Wechsel in eine erste Doppelweg-gleichgerichtete Spannung. Das Verfahren umfasst ein Erzeugen einer zweiten Doppelweg-gleichgerichteten isolierten Spannung aus der ersten Doppelweggleichgerichteten Spannung und ein Erzeugen eines Impulsfreigabesignals. Das Verfahren umfasst ein Erzeugen eines Impulsbreitenmodulations-Signals aus der zweiten Doppelweggleichgerichteten isolierten Spannung. Das Verfahren umfasst weiterhin ein bidirektionales Schalten gemäß der Wechselspannung unter der Steuerung des Impulsbreitenmodulations-Signals, um die Wechselstrom-Leuchtdiode zu treiben, und ein Dimmen der Wechselstrom-Lwuchtdiode durch Einstellen eines Tastverhältnisses des Impulsbreitenmodulations-Signals.
Es sei vorausgesetzt, dass sowohl die vorhergehende allgemeine Beschreibung als auch die folgende ausführliche Beschreibung beispielhaft und erläuternd sind und bestimmt sind, eine weitere Erläuterung der Erfindung wie beansprucht bereitzustellen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die beigefügten Zeichnungen, die enthalten sind, um ein weitergehendes Verständnis der Erfindung zu vermitteln, und in der Spezifikation aufgenommen sind und einen Teil dieser Spezifikation bilden, veranschaulichen Ausführungsformen der Erfindung und dienen zusammen mit der Beschreibung dazu, die Prinzipien der Erfindung zu erläutern.
1 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Dimmers mit einem Triac.
2 ist eine graphische Darstellung der Signalverläufe von Eingangswechselspannung und -strom in dem Dimmer in 1.
3 ist ein Blockdiagramm eines Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmers gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
4 ist eine graphische Darstellung der Signalverläufe von Eingangswechselspannung und -strom in dem Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer in 3.
5A und 5B sind Schaltbilder von beispielhaften Ausführungsformen eines elektromagnetischen Interferenzfilters in 3.
6 ist ein Schaltbild einer beispielhaften Ausführungsform eines Gleichrichters in 3.
7 ist ein Schaltbild einer beispielhaften Ausführungsform eines Spannungswandlers in 3.
8 ist ein Schaltbild einer beispielhaften Ausführungsform eines Impulsbreitenmodulations-Controllers in 3.
9A ist ein Signalverlauf, wenn ein Impulsbreitenmodulations-Signal V_PWM eine minimale Ausgabe angibt.
9B ist ein Signalverlauf, wenn ein Impulsbreitenmodulations-Signal V_PWM ein Tastverhältnis von 70% aufweist.
9C ist ein Signalverlauf, wenn ein Impulsbreitenmodulations-Signal V_PWM ein Tastverhältnis von 100% aufweist.
10 ist ein Schaltbild einer beispielhaften Ausführungsform eines Schalters in 3.
11A, 11B und 11C sind Signalverläufe, die die Beziehung zwischen Eingangsspannung und Eingangsstrom einer Wechselstrom-Leuchtdiode gemäß Tastverhältnissen eines Impulsbreitenmodulations-Signals V_PWM in einem Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulichen.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER VERANSCHAULICHTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die Erfindung wird vollständiger nachstehend mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in denen Ausführungsformen der Erfindung gezeigt werden. Diese Erfindung kann jedoch in vielen unterschiedlichen Formen ausgeführt sein und sollte nicht ausgelegt werden, auf die hier dargelegten Ausführungsformen begrenzt zu sein. Vielmehr werden diese Ausführungsformen bereitgestellt, sodass diese Offenbarung gründlich ist und einem Fachmann den Schutzumfang der Erfindung vollständig mitteilen wird. In den Zeichnungen können Größe und relative Größen zwecks Klarheit übertrieben sein. Gleiche Bezugszeichen in den Zeichnungen bezeichnen gleiche Elemente.
Es sei vorausgesetzt, dass, wenn ein Element als ”an” oder ”verbunden mit” einem anderen Element bezeichnet wird, es direkt an oder direkt verbunden mit dem Element sein kann oder dass dazwischenliegende Elemente vorhanden sein können. Im Gegensatz dazu sind, wenn ein Element als ”direkt an” oder ”direkt verbunden mit” einem anderen Element bezeichnet wird, keine dazwischenliegenden Elemente vorhanden.
3 ist ein Blockdiagramm eines Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmers gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Der Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer 100 umfasst ein elektromagnetisches Interferenzfilter (EMI-Filter) 102, einen Wechselstrom-in-Gleichstrom Gleichrichter (AC/DC-Gleichrichter) 104, einen Spannungswandler 106, einen Impulsbreitenmodulations-Controller (PWM-Controller) 108 und einen Schalter 110.
Das EMI-Filter 102 ist zwischen einer Wechselspannungsquelle 120 und dem Schalter 110 geschaltet und wirkt, um in der Wechselspannungsquelle 120 enthaltene elektromagnetische Interferenz zu beseitigen. D. h., dass das EMI-Filter 102 ein Impulsrauschen, Oberschwingungen oder dergleichen auf Grund von elektromagnetischer Interferenz innerhalb oder außerhalb des Dimmers 100 beseitigt, die in einer Stromleitung zwischen der Wechselspannungsquelle 120 und einer Wechselstrom-Leuchtdiode 180 erzeugt werden. Das EMI-Filter 102 kann optional sein, wobei es jedoch vorzugsweise enthalten ist, um die elektromagnetische Interferenz zu verringern und einen Leistungsfaktor zu verbessern.
Der Gleichrichter 104 empfängt eine Wechselspannung (AC-Spannung) der Wechselspannungsquelle 120 und Doppelweg-gleichrichtet sie in eine Gleichstrom-Spannung (DC-Spannung) V_dc1. Das EMI-Filter 102 ermöglicht dem Gleichrichter 104, eine Spannung V_out zu empfangen, die keine elektromagnetische Interferenz aufweist.
Der Spannungswandler 106 empfängt eine Spannung V_dc1, die durch den Gleichrichter 104 Doppelweg-gleichrichtet ist, und gibt eine Spannung V_dc2, die Doppelweg-gleichrichtet und erhöht ist, und ein Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} aus. D. h. der Spannungswandler 106 gibt die Gleichspannung V_dc2 aus, die von der Wechselspannungsquelle 120 isoliert ist, und gibt ebenfalls das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} aus, das beim Erzeugen eines Impulsbreitenmodulations-Signals V_PWM zu verwenden ist.
Der PWM-Controller 108 empfängt die Spannung V_dc2 von dem Spannungswandler 106 und erzeugt ein Impulsbreitenmodulations-Signal V_PWM als Antwort auf das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM}.
Der Schalter 110 steuert die Wechselstrom-Leuchtdiode 180 unter der Steuerung des Impulsbreitenmodulations-Signals V_PWM. Falls das EMI-Filter 102 benutzt wird, empfängt der Schalter 110 die Spannung V_out, die keine elektromagnetische Interferenz aufweist, und steuert die Wechselstrom-Leuchtdiode 180.
Demgemäß kann der Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer 100, der die oben erwähnten Elemente enthält, die Probleme des herkömmlichen Dimmers, der den Triac verwendet, d. h. einen begrenzten Dimmbereich auf Grund der Steuerspannung des Triac und der Kennlinien des Widerstands und Kondensators des R/C-Phasencontrollers, beim Einschaltvorgang erzeugte Oberschwingungen und Flackern der Wechselstrom-LED auf Grund eines unzureichenden Grenzwerts des Widerstands und Kondensators des R/C-Phasencontrollers lösen.
4 ist eine graphische Darstellung von Signalverläufen, die die Eingangswechselspannung v₄ und den Strom i₄ veranschaulicht, wenn der Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer in 3 benutzt wird. Der Begriff Eingangsspannung bezieht sich auf eine Eingangsspannung in die Wechselstrom-Leuchtdiode 180. Die graphische Darstellung der Eingangsspannung und des Stroms veranschaulicht ein Impulsbreitenmodulations-Signal V_PWM mit einem Tastverhältnis von 100%.
Wenn 4 mit 2 verglichen wird, ist der Stromsignalverlauf i₄ in 4, obwohl die Signalverläufe der Spannungen v₁ und v₄ ähnlich sind (es sei angenommen, dass die Wechselspannungsquelle identisch ist), näher einer Sinusform. Ferner ist es möglich, Oberschwingungen zu unterdrücken, die erzeugt werden können, wenn der Triac plötzlich eingeschaltet wird, wie bei dem Stromsignalverlauf i₁ in 2.
5A und 5B sind beispielhafte Ausführungsformen von Schaltbildern, die das EMI-Filter 102 in 3 veranschaulichen. Bezugnehmend auf 5A ist das EMI-Filter 102 ein Netzfilter (ebenfalls als ein AC-Netzfilter bezeichnet) mit einem Filterkondensator C₁ und Gleichtakt-Drosseln L₁ und L₂. Das Netzfilter ist ein LC-Tiefpassfilter, das elektromagnetische Interferenz entfernen kann, die in einer Spannungsquelle enthalten ist. Die Wechselspannung v_out ist eine Spannung, die keine elektromagnetische Interferenz aufweist.
Das EMI-Filter 102 kann so ausgestaltet sein, dass der Filterkondensator C₁ eine niedrige Kapazität aufweist und die Gleichtakt-Drosseln L₁ und L₂ eine große Induktivität aufweisen, um den Leistungsfaktor zu steigern.
Die Gleichtakt-Drosseln L₁ und L₂, die aus einer einzelnen Stufe gebildet sind, wie in 5A gezeigt ist, können physikalisch durch die Anzahl von Wicklungen, Größe und dergleichen bestimmt sein. Um derartige physikalische Begrenzungen zu überwinden und die Induktivität der Gleichtakt-Drosseln zu erhöhen, um dadurch den Leistungsfaktor zu steigern, können die Gleichtakt-Drosseln aus zwei oder mehr Stufen gebildet sein, die miteinander in Reihe geschaltet sind.
5B veranschaulicht zwei Stufen von Gleichtakt-Drosseln L₃ und L₄ und L₅ und L₆, die miteinander in Reihe geschaltet sind. 5B wird lediglich für veranschaulichende Zwecke bereitgestellt, und die Gleichtakt-Drosseln können aus drei oder mehr Stufen gebildet werden.
Demgemäß ist es durch Verwenden des EMI-Filters 102 möglich, einen nahezu sinusförmigen Eingangsstrom in der Wechselstrom-Leuchtdiode 180 zu erzeugen, um Oberschwingungen zu unterdrücken und elektromagnetische Interferenz zu beseitigen.
6 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Ausführungsform des Gleichrichters 104 in 3 veranschaulicht. Der Gleichrichter 104 umfasst einen Spannungsteiler 114, um Spannung einer Wechselspannungsquelle v_in zu teilen, eine erste Doppelweggleichrichtereinheit 124, um die durch den Spannungsteiler 114 geteilte Spannung Doppelweg-gleichzurichten, und einen ersten Spannungsstabilisator mit einem Kondensator C₆₂, um die durch die erste Doppelweggleichrichtereinheit 124 Doppelweg-gleichgerichtete Spannung zu stabilisieren.
Hier kann die Wechselspannungsquelle v_in eine Wechselspannungsquelle 120 ohne gefilterte elektromagnetische Interferenz sein, oder, falls das EMI-Filter 102 verwendet wird, eine Wechselspannungsquelle (v_out in 5A oder 5b) mit gefilterter elektromagnetischer Interferenz sein.
Der Spannungsteiler 114 umfasst einen Kondensator C₆₁, der mit der Wechselspannungsquelle v_in in Reihe geschaltet ist, einen Widerstand R₆₁, der mit dem Kondensator C₆₁ in Reihe geschaltet ist, und ein Paar von Zener-Dioden ZD₆₁ und ZD₆₂, die mit dem Widerstand R₆₁ in Reihe geschaltet sind. Eine vorbestimmte Zener-Spannung V_ZD über die Zener-Dioden ZD₆₁ und ZD₆₂ ist mit einem Eingang der ersten Doppelweggleichrichtereinheit 124 parallel geschaltet.
Das Paar von Zener-Dioden ZD₆₁ und ZD₆₂ ist umgekehrt in Reihe geschaltet, um vorbestimmte Zener-Spannungen V_ZD und –V_ZD unter der Wechselspannungsquelle v_in bereitzustellen.
Ein Betrieb des Gleichrichters 104 wird nun ausführlich beschrieben.
Da der Kondensator C₆₁, der Widerstand R₆₁ und das Paar von Zener-Dioden ZD₆₁ und ZD₆₂ mit der Wechselspannungsquelle v_in in Reihe geschaltet sind und das Paar von Zener-Dioden ZD₆₁ und ZD₆₂ mit einem Eingang der erster Doppelweggleichrichtereinheit 124 verbunden ist, wirkt das Paar von Zener-Dioden ZD₆₁ und ZD₆₂, eine Eingangsspannung der ersten Doppelweggleichrichtereinheit 124 auf eine vorbestimmte Zener-Spannung V_ZD zu begrenzen.
Die Spannung über dem Kondensator C₆₁ kann abhängig von dem Leistungsverbrauch des Kondensators C₆₂ des ersten Spannungsstabilisators variieren. In diesem Fall wird für den Kondensator C₆₁, den Widerstand R₆₁ und das Paar von Zener-Dioden ZD₆₁ und ZD₆₂, die miteinander in Reihe geschaltet sind, die Spannung der Wechselspannungsquelle v_in in einem vorbestimmten Verhältnis geteilt, und die Eingangswechselspannung der ersten Doppelweggleichrichtereinheit 124 mit Dioden D₆₁, D₆₂, D₆₃ und D₆₄ variiert abhängig vom Leistungsverbrauch des Kondensators C₆₂.
Folglich kann die Kapazität des Kondensators C₆₁ unter Berücksichtigung des Leistungsverbrauchs des Kondensators C₆₂ ausgestaltet sein. Beispielsweise kann der Kondensator C₆₁ eine Kapazität von 100 bis 330 nF aufweisen.
Ferner kann das Paar von Zener-Dioden ZD₆₁ und ZD₆₂ optional sein, abhängig davon, ob der Kondensator C₆₁ unter Berücksichtigung des Leistungsverbrauchs des Kondensators C₆₂ optimal ausgestaltet werden kann.
Der Kondensator C₆₂ bildet den ersten Spannungsstabilisator. Der erste Spannungsstabilisator stabilisiert die durch die erste Doppelweggleichrichtereinheit 124 in Gleichstromspannung gleichgerichtete Spannung und liefert sie an den Spannungswandler 106.
7 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Ausführungsform des Spannungswandlers 106 in 3, d. h. eines DC/DC-Spannungswandlers, veranschaulicht. Der Spannungswandler 106 umfasst einen Impulsgenerator 116, einen ersten Verstärker 146, einen Transformator TR₇₁, eine zweite Doppelweggleichrichtereinheit 166 und einen zweiten Spannungsstabilisator 156. Der Impulsgenerator 116 empfängt die Ausgangsspannung V_dc1 des Gleichrichters 104 und erzeugt ein Hochfrequenz-Impulssignal P₁. Der erste Verstärker 146 empfängt das Hochfrequenz-Impulssignal P₁ und gibt ein AC-Rechteckwellensignal P₂ aus. Der Transformator TR₇₁ empfängt das AC-Rechteckwellensignal P₂ in seiner Primärwicklung und induziert eine erhöhte Spannung in seiner Sekundärwicklung. Die zweite Doppelweggleichrichtereinheit 166 Doppelweg-gleichrichtet die in der Sekundärwicklung des Transformators TR₇₁ induzierte Spannung v₂ und gibt ein Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} aus, das an den PWM-Controller 108 angelegt wird. Der zweite Spannungsstabilisator 156 stabilisiert die durch die zweite Doppelweggleichrichtereinheit 166 Doppelweg-gleichgerichtete Spannung (Spannung bei N₇₃).
Der Impulsgenerator 116 ist ein Oszillator, um eine Rechteckwelle zu erzeugen, und umfasst eine Tastverhältnis-Einstelleinrichtung 126 und eine integrierte Schaltung (IC) eines Zeitgebers 136. Obwohl die beispielhafte Ausführungsform des Zeitgeber-IC 136 des Impulsgenerators 116 ein NE555 Zeitgeber-IC in 7 ist, kann das Zeitgeber-IC 136 jedes IC sein, das ein Hochfrequenz-Impulssignal erzeugen kann.
Beispielsweise ist für das Zeitgeber-IC 136 ein GND-Pin (Pin 1) mit Masse; ein THR (Pin 2), TRG (Pin 6) und DIS (Pin 7) mit einer peripheren Schaltung 126 zum Einstellen eines Tastverhältnisses (als ”Tastverhältnis-Einstelleinrichtung” bezeichnet); eine VCC (Pin 4) und RST (Pin 8) mit der Gleichspannung V_dc1; und eine CV (Pin 5) mit einem Kondensator verbunden, um das Zeitgeber-IC 136 zu stabilisieren.
Die Tastverhältnis-Einstelleinrichtung 126 umfasst einen ersten Widerstand R₇₁, einen zweiten Widerstand R₇₂ und einen Kondensator C₇₂, die miteinander in Reihe geschaltet sind, wobei Gleichstromspannung V_dc1 angelegt ist.
Pin 7 des Zeitgeber-IC 136 ist mit einem Knoten N₇₁ zwischen dem ersten Widerstand R₇₁ und dem zweiten Widerstand R₇₂ verbunden; Pins 2 und 6 des Zeitgeber-IC 136 sind im Allgemeinen mit einem Knoten N₇₂ zwischen dem zweiten Widerstand R₇₂ und dem Kondensator C₇₂ verbunden. Als solches wird ein Tastverhältnis durch den Betrieb des Zeitgeber-IC 136 bestimmt, und eine Zeitkonstante durch den ersten Widerstand R₇₁, den zweiten Widerstand R₇₂ und den Kondensator C₇₂ bestimmt.
Wie in 7 gezeigt ist, kann, um ein Hochfrequenz-Impulssignal P₁ mit einem Tastverhältnis von 50% zu erzeugen, ferner eine Diode D₇₁ enthalten sein, die mit dem zweiten Widerstand R₇₂ parallel geschaltet und in Durchlassrichtung zu dem Kondensator C₇₂ hin vorgespannt ist.
Der erste Verstärker 146 empfängt das Hochfrequenz-Impulssignal P₁ und legt das AC Rechteckwellensignal P₂ an die Primärwicklung des Transformators TR₇₁ an.
Beispielsweise kann, wie in 7 gezeigt ist, der erste Verstärker 146 ein Paar von bipolaren Sperrschichttransistoren (BJTs) Q₇₁ und Q₇₂ aufweisen. Basen der BJTs Q₇₁ und Q₇₂ sind im Allgemeinen mit einem Ausgang des Impulsgenerators 116 verbunden, ihre Emitter sind im Allgemeinen miteinander verbunden und ihre Kollektoren sind mit einem Ausgang des Gleichrichters 104 verbunden. D. h. der Kollektor des BJT Q₇₁ ist mit der Gleichspannungsquelle V_dc1 verbunden, und der Kollektor des BJT Q₇₂ ist mit Masse verbunden, sodass sie durch die Gleichspannungsquelle V_dc1 angesteuert werden.
Die Emitter der BJTs Q₇₁ und Q₇₂ sind im Allgemeinen mit der Primärwicklung des Transformators TR₇₁ verbunden, sodass das AC Rechteckwellenssignal P₂ von den Emittern an den Transformator TR₇₁ ausgegeben wird.
Ein Gleichstrom-Abschaltkondensator C₇₄ kann ferner zwischen den gemeinsamen Emittern der BJTs Q₇₁ und Q₇₂ und der Primärwicklung des Transformators TR₇₁ in Reihe geschaltet sein, um das Gleichstromsignal zu blockieren.
Die zweite Doppelweggleichrichtereinheit 166 umfasst vier Dioden D₇₂, D₇₃, D₇₄ und D₇₅. Die zweite Doppelweggleichrichtereinheit 166 ist mit der Sekundärwicklung des Transformators TR₇₁ verbunden, um die durch den Transformator TR₇₁ erhöhte Spannung (d. h. die Spannung v₂ in der Sekundärwicklung des Transformators TR₇₁) Doppelweg-gleichzurichten. Der Kondensator C₇₅ ist mit dem Ausgang der zweiten Doppelweggleichrichtereinheit 166 parallel geschaltet, um die Gleichstromspannung zu stabilisieren.
Der zweite Spannungsstabilisator 156 umfasst beispielsweise einen BJT Q₇₃, einen Widerstand R₇₃, eine Zener-Diode ZD₇₁ und einen Kondensator C₇₆.
Der in 7 veranschaulichte BJT Q₇₃ ist ein npn-Transistor, wobei ein Kollektor desselben mit dem Ausgang der zweiten Doppelweggleichrichtereinheit 166, ein Emitter desselben mit dem Eingang des PWM-Controllers 108 und ein Kollektor desselben mit der Zener-Diode ZD₇₁ verbunden ist. Der Widerstand R₇₃ mit einem vorbestimmten Widerstandswert ist zwischen dem Kollektor und der Basis des BJT Q₇₃ geschaltet, und die Zener-Diode ZD₇₁ ist zwischen der Basis des BJT Q₇₃ und dem Ausgangs-Masseknoten N₇₄ des Spannungswandlers 106 geschaltet, um eine vorbestimmte Zener-Spannung an die Basis des BJT Q₇₃ zu liefern. Der Kondensator C₇₆ ist mit dem Ausgang des Spannungswandlers 106 parallel geschaltet, um die Gleichstromspannung V_dc2 zu stabilisieren.
Obwohl der zweite Spannungsstabilisator 156 der BJT Q₇₃, insbesondere der npn-BJT in 7 ist, kann er ein pnp-BJT (es sei vorausgesetzt, dass die anderen Elemente dementsprechend unterschiedlich ausgestaltet sein müssten) oder andere Schaltungen sein, die imstande sind, die Gleichspannung V_dc2 zu stabilisieren.
Ein Rauschfilter 176 kann zwischen dem Masseknoten N₇₅ in der Primärwicklung des Transformators TR₇₁ und dem Ausgangs-Masseknoten N₇₄ des Spannungswandlers 106 hinzugefügt werden. Das Rauschfilter 176 kann eine stabile Gleichstromspannung V_dc2 durch Stabilisieren des Masseknotens N₇₄ in der Sekundärwicklung des Transformators TR₇₁, d. h. der Masse am Ausgang des Spannungswandlers 106, und Weiterleiten eines Rauschens in einer mit der Sekundärwicklung des Transformators TR₇₁ verbundenen Schaltung an die Primärwicklung des Transformators TR₇₁ erzeugen.
Das Rauschfilter 176 kann eine Kombination aus einem Kondensator, einem Widerstand und dergleichen, oder einen Widerstand mit einem Widerstand von Hunderten von Kiloohm (kΩ) bis Tausenden von kΩ enthalten.
Der Betrieb des Spannungswandlers 106 wird mit Bezug auf 7 beschrieben. Die Ausgangsspannung V_dc1 des Gleichrichters 104 wird durch den Kondensator C₇₁ geladen oder stabilisiert, und das Zeitgeber-IC 136 und die Transistoren Q₇₁ und Q₇₂ des ersten Verstärkers 146 werden durch die Gleichstromspannung V_dc1 über den Kondensator C₇₁ getrieben.
Das Zeitgeber-IC 136 erzeugt ein Hochfrequenz-Impulssignal P₁ mit einem vorbestimmten Tastverhältnis, das von einer Zeitkonstante abhängt, die durch den ersten Widerstand R₇₁, den zweiten Widerstand R₇₂ und den Kondensator C₇₂ bestimmt wird. Der erste Verstärker 146 verstärkt den Strom mit dem Hochfrequenz-Impulssignal P₁ und liefert ein AC-Rechteckwellensignal P₂ an die Primärwicklung des Transformators TR₇₁ durch den Gleichstrom-Abschaltkondensator C₇₄. Die Spannung in der Primärwicklung des Transformators TR₇₁ wird auf ein vorbestimmtes Verhältnis in der Sekundärwicklung des Transformators TR₇₁ erhöht. Die erhöhte Spannung v₂ wird durch die zweite Doppelweggleichrichtereinheit 166 mit den Dioden D₇₂, D₇₃, D₇₄ und D₇₅ Doppelweg-gleichgerichtet. Die Doppelweg-gleichgerichtete Spannung wird auf die Gleichspannung (Spannung bei N₇₃) durch den Kondensator C₇₅ stabilisiert. Die Gleichspannung wird ferner auf die Gleichspannung V_dc2 durch den zweiten Spannungsstabilisator 156 stabilisiert, und die Gleichspannung V_dc2 wird an den PWM-Controller 108 angelegt. Ferner wird das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM}, das von einem Knoten zwischen den Dioden D₇₅ und D₇₄ der zweiten Doppelweggleichrichtereinheit 166 ausgegeben wird, an den PWM-Controller 108 geliefert, um das Impulsbreitenmodulations-Signal V_PWM zu erzeugen.
Der Spannungswandler 106 kann der Primärwicklung des Transformators TR₇₁ ermöglichen, eine Wechselspannung zu erzeugen, und kann der Sekundärwicklung des Transformators TR₇₁, die von der Primärwicklung elektrisch isoliert ist, ermöglichen, die in der Primärwicklung erzeugte Spannung zu erhöhen und die stabile Gleichspannung V_dc2 zu erzeugen.
8 ist ein Schaltbild einer beispielhaften Ausführungsform des Impulsbreitenmodulations-Controllers (PWM-Controllers) 108 in 3. Der PWM-Controller 108 umfasst eine Tastverhältnissteuereinheit 128 mit veränderbarem Widerstand R_var, konstantem Widerstand R₈₃ und Kondensator C₈₂, einen Rechteckwellen-Impulsgenerator 118 und einen zweiten Verstärker 138 mit BJTs Q₈₁ und Q₈₂.
Die Tastverhältnissteuereinheit 128 bestimmt eine Verschiebezeit des durch das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} erzeugten PWM-Signals V_PWM durch eine Zeitkonstante, die eine Funktion des veränderbaren Widerstands R_var, des konstanten Widerstands R₈₃ und des Kondensators C₈₂ ist.
Der Rechteckwellen-Impulsgenerator 118 empfängt das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM}, um einen Rechteckwellenimpuls P₃ auf einen ersten Pegel zu schieben, und die Tastverhältnissteuereinheit 128 schiebt den Rechteckwellenimpuls P₃ vom ersten Pegel auf einen zweiten Pegel. Da das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} ebenfalls eine Rechteckwelle ist, wird die Frequenz (oder der Zyklus) des PWM-Signals V_PWM durch das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} bestimmt.
Es sei beispielsweise angenommen, dass der erste Pegel ist ein H-Pegel und der zweite Pegel ein L-Pegel ist, der Rechteckwellen-Impulsgenerator 118 das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} empfängt und den Rechteckwellenimpuls P₃ auf den H-Pegel anhebt, und der angehobene Rechteckwellenimpuls P₃ auf den L-Pegel durch eine Zeitkonstante geschoben wird, die durch die Tastverhältnissteuereinheit 128 bestimmt wird. Auf diese Art und Weise wird eine Einschaltzeitspanne des Rechteckwellenimpulses P₃ bestimmt.
Beispielsweise kann eine beispielhafte Ausführungsform des Rechteckwellen-Impulsgenerators 118 ein IC der 4528-Serie sein. Wie in 8 gezeigt ist, ist bei einem IC der 4528-Serie der RC-Pin des Rechteckwellen-Impulsgenerators 118 mit einem Knoten N₈₁ zwischen dem veränderbaren Widerstand R_var und dem konstanten Widerstand R₈₃ und dem Kondensator C₈₂ verbunden, die miteinander in Reihe geschaltet sind. Die Gleichspannung V_dc2 wird über den veränderbaren Widerstand R_var, den konstanten Widerstand R₈₃ und den Kondensator C₈₂ angelegt. Das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} wird an den A-Pin des Rechteckwellen-Impulsgenerators 118 angelegt.
Der zweite Verstärker 138 empfängt den Ausgangsimpuls P₃ des Rechteckwellen-Impulsgenerators 118 und gibt das PWM-Signal V_PWM aus. Der zweite Verstärker 138 empfängt die Gleichspannung V_dc2 und kann ein Paar von BJTs Q₈₁ und Q₈₂ umfassen. Der zweite Verstärker 138 ist dem ersten Verstärker 146 in dem Spannungswandler 106 ähnlich und eine ausführliche Beschreibung desselben wird somit weggelassen. Jeder der Transistoren kann jedoch eine unterschiedliche Kennlinie in dem ersten Verstärker 146 und dem zweiten Verstärker 138 aufweisen.
Erneut bezugnehmend auf 8 empfangen der Rechteckwellen-Impulsgenerator 118 und der zweite Verstärker 138 die Gleichspannung V_dc2 von dem Spannungswandler 106, erzeugt der Rechteckwellen-Impulsgenerator 118 den Rechteckwellenimpuls P₃ als Antwort auf das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} von dem Spannungswandler 106 und empfängt der zweite Verstärker 138 den Rechteckwellenimpuls P₃ und erzeugt das PWM-Signal V_PWM.
Wie oben beschrieben ist, wird das Tastverhältnis des PWM-Signals V_PWM durch die Tastverhältnissteuereinheit 128 bestimmt, die eine periphere Schaltung des Rechteckwellen-Impulsgenerators 118 ist, und die Einschaltzeit und Frequenz des PWM-Signals V_PWM werden durch das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} bestimmt.
Die Ausgabe des PWM-Controllers 108, d. h. das PWM-Signal V_PWM, kann ein Rechteckwellenssignal mit einer Frequenz sein, die von 20 bis 100 kHz oder höher reicht, und die Impulsbreitenmodulation kann bei einem Tastverhältnis gesteuert werden, das von 1 bis 100% reicht.
Bei der Tastverhältnissteuereinheit 128 kann der veränderbare Widerstand R_var direkt mit einer Betriebseinheit (nicht gezeigt) zum Dimmen der Wechselstrom-Leuchtdiode kombiniert sein, sodass der Widerstand des veränderbaren Widerstands R_var durch die Betriebseinheit eingestellt werden kann, um das Tastverhältnis des PWM-Signals V_PWM einzustellen, um dadurch die Wechselstrom-Leuchtdiode zu dimmen.
9A, 9B und 9C veranschaulichen einige PWM-Signale zum Dimmen der Wechselstrom-Leuchtdiode. Genauer gesagt veranschaulicht 9A einen Signalverlauf, wenn ein PWM-Signal V_PWM ein Tastverhältnis von 1% aufweist, 9B einen Signalverlauf, wenn ein PWM-Signal V_PWM ein Tastverhältnis von 70% aufweist, und 9C einen Signalverlauf, wenn ein PWM-Signal V_PWM ein Tastverhältnis von 100% aufweist.
Bezugnehmend auf 9A weist das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} eine vorbestimmte Frequenz auf, und, wie oben beschrieben ist, hat das PWM-Signal V_PWM aktiviert und bestimmt eine Frequenz des PWM-Signals V_PWM.
Wenn das PWM-Signal V_PWM ein Tastverhältnis von 1% durch Einstellen des veränderbaren Widerstands R_var in 8 aufweist, kann der Signalverlauf des PWM-Signals V_PWM erhalten werden, wie in 9A gezeigt ist. Da in diesem Fall die Zeitspanne, während derselben der Schalter 110 eingeschaltet ist, sehr kurz ist, erzeugt die Wechselstrom-Leuchtdiode eine sehr niedrige optische Leistung.
Bezugnehmend auf 9B weist das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} die gleiche Frequenz wie das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} in 9A auf, und der veränderbare Widerstand R_var ist so eingestellt, dass das PWM-Signal V_PWM ein Tastverhältnis von 70% aufweist. In diesem Fall kann, da der Schalter 110 länger als in 9A eingeschaltet ist, die Wechselstrom-Leuchtdiode eine optische Leistung erzeugen, die größer als in 9A ist.
Bezugnehmend auf 9C weist das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} die gleiche Frequenz wie das Impulsfreigabesignal P_{en_PWM} in 9A auf, und der veränderbare Widerstand R_var ist so eingestellt, dass das PWM-Signal V_PWM ein Tastverhältnis von 100% aufweist. In diesem Fall kann, da der Schalter 110 eingeschaltet bleibt, die Wechselstrom-Leuchtdiode eine maximale optische Leistung erzeugen.
10 ist ein Schaltbild einer Ausführungsform des Schalters 110 in 3. Wenn das PWM-Signal V_PWM auf einem ersten Pegel ist, ist der Schalter 110 in einer ersten Betriebsart während eines positiven Halbzyklus der Wechselspannungsquelle und in einer zweiter Betriebsart während eines negativen Halbzyklus der Wechselspannungsquelle. In diesem Fall wird, falls das EMI-Filter 102 im Anschluss an die Wechselspannungsquelle (siehe Bezugszeichen 120 in 3) positioniert ist, die elektromagnetische Interferenz von der Wechselspannungsquelle durch das EMI-Filter 102 beseitigt, und die Wechselspannung, die keine elektromagnetische Interferenz aufweist (d. h. v_out in 5A oder 5B), wird dann an den Schalter 110 geliefert.
Beispielsweise geben der erste Pegel bzw. ein zweiter Pegel des PWM-Signals V_PWM einen Spannungspegel an, um die Transistoren Q₁₀₁ und Q₁₀₂ einzuschalten, und ein Spannungspegel zwischen dem Gate und der Source, um die Transistoren Q₁₀₁ und Q₁₀₂ auszuschalten.
Da die Wechselspannung an den Schalter 110 angelegt wird und die Wechselstrom-LED verwendet wird, werden demgemäß zwei Betriebsarten benutzt, die zwei unterschiedliche Strompfade aufweisen.
Der Schalter 110 umfasst den ersten Schalttransistor Q₁₀₁ und den zweiten Schalttransistor Q₁₀₂ und eine erste Sperrdiode Qd₁₀₁ und eine zweite Sperrdiode Qd₁₀₂, die jeweils mit dem ersten Schalttransistor Q₁₀₁ und dem zweiten Schalttransistor Q₁₀₂ parallel geschaltet sind.
Der erste Schalttransistor Q₁₀₁ und der zweite Schalttransistor Q₁₀₂ werden durch das PWM-Signal V_PWM ein- oder ausgeschaltet und miteinander in Reihe geschaltet.
Die erste Sperrdiode Qd₁₀₁ ist zwischen dem Drain und der Source des ersten Schalttransistors Q₁₀₁ parallel geschaltet, und die zweite Sperrdiode Qd₁₀₂ ist parallel zwischen dem Drain und der Source des zweiten Schalttransistors Q₁₀₂ parallel geschaltet.
In 10 fließt bei der ersten Betriebsart Strom durch den ersten Schalttransistor Q₁₀₁ und der zweiten Sperrdiode Qd₁₀₂. Bei der zweiten Betriebsart fließt Strom durch den zweiten Schalttransistor Q₁₀₂ und die erste Sperrdiode Qd₁₀₁. D. h., falls das PWM-Signal V_PWM auf einem Pegel ist, um die Schalttransistoren Q₁₀₁ und Q₁₀₂ einzuschalten (der erste Pegel bei dem obigen Beispiel), werden die Schalttransistoren Q₁₀₁ und Q₁₀₂ eingeschaltet und lediglich eine in Durchlassrichtung vorgespannte Diode (Qd₁₀₂ bei der ersten Betriebsart; Qd₁₀₁ bei der zweiten Betriebsart) leitet Strom, was zu unterschiedlichen Strompfaden führt.
Die jeweiligen Betriebsarten werden nun ausführlich beschrieben.
Für die erste Betriebsart, die ein positiver Halbzyklus der Wechselspannung v₁ ist, fließt, da die erste Sperrdiode Qd₁₀₁ keinen Strom leitet, zwischen dem Drain N₁₀₁ und der Source N₁₀₂ des ersten Schalttransistors Q₁₀₁ gemäß dem PWM-Signal V_PWM Strom oder nicht. Im Gegensatz dazu fließt, da die zweite Sperrdiode Qd₁₀₂ in Durchlassrichtung vorgespannt ist, Strom durch die zweite Sperrdiode Qd₁₀₂ zwischen der Source N₁₀₂ und dem Drain N₁₀₃ des zweiten Schalttransistors Q₁₀₂. Als Ergebnis wird bei der ersten Betriebsart der erste Schalttransistor Q₁₀₁ gemäß dem PWM-Signal V_PWM gesteuert, um die Wechselstrom-Leuchtdiode demgemäß zu steuern.
Für die zweite Betriebsart, die ein negativer Halbzyklus der Wechselspannung v₁ ist, fließt, da die zweite Sperrdiode Qd₁₀₂ keinen Strom leitet, zwischen dem Drain N₁₀₃ und der Source N₁₀₂ des zweiten Schalttransistors Q₁₀₂ gemäß dem PWM-Signal V_PWM Strom oder nicht. Im Gegensatz dazu fließt, da die erste Sperrdiode Qd₁₀₁ in Durchlassrichtung vorgespannt ist, Strom durch die erste Sperrdiode Qd₁₀₁ zwischen der Source N₁₀₂ und dem Drain N₁₀₁ des ersten Schalttransistors Q₁₀₁. Als Ergebnis wird bei der zweiten Betriebsart, der zweite Schalttransistor Q₁₀₂ gemäß dem PWM-Signal V_PWM gesteuert, um die Wechselstrom-Leuchtdiode demgemäß zu dimmen.
Obwohl ein n-Typ-MOSFET als Schalttransistoren Q₁₀₁ und Q₁₀₂ in 10 benutzt wird, kann ein p-Typ-MOSFET als Schalttransistoren Q₁₀₁ und Q₁₀₂ oder jeder Typ von Schalttransistor benutzt werden, der durch das PWM-Signal V_PWM schnell geschaltet wird, um Wechselstromleistung an die Wechselstrom-Leuchtdiode anzulegen.
11A, 11B und 11C sind Signalverläufe, die die Beziehung zwischen Eingangsspannung und Eingangsstrom einer Wechselstrom-Leuchtdiode gemäß Tastverhältnissen eines PWM-Signals V_PWM in einem Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulichen.
11A veranschaulicht ein PWM-Signal V_PWM mit einem Tastverhältnis von 1%, 11B veranschaulicht ein PWM-Signal V_PWM mit einem Tastverhältnis von 70% und 11C veranschaulicht ein PWM-Signal V_PWM mit einem Tastverhältnis von 100%. Folglich können 11A, 11B und 11C Signalverläufe sein, die die Beziehung zwischen der Eingangsspannung und dem Eingangsstrom der Wechselstrom-Leuchtdiode veranschaulichen, die jeweils 9A, 9B und 9C entsprechen. In 11A, 11B und 11C gibt die x-Achse Zeit und die y-Achse Spannung oder Strom an.
In 11A und 11B werden, da eine Ein- oder Aus-Zeitspanne des Schalters 110 in dem Zyklus des PWM-Signals V_PWM gemäß einem Tastverhältnis des PWM-Signals V_PWM, enthalten ist, die Eingangsspannung und der Strom der Wechselstrom-Leuchtdiode demgemäß geändert. Folglich sind ein interner Zyklus in einer Zeitspanne, während derselben die Eingangsspannung der Wechselstrom-Leuchtdiode gemäß dem PWM-Signal V_PWM geändert wird, und ein interner Zyklus in einer Zeitspanne, während derselben der Eingangsstrom erscheint, dieselben wie der Zyklus des PWM-Signals V_PWM.
In 11C wird, da das PWM-Signal V_PWM ein Tastverhältnis von 100% aufweist, der Schalter 110 eingeschaltet beibehalten, und daher werden die Spannungs- und Stromsignalverläufe der Wechsel spannungsquelle erhalten.
Die optische Leistung der Wechselstrom-Leuchtdiode hängt von der mit dem Strom multiplizierten Spannung ab. Folglich führt, wie in 11A, 11B und 11C gezeigt ist, ein erhöhtes Tastverhältnis des PWM-Signals V_PWM zu einem erhöhten Spitzenwert; daher führt ein erhöhtes Tastverhältnis des PWM-Signals V_PWM zu einer erhöhten optischen Leistung der Wechsel strom-Leuchtdiode.
Das PWM-Signal V_PWM kann durch Einstellen des Tastverhältnisses auf einen voreingestellten Wert (zwischen 1 und 100%) linear gesteuert werden.
Wie oben beschrieben ist, kann der Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer eine effiziente Weitbereichs-Dimmfunktion mit dem PWM-Signal erzielen. Insbesondere kann der Wechselstrom-Luchtdioden-Dimmer einen begrenzten Dimmbereich und Oberschwingungsprobleme bei dem herkömmlichen Dimmer mit dem Triac lösen.
Eine beispielhafte Ausführungsform eines Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmverfahrens umfasst ein Empfangen von Wechselspannung und ein Erzeugen eines Impulsbreitenmodulations-Signals, ein Ansteuern einer Wechselstrom-Leuchtdiode unter der Steuerung des Impulsbreitenmodulations-Signals und ein Dimmen der Wechselstrom-Leuchtdiode durch Einstellen eines Tastverhältnisses des Impulsbreitenmodulations-Signals.
Das PWM-Signal kann mit einer Vielfalt von ICs und peripheren Schaltungen erzeugt werden. Wie beispielsweise in 6, 7, 8 und 10 gezeigt ist, können die oben erwähnten beispielhaften Ausführungsformen von Elementen, um das PWM-Signal zu erzeugen, bei dem Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer benutzt werden. Ein Erzeugen des PWM-Signals durch die Elemente wird oben beschrieben und eine ausführliche Beschreibung dessen wird somit weggelassen.
Gemäß dem Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmverfahren wird die Wechselstrom-Leuchtdiode durch Einstellen des Tastverhältnisses des PWM-Signals gedimmt. Das Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmverfahren kann ferner ein Beseitigen von elektromagnetischer Interferenz umfassen, die in der Wechselspannung enthalten ist, die angewandt wird, um das PWM-Signal zu erzeugen oder die Wechselstrom-Leuchtdiode zu steuern.
Beispielsweise kann die elektromagnetische Interferenz durch die beispielhafte Ausführungsform des in 5A oder 5B veranschaulichten EMI-Filters beseitigt werden.
Eine weitere beispielhafte Ausführungsform eines Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmverfahrens umfasst Empfangen und Doppelweg-Gleichrichten von Wechselspannung, Empfangen der Doppelweg-gleichgerichteten Spannung, Erzeugen der Doppelweggleichgerichteten erhöhte Spannung und Erzeugen eines Impulsfreigabesignals, Empfangen der Doppelweg-gleichgerichteten erhöhten Spannung und Erzeugen eines Impulsbreitenmodulations-Signals als Antwort auf das Impulsfreigabesignal, bidirektionales Schalten gemäß der Wechselspannung unter der Steuerung des Impulsbreitenmodulations-Signals, um eine Wechselstrom-Leuchtdiode zu steuern, und Dimmen der Wechselstrom-Leuchtdiode durch Einstellen eines Tastverhältnisses des Impulsbreitenmodulations-Signals.
Die jeweiligen Vorgänge bei dem Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmverfahren können beispielsweise mit Bezug auf 6, 7, 8 und 10 beschrieben werden. Genauer gesagt kann eine Doppelweg-Gleichrichtung der Wechselspannung durch den Gleichrichter 104 in 6 durchgeführt werden, ein Erzeugen von Doppelweg-gleichgerichteter erhöhter Spannung und des Impulsfreigabesignals durch den Spannungswandler 106 in 7 durchgeführt werden, ein Erzeugen des Impulsbreitenmodulations-Signals durch den Controller 108 in 8 durchgeführt werden, und ein Steuern der Wechselstrom-Leuchtdiode durch bidirektionales Schalten kann durch den Schalter 110 in 10 durchgeführt werden.
Ferner kann ein Dimmen der Wechselstrom-Leuchtdiode durch Einstellen des Tastverhältnisses durch die Tastverhältnissteuereinheit 128 erzielt werden, die konfiguriert ist, sodass der veränderbare Widerstand R_var direkt mit der Betriebseinheit (nicht gezeigt) zum Dimmen der Wechselstrom-LED kombiniert ist.
Auf ähnliche Weise kann das Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmverfahren ferner ein Beseitigen von elektromagnetischer Interferenz umfassen, die in der Wechselspannung enthalten ist, die angelegt wird, um das PWM-Signal zu erzeugen oder die Wechselstrom-Leuchtdiode zu steuern.
Das Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmverfahren kann eine effiziente Weitbereichs-Dimmfunktion mit dem PWM-Steuerschema erzielen. Ferner kann der Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer Oberschwingungen unterdrücken.
Wie aus der obigen Beschreibung offensichtlich ist, benutzen gemäß den beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung der Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer und das Dimmverfahren ein Impulsbreitenmodulations-Schema, das imstande ist, das Problem des herkömmlichen Dimmers anzugehen, bei dem der Dimmbereich durch die Ansteuerspannung des Triac und den Kennlinien des Widerstands und Kondensators des R/C-Phasencontrollers begrenzt wird.
Ferner können gemäß den beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung der Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer und das Dimmverfahren damit das Problem des herkömmlichen Dimmers lösen, bei dem eine Anzahl von Oberschwingungen beim Einschaltvorgang erzeugt wird.
Außerdem können gemäß den beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung der Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer und das Dimmverfahren ein Flackern der Wechselstrom-Leuchtdiode verringern oder minimieren, das durch die unzureichende Betriebsspanne des Widerstands und Kondensators des R/C-Phasencontrollers bei dem herkömmlichen Dimmer verursacht werden.
Die oben beschriebenen verschiedenen Ausführungsformen können kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen bereitzustellen. Aspekte der Ausführungsformen können, falls notwendig, modifiziert werden, um noch weitere Ausführungsformen bereitzustellen.
Diese und andere Änderungen können an den Ausführungsformen angesichts der obigen ausführlichen Beschreibung durchgeführt werden.

Claims

Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100), mit: einem Gleichrichter (104), der eine Wechselspannung (V_in) von einer Wechselspannungsquelle (120) in eine erste Spannung (V_dc1) Doppelweg-gleichrichtet; einen Spannungswandler (106), der aus der ersten Doppelweg-gleichgerichteten Spannung (V_dc1) eine zweite Doppelweg-gleichgerichtete isolierte Spannung (V_dc2) und ein Impulsfreigabesignal (P_{en_PWM}) erzeugt; einem Impulsbreitenmodulations-Controller (108), der die zweite Doppelweggleichgerichtete isolierte Spannung (V_dc2) empfängt und ein Impulsbreitenmodulations-Signal (V_PWM) mit der Frequenz des Impulsfreigabesignals (P_{en_PWM}) und mit einem einstellbaren Tastverhältnis erzeugt, um eine Wechselstrom-Leuchtdiode (180) zu dimmen; und einem bidirektionalen Schalter (110), der die Wechselstrom-Leuchtdiode (180) von dem Impulsbreitenmodulations-Signal (V_PWM) gesteuert treibt.
Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100) gemäß Anspruch 1, weiterhin umfassend: ein elektromagnetisches Interferenzfilter (102), das zwischen der Wechselspannungsquelle (120) und dem Schalter (110) geschaltet ist, um elektromagnetische Interferenz von der Wechselspannungsquelle (120) zu beseitigen.
Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100) gemäß Anspruch 2, bei dem das elektromagnetische Interferenzfilter (102) ein Netzfilter mit einem Filterkondensator (C₁) und einer Gleichtakt-Drossel (L₁, L₂) ist.
Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100) gemäß Anspruch 3, bei dem die Gleichtakt-Drossel (L₁, L₂) aus mindestens zwei Stufen gebildet ist, die miteinander in Reihe geschaltet sind.
Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100) gemäß Anspruch 1, bei dem der Gleichrichter (104) umfasst: einen Spannungsteiler (114), der die Wechselspannung (V_in) der Wechselspannungsquelle (120) teilt; eine erste Doppelweggleichrichtereinheit (124), die die geteilte Spannung zuerst Doppelweg-gleichrichtet; und einen ersten Spannungsstabilisator (C₆₂), der die Doppelweg-gleichgerichtete geteilte Spannung stabilisiert.
Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100) gemäß Anspruch 5, bei dem der Spannungsteiler (114) umfasst: einen Kondensator (C₆₁), der mit der Wechselspannungsquelle (120) verbunden ist, und einen Widerstand (R₆₁), der mit dem Kondensator (C₆₁) in Reihe geschaltet ist, wobei die erste Doppelweggleichrichtereinheit (124) zwischen dem Widerstand (R₆₁) und der Wechselspannungsquelle (120) geschaltet ist.
Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100) gemäß Anspruch 6, bei dem der Spannungsteiler (114) ferner ein Paar von Zener-Dioden (ZD₆₁, ZD₆₂) umfasst, die mit einem Eingang der ersten Doppelweggleichrichtereinheit (124) parallel geschaltet sind und eine Zener-Spannung liefern.
Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100) gemäß Anspruch 1, bei dem der Spannungswandler (106) umfasst: einen Impulsgenerator (116), der die Spannung (V_de1) des Gleichrichters (104) empfängt und ein Impulssignal (P₁) erzeugt; einen ersten Verstärker (146), der aus dem Impulssignal (P₁) ein Rechteckwellensignal (P₂) erzeugt; einen Transformator (TR₇₁), der das Rechteckwellensignal (P2) in seiner Primärwicklung empfängt und eine isolierte Spannung in seiner Sekundärwicklung induziert; eine zweite Doppelweggleichrichtereinheit (166), die die induzierte isolierte Spannung Doppelweg-gleichrichtet und das Impulsfreigabesignal (P_{en_PWM}) ausgib; und einen zweiten Spannungsstabilisator (156), der die durch die zweite Doppelweggleichrichtereinheit (166) Doppelweg-gleichgerichtete Spannung stabilisiert.
Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100) gemäß Anspruch 8, bei dem der Spannungswandler (106) weiterhin umfasst: ein Rauschfilter (176) zwischen einer Masse an der Primärwicklung des Transformators (TR₇₁) und einer Masse an einem Ausgang des Spannungswandlers (106).
Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100) gemäß Anspruch 8, bei dem der Spannungswandler (106) weiterhin umfasst: einem Gleichstrom-Abschaltkondensator (C₇₄), der zwischen einem Ausgang des ersten Verstärkers (146) und der Primärwicklung des Transformators (TR₇₁) in Reihe geschaltet ist.
Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100) gemäß Anspruch 1, bei dem der Impulsbreitenmodulations-Controller (108) umfasst: eine Tastverhältnis-Steuerschaltung (128), die ein Tastverhältnis eines Rechteckwellenimpulses (P₃) steuert; einen Rechteckwellenimpulsgenerator (118), der das Impulsfreigabesignal (P_{en_PWM}) empfängt, den Rechteckwellenimpuls (P₃) auf einen ersten Pegel bringt und den Rechteckwellenimpuls durch die Steuerung der Tastverhältnis-Steuerschaltung (128) auf einen zweiten Pegel bringt; und einen zweiter Verstärker (138), der den Rechteckwellenimpuls (P₃) empfängt und das Impulsbreitenmodulations-Signal (V_PWM) ausgibt.
Wechselstrom-Leuchtdioden-Dimmer (100) gemäß Anspruch 1, bei dem, wenn das Impulsbreitenmodulations-Signal (V_PWM) auf einem ersten Pegel ist, der Schalter (110) eine erste Betriebsart während eines positiven Halbzyklus der Wechselspannungsquelle (120) und eine zweite Betriebsart während eines negativen Halbzyklus der Wechselspannungsquelle (120) aufweist.
Dimmverfahren für eine Wechselstrom-Leuchtdiode (180), umfassend: Gleichrichten einer Wechselspannung (V_in) in eine erste Doppelweg-gleichgerichtete Spannung (V_dc1); Erzeugen einer zweiten Doppelweg-gleichgerichteten isolierten Spannung (V_dc2) aus der ersten Doppelweg-gleichgerichteten Spannung (V_dc1) und Erzeugen eines Impulsfreigabesignals (P_{en_PWR}); Erzeugen eines Impulsbreitenmodulations-Signals (V_PWM) mit der Frequenz des Impulsfreigabesignals (P_{en_PWR}) aus der zweiten Doppelweg-gleichgerichteten isolierten Spannung (V_dc2); bidirektionales Schalten gemäß der Wechselspannung unter der Steuerung des Impulsbreitenmodulations-Signals (V_PWM), um die Wechselstrom-Leuchtdiode (180) zu treiben; und Dimmen der Wechselstrom-Leuchtdiode (180) durch Einstellen eines Tastverhältnisses des Impulsbreitenmodulations-Signals (V_PWM).
Dimmverfahren gemäß Anspruch 13, weiterhin umfassend: Beseitigen von elektromagnetischer Interferenz, die in der Wechselspannung (V_in) enthalten ist.