CN110022057B - 用于操作功率变换器电路的方法和功率变换器电路 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及用于操作功率变换器电路的方法和功率变换器电路。依照实施例，一种方法包含通过具有与供应电路耦合的多个变换器单元的功率变换器电路来变换功率。变换功率包含多个连续的激活序列，且在每个激活序列中，以激活频率激活多个变换器单元中的至少一些变换器单元。激活频率取决于功率变换器电路的输出功率和输出电流中的至少一个。

Description

用于操作功率变换器电路的方法和功率变换器电路
本申请是申请日为2016年3月14日、申请号为201610144503.5、发明名称为“用于操作功率变换器电路的方法和功率变换器电路”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明的实施例涉及用于变换电功率的方法和功率变换器电路，特别是具有多个变换器级(变换器单元)的开关模式功率变换器电路。
背景技术
开关模式功率变换器在汽车、工业、消费性电子产品或信息技术(IT)应用中被广泛使用，以用于将输入电压变换为由负载接收的输出电压。在诸如CPU(中央处理单元)供电应用之类的许多应用中，要求从具有较高电压电平的输入电压来生成具有相对低电平的输出电压。
在设计功率变换器中的一个重要的问题是降低功率损耗。一个有希望的变换器拓扑是具有多个变换器级(变换器单元)的多相变换器拓扑，每个变换器单元具有单元输入和单元输出，其中每个变换器单元接收功率变换器的总输入电压的一部分作为单元输入电压，且其中单元输出被配置为并联连接。
期望进一步降低在这种多相功率变换器中的功率损耗。
发明内容
一个实施例涉及方法。方法包括：在功率变换器电路的充电周期中，在功率变换器电路的输入节点之间串联连接多个电容器，其中功率变换器电路进一步包括多个变换器单元，其中每个变换器单元被连接到多个电容器之一；在充电周期之后并且在激活多个变换器单元中的至少一个变换器单元前，通过接通多个变换器单元中的至少一个其它变换器单元的接地开关，来降低在多个变换器单元中的至少一个变换器单元的第一输入节点处的电势，其中接地开关被连接在多个变换器单元中的该其它变换器单元的第二输入节点和接地节点之间；以及激活多个变换器单元中的至少一个变换器单元，以将电功率从连接到多个变换器单元中的该至少一个变换器单元的电容器转移到功率变换器电路的输出。
一个实施例涉及功率变换器电路。功率变换器电路包括：多个电容器，配置为串联连接在功率变换器电路的输入节点之间；多个变换器单元，其中多个变换器单元中的每个变换器单元连接到多个电容器之一；以及控制电路。控制电路被配置为在功率变换器电路的充电周期中，在功率变换器电路的输入节点之间串联连接多个电容器，在充电周期之后并且在激活多个变换器单元中的至少一个变换器单元之前，通过接通多个变换器单元中的至少一个其它变换器单元的接地开关，来降低在多个变换器单元中的至少一个变换器单元的第一输入节点处的电势，其中接地开关被连接在多个变换器单元中的该其它变换器单元的第二输入节点和接地节点之间，且激活多个变换器单元中的至少一个变换器单元，以将电功率从连接到该至少一个变换器单元的电容器转移到功率变换器电路的输出。
另一个实施例涉及方法。方法包括通过具有耦合到供应电路的多个变换器电路的功率变换器电路来变换功率。变换功率包括多个连续的激活序列，且在每个激活序列中，以激活频率激活多个变换器单元中的至少一些变换器单元。激活频率取决于功率变换器电路的输出功率和输出电流中的至少一个。
另一个实施例涉及功率变换器电路。功率变换器电路包括耦合到供应电路的多个变换器电路、和控制电路。控制电路被配置为在多个连续的激活序列中操作多个变换器单元，且在每个激活序列中，以激活频率激活多个变换器单元中的至少一些变换器单元。激活频率取决于功率变换器电路的输出功率和输出电流中的至少一个。
附图说明
下面参考附图对示例进行解释。附图用来图示基本原理，从而仅图示用于理解基本原理的必要方面。附图不是按比例的。在附图中相同的附图标记表示类似的特征。
图1图示了包括功率供应电路、耦合到功率供应电路的多个变换器单元，以及控制电路的功率变换器电路的一个实施例；
图2图示了功率供应电路的一个实施例；
图3图示了实施有MOSFET开关的功率供应单元的一个实施例；
图4图示了功率供应电路的另一个实施例；
图5图示了图4所示的功率供应电路的一种操作方式；
图6更详细地图示了图1所示的多个变换器单元之一的一个实施例；
图7示出了图示图6所示的变换器单元的一种操作方式的定时图；
图8更详细地图示了图1所示的多个变换器单元之一的另一个实施例；
图9示出了图示图8所示的变换器单元的一种操作方式的定时图；
图10更详细地图示了图1所示的多个变换器单元之一的另一个实施例；
图11示出了图示图8所示的变换器单元的一种操作方式的定时图；
图12示出了图示包括如图2和图4之一所示供应电路的功率变换器电路的一种操作方式的定时图；
图13示出了图示包括如图2和图4之一所示供应电路的功率变换器电路的另一种操作方式的定时图；
图14示出了图示包括如图2和图4之一所示供应电路的功率变换器电路的另一种操作方式的定时图；
图15图示了控制电路的一个实施例；
图16示出了图示图15所示的控制电路的一种操作方式的定时图；
图17图示了包括供应电路的功率变换器电路的另一个实施例；
图18示出了图示图17所示的功率变换器电路的一种操作方式的定时图；
图19图示了包括供应电路的功率变换器电路的又一个实施例；
图20示出了图示图19所示的功率变换器电路的一种操作方式的定时图；
图21图示了在多个变换器单元之一中的第一开关的一个实施例；
图22图示了具有n＝6个变换器单元的功率变换器电路的驱动方案的一个实施例；
图23示出了具有n＝6个变换器单元的功率变换器电路的供应电路和部分变换器单元；
图24(其包括图24A和24B)示出了图22所示的类型的驱动方案的另一个表示；
图25图示了具有n＝6个变换器单元的功率变换器电路的驱动方案的另一个实施例；
图26示出了包括并联连接的两个功率变换器电路的电子电路的一个实施例；
图27图示了在图26所示的每个功率变换器电路中的变换器单元可以被激活的顺序；
图28(其包括图28A和图28B)示出了用于图26所示的电子电路的驱动方案的实施例；
图29图示了在三个并联连接的功率变换器电路的每个中的变换器单元可以被激活的顺序；
图30示出了用于包括三个并联连接的功率变换器电路的电子电路的驱动方案的一个实施例；
图31(其包括图31A-31C)示出了用于在变化激活频率下操作功率变换器电路的方法的一个实施例；以及
图32示出了用于在变化激活频率下操作功率变换器电路的方法的另一个实施例。
具体实施方式
在下面的详细描述中，参考附图。附图形成了描述的一部分，且通过图示的方式示出了在其中发明可被实践的具体的实施例。要理解的是，本文中描述的各种实施例的特征可以彼此组合，除非另外特别注明。
图1图示了功率变换器电路1的一个实施例。功率变换器电路1包括用于接收输入电压Vin和输入电流Iin的输入11、12，以及用于输出输出电压Vout和输出电流Iout的输出17、18。根据一个实施例，输入电压Vin是直流电压(DC电压)。这个输入电压Vin可由常规电源VS提供(在图1中以虚线图示)，诸如开关模式功率供应、电池等。输入电压Vin的电压电平在例如5V和100V之间，特别是在10V和60V之间。
输出电压Vout和输出电流Iout可被供应到负载Z(在图1中以虚线图示)。根据一个实施例，输出电压Vout低于输入电压Vin。例如，输出电压Vout是大约1.2V、1.8V或大约3V。例如，负载Z是计算机服务器应用或电信应用中的微处理器。
根据一个实施例，功率变换器电路1被配置为将输出电压Vout控制为基本恒定。在这种情况下，输出电流Iout可以根据负载Z的功率消耗而变化。例如，当输入电压Vin基本恒定时，则输入电流Iin可根据负载Z的功率消耗而变化。
在本实施例中输出17、18包括第一输出节点17和第二输出节点18。可选地，输出电容器19被耦合在第一和第二输出节点17、18之间。输出电压Vout是在输出节点17、18之间的电压。等效地，输入11、12包括第一输入节点11和第二输入节点12。输入电压Vin是在第一和第二输入节点11、12之间的电压。
根据一个实施例，输入电压Vin和输出电压Vout参考相同的电路节点，其在下文中将被称为接地节点。在这种情况下，第二输入节点12和第二输出节点18两者都连接到接地节点，在接地节点处接地电势是可得的。
参考图1，功率变换器电路1包括与输入11、12耦合的功率供应电路2。功率供应电路2被配置用于接收输入电压Vin和输入电流Iin且用于从输入电压Vin输出多个供应电压V1、V2、Vn。这些供应电压V1、V2、Vn还可被称为直流链电压。进一步，功率变换器电路1包括多个变换器单元31，32，3n，其中这些变换器单元31-3n中的每个变换器单元接收多个供应电压V1-Vn之一，且被配置用于向输出17、18供应输出电流I1-In。功率变换器电路1的输出电流Iout等于单独变换器单元31-3n的输出电流I1-In之和。单独变换器单元31-3n控制他们的输出电流I1-In，使得输出电压Vout具有预定义的设定值。单独变换器单元31-3n的一种操作方式在下文中进一步详细解释。在图1描绘的功率变换器电路1中，功率供应电路2输出n＝3个供应电压V1-Vn，并且n＝3个变换器单元31-3n耦合到功率供应电路2。然而，这仅是示例。在功率变换器电路1中实施的变换器单元的数量n是任意的且不限于n＝3。
参考图1，变换器单元31-3n中的每个变换器单元包括具有第一输入节点131-13n和第二输入节点的单元输入，且接收在相应单元输入处的供应电压V1-Vn之一。此外，多个变换器单元31-3n中的每个变换器单元包括具有第一输出节点151-15n和第二输出节点161-16n的单元输出。单独变换器单元31-3n的第一输出节点151-15n耦合到功率变换器电路1的第一输出节点17，且第二输出节点161-16n耦合到功率变换器电路1的第二输出节点18。
参考图1，控制电路4控制供应电路2和单独变换器单元31-3n的操作。在图1中，分别由供应电路2和单独变换器单元31-3n接收的控制信号S2、S31-S3n仅被示意性地图示。取决于供应电路2和单独变换器单元31-3n的具体实施，这些电路中的每个电路可接收两个或更多控制信号，使得图1所示的控制信号S2、S31-S3n可每个表示一个控制信号或两个或更多控制信号。
图2图示了功率供应电路2的第一实施例。这个功率供应电路2包括在第一和第二输入节点11、12之间串联连接的多个功率供应单元(供应单元)21-2n。这些供应单元21-2n中的每个供应单元被配置用于输出供应电压V1-Vn之一。供应单元21-2n中的每个供应单元包括具有第一开关211-21n和第一电容存储元件(电容器)221-22n的串联电路，其中供应电压V1-Vn在供应单元21-2n的第一电容器221-22n的两端是可得的。
在图2所示的供应电路2中，以及在下面公开的供应电路2的其它实施例中，单独供应单元21-2n的类似的特征具有通过下标索引″1″、″2″、″n″而彼此不同的类似的附图标记。在下文中，如果解释等效地适用于供应单元21-2n中的每个供应单元和他们单独的部件，会使用没有索引的附图标记。等效地，变换器单元31-3n和他们的部件具有类通过下标索引″1″、″2″、″n″而彼此不同的似的附图标记。在下文中，如果解释等效地适用于变换器单元31-3n中的每个变换器单元和他们单独的部件，会使用没有索引的附图标记。单独供应单元21-2n中的每个单独供应单元输出供应电压V1-Vn之一，且因此供应与其连接的变换器单元(图1中的31-3n)。
参考图2，多个供应单元2中的每个供应单元连接到(与之关联)多个变换器单元3之一。每个供应单元2从输入节点11、12接收它向关联的变换器单元3供应的能量。每个供应单元2可以在充电模式和供应模式下操作。在充电模式下，供应单元2从输入节点11、12接收能量，使得对供应单元2的第一电容器22充电。在供应模式下供应单元2准备好提供能量到与其连接的关联变换器单元3，也就是，供应单元2准备好让第一电容器22放电。在供应模式下一个供应单元2是否真正提供能量到关联变换器单元3取决于变换器单元3的操作模式。这在下文中进一步详细解释。
在图2描绘的供应电路2的实施例中，单独供应单元21-2n同时在充电模式下操作。在充电模式下，控制电路4(图2中未图示)接通单独供应单元21-2n的第一开关211-21n。当第一开关211-21n接通时，单独供应单元21-2n的电容器221-22n在第一和第二输入节点11、12之间串联连接。单独电容器221-22n然后每个被充电至供应电压V1-Vn。每个供应单元的供应电压V1-Vn取决于输入电压Vin和相应电容器221-22n的电容。根据一个实施例，单独电容器221-22n的电容基本相同。在这种情况下，在充电阶段结束时，单独电容器221-22n具有基本相同的电压电平，也就是
Figure BSA0000180109870000081
其中n是供应电路2中的供应单元21-2n的数量。
单独第一电容器221-22n是否完全充电(到前述实施例中的电压Vin/n)或单独电容器221-22n是否仅被部分充电(到低于Vin/n的电压)取决于充电阶段的持续时间。根据一个实施例，选择充电阶段的持续时间，使得第一电容器221-22n在充电阶段期间完全充电。在充电阶段结束时，控制电路4打开第一开关211-21n，且单独电容器221-22n准备好通过单独变换器单元31-3n放电。在这个实施例中，第一开关211-21n可同时接通和断开，使得从控制电路4接收的一个控制信号S2可被用于控制单独第一开关211-21n。
第一开关211-21n可被实施为常规电子开关。根据一个实施例，第一开关211-21n是晶体管。根据另一个实施例第一开关211-21n是继电器。图3图示了包括被实施为晶体管的第一开关21i的一个供应单元2i的一个实施例。在这一具体的实施例中，晶体管21i是MOSFET。这个MOSFET可被实施为n型MOSFET或p型MOSFET，且可被实施为增强型(常关型)晶体管或耗尽型(常开型)晶体管，诸如耗尽型MOSFET或JFET(结型场效应晶体管)。晶体管可使用常规半导体材料来实施，诸如硅(Si)、碳化硅(SiC)、砷化镓(GaAs)、氮化镓(GaN)等。MOSFET具有用于接收控制信号S2的控制端子(栅极端子)和与电容器22i串联连接的负载路径(漏极-源极路径)。控制电路4被配置用于生成取决于MOSFET的具体类型的控制信号S2的信号水平，使得MOSFET在供应单元2i处于充电模式时接通，且使得当供应单元2i处于供应模式时MOSFET断开。MOSFET 21i可包括也在图3中图示的内部体二极管。这个体二极管的极性可被选择为使得供应单元2的电容器22不能经由体二极管充电。为此，在图3的实施例中体二极管的阳极连接到电容器22i。将开关21i实施为n型MOSFET仅是示例。任何其它类型的电子开关也可被使用，诸如另一类型的MOSFET，或另一类型的晶体管，诸如BJH(双极结型晶体管)、JFET(结型场效应晶体管)或GaN-HEMT(氮化镓高电子迁移率晶体管)。根据一个实施例，开关211-21n通过使用支持横向功率晶体管的功率IC技术而实施。
图4图示了供应电路2的又一个实施例。在图4的实施例中，供应电路2包括与供应单元21-2n串联连接的电感器23。在图2所示的供应电路中，输入电流Iin在充电阶段开始时可以具有相对高的电流电平(充电模式)。这个电流电平取决于之前单独电容器221-22n已经放电了多少。在图4的供应电路2中，电感器23帮助限制输入电流Iin的电流电平。进一步，当通过电感器23和开关211-21n的电流基本为零时，电感器23使得可能接通和断开供应单元21-2n的开关211-21n。参考图4，可选的续流元件26(诸如二极管)与电感器23并联连接。当开关211-21n在电感器23被完全消磁之前断开时，续流元件26取得通过电感器23的电流。电感器23不必要是分立器件，而可通过包括在第一输入节点11和第二输入节点12之间的电容器串联电路的电流路径中的总杂散电感而实现。
图4的供应电路的一种操作方式参考图5进行解释，其中图示了供应电路2的操作模式和输入电流Iin的定时图。操作模式通过控制信号S2表示。为了解释的目的，假设当供应电路2在充电模式下时控制信号S2具有高电平(其接通单独第一开关211-21n)，且当供应电路在供应模式下时控制信号S2具有低电平。为了解释的目的，进一步假设单独电容器221-22n在充电模式开始时没有完全充电，即单独供应电压V1-Vn之和低于输入电压Vin：
Figure BSA0000180109870000101
在这种情况下，输入电流Iin在充电模式开始时增加，其中充电模式的开始是通过图5中的时间t1表示的。参考图5，输入电流Iin增加到最大输入电流Iinmax，且然后降低到零。最大输入电流IinMAX取决于在充电阶段开始时输入电压Vin的电压电平和具有电容器221-22n的串联电路两端的电压的电压电平之差，其中在电压差增加时，最大输入电流IinMAX增加。充电时段T(其是在时间t1处的充电时段的开始和当输入电流Iin减小到零时的时间t2之间的时间段)独立于电压差，且仅取决于电感器23的电感和具有多个电容器221-22n的电容串联电路的总电容。根据一个实施例，其中供应电路2在充电模式下操作的时间段对应于充电时段T或甚至更短。
在图4所示的实施例中，在充电时段结束时电容器串联电路两端的总电压可以比输入电压Vin更高，也就是：
Figure BSA0000180109870000102
总电压是否高于输入电压Vin取决于当开关211-21n正在关断时的时间点。根据一个实施例，当输入电流Iin基本达到做大电平时，开关211-21n关断(其在图5的时间t1和t2之间)。在这种情况下总电压对应于输入电压。然而，当开关211-21n后来断开时，在第一时间t1和当输入电流Iin达到最大时的时间之间(磁)存储在电感器23中的能量，被转移到电容器221-22n，且使得总电压增加到高于输入电压Vin。根据一个实施例，为了阻止电容器221-22n放电，开关211-21n在输入电流Iin变为零时或在这之前被断开。
在充电模式下，由单独供应单元21-2n输出的供应电压V1-Vn参考不同电势。直接连接到第二输入节点12的供应单元2n的供应电压Vn参考第二输入节点12处的电势。这个第二输入节点12处的电势在下文中会被称为第一接地电势。直接连接到第二输入节点12的供应单元2n在下文中将被称为最低供应单元，且耦合到最低供应单元2n的变换器单元3n在下文中将被称为最低变换器单元。
与最低供应单元2n相邻的供应单元22的供应电压V2参考P12+Vn，其中P12是指第一接地电势且Vn是指最低供应单元2n的供应电压。等效地，供应单元21的供应电压V1参考P12+Vn+V2。总之，在充电模式下，一个供应单元2i的供应电压Vi(其中2i是指供应单元21-2n中的任意一个供应单元)参考
Figure BSA0000180109870000111
在供应模式下，每个供应单元21-2n的供应电压V1-Vn参考第二输出节点18处的电势，第二输出节点18将在下文中被称为第二接地电势。为了这个目的，变换器单元31-3n中的每个变换器单元包括连接在对应供应单元21-2n的电容器221-22n和第二输出节点18之间的第二开关311-31n。这些第二开关(其在下文中还将被称为接地开关)在图2和图4的变换器单元31-3n中被示意性地图示。当对应供应单元21-2n在充电模式下时，控制电路4控制这些第二开关211-21n断开(打开)。在最低变换器单元3n中，第二开关31n是可选的且可省略。
除了充电模式和供应模式之外，每个供应单元2可处在待机模式，其中电容器22已充电且其中第一开关21和第二开关31是打开的。在这个操作模式下，通过相应供应单元提供的供应电压V是浮动的。
可选地，另一开关24连接在具有供应单元21-2n的串联电路和第二输入节点12之间。这个另一开关24与第一开关211-21n同时接通和断开。在这个实施例中，最低变换器单元3n也包括第二开关31n。在这个实施例中，输入电压Vin和输出电压Vout可以参考不同的接地电势。也就是，输入电压Vin可以参考第一接地电势，也就是在第二输入节点12处的电势，且输出电压Vout可以参考第二接地电势，也就是，即第二输出节点18处的电势。
根据又一实施例，省略了非最低变换器单元3n的变换器单元31-3n之一的第二开关，而最低变换器单元3n包括第二开关31n。如果例如省略了第二变换器单元32的第二开关312，则输出电压Vout参考与第二变换器单元32关联的电容器222的端子之一处的电势。
为了实施单独变换器单元31-3n，不同的拓扑是可能的。两个可能的实施参考下面的图6和图8进行解释。
图6示出了变换器单元3i的一个实施例(其中3i表示变换器单元31-3n中的任意一个)。这个变换器单元3i用降压变换器拓扑实施，且包括连接在第一输入节点13i和第一输出节点15i之间的具有第三开关32i和电感器33i的串联电路，其中第一输出节点15i连接到功率变换器电路1的第一输出节点17。续流元件34i连接在第二输出节点16i与第三开关32和电感器33i共用的电路节点之间。第二输出节点16i是连接到功率变换器电路1的第二输出节点18的输出节点。续流元件34i可实施为常规续流元件，诸如二极管或同步整流器(SR)MOSFET。第三开关32i在下文中将被称为控制开关。
图6所示的变换器单元3i的一种操作方式参考图7进行解释，图7示出控制第二开关31i的控制信号S31i、控制控制开关32i的控制信号S32i、以及变换器单元3i的输出电流Ii的定时图。控制第二开关31i的控制信号S31i在下文中将被称为供应模式控制信号，且控制控制开关32i的控制信号S32i将被称为电流控制信号，因为这个控制信号帮助控制输出电流Ii。这在下文中更详细地解释。
根据一个实施例，控制信号S32i是以脉冲宽度调制(PWM)方式驱动控制开关32i的脉冲宽度调制(PWM)信号。也就是，有多个随后的驱动时段，其中在每个驱动时段中，控制信号S32i针对接通时段TON接通控制开关32i且针对断开时段TOFF断开控制信号32i。根据一个实施例，单独驱动周期的时段TPWM是相同的，其中占空比(其是接通时段TON的持续时间和驱动周期的持续时间TPWM之比)可以变化。仅为了解释的目的，假设图7的驱动信号S32i的高电平表示控制开关32i的接通状态，而驱动信号S32i的低电平表示控制开关32i的断开状态。
参考图7，输出电流Ii在接通时段TON期间增加而在断开时段TOFF期间减小。图7示出了输出电流Ii在变换器单元3i的稳态下和在连续电流模式(CCM)下的定时图。CCM是其中输出电流Ii没有在断开时段TOFF期间减小到零的操作模式。平均输出电流Ii可通过改变控制信号S32i的占空比而改变。平均输出电流可通过临时增加占空比而增加，且平均输出电流可通过临时减小占空比而减小。控制控制开关32i的控制信号S32i还将在下文中被称为电流控制信号。在稳态下占空比基本恒定，诸如例如大约0.25(如果例如n＝4且Vout大约是1V)。在CCM下操作变换器单元3i仅仅是示例。还可能在非连续电流模式(DCM)下操作变换器单元3i，其中输出电流Ii在断开时段TOFF期间减小到零。
在接通时段TON期间，能量磁存储在电感器33i中。在断开时段期间，存储在电感器33i中的能量使得输出电流Ii继续流动，其中续流元件34i提供允许输出电流Ii继续流动的续流路径。
在图6所示的变换器单元3i中，接地开关31i连接在第二输入节点14i和具有整流元件34i和电感器33i的续流电流路径之间，使得当第二开关31i已被断开时续流电流可以流动。参考之前的解释，当第二开关31i接通时，变换器单元3i处在供应模式下。根据一个实施例(图7中实线所示)，接地开关31i和控制开关32i通过它们对应的控制信号S31i、S32i同时接通和断开。在这种情况下接地开关31i和控制开关32i可通过共用控制信号S3i被控制，且仅当控制开关32i接通时，与变换器单元3i耦合的供应单元(在图6中未示出)处在供应模式下。供应单元可在随后的控制开关31i的接通时间之间被再充电。
根据又一实施例，接地开关31i在控制开关32i接通前接通，使得在接通接地开关31i和控制开关32i之间有延迟时间。
根据又一实施例，在关联的供应单元被再充电之前有控制开关31i的两个或更多驱动周期。在这种情况下接地开关31i可在几个驱动周期中保持在接通状态。这在图7中以点划线图示。
根据再一实施例，接地开关31i被操作为控制开关，且控制开关32i用来匹配电势。也就是，在这个实施例中，如上文中关于控制开关32i所解释的，接地开关31i以PWM方式被驱动，且可以像上文中解释的接地开关31i那样来操作控制开关32i。有益的是，当续流元件34和第一开关311被实施为晶体管、特别是MOSFET时。在这种情况下，这些晶体管可使用其可以以相同的参考电势(即在第二开关311和续流元件34i共用的电路节点处的电势)作为参考的驱动电压而被驱动，使得这些驱动电压可通过共用驱动器而产生。
当图6所示的二极管34i用充当续流元件的开关所替代时，变换器单元3i可在零电压开关(ZVS)模式下操作。当控制开关32i是具有当控制开关32i断开时充电的输出电容的电子开关时，零电压模式是特别有用的。图8示出了包括作为续流元件的开关34i并且包括作为控制开关32i的具有输出电容COSS的MOSFET的变换器单元3i的一个实施例。在零电压开关模式下的这个变换器单元3i的一种操作方式参考图9进行解释，图9示出输出电流Iin、控制开关32i的控制信号S32i和续流开关34i的控制信号S34i的定时图。
在零电压开关模式下，当控制开关32i断开时，续流开关34i接通，且续流开关34i保留在接通状态，直到输出电流Iin改变电流的流动方向(变为负的)。这个负电流(略微)磁化电感器33i。当控制开关32i处在断开状态时，控制开关32i的输出电容器COSS两端的电压基本上对应于输入电压Vi和输出电压Vout之差。当续流开关34i断开时，由磁化的电感器33i感应的电流使控制开关32i的输出电容器COSS放电，使得当控制开关32i两端的电压基本为零时，控制开关32i可接通。这帮助降低开关损耗。
尤其当变换器单元3i在DCM或ZVS模式下进行操作时，电感器可以用比在CCM模式下更低的电感来实施。以PWM方式被驱动的开关(也就是控制开关32i或第一开关31i)的开关频率例如是几个MHz，诸如10MHz或甚至更多。
在图6所示的变换器单元3i中，输出电压Vout的最大电压电平低于供应电压Vi的电压电平。图10示出了可以生成具有比供应电压Vi更高的电压电平的输出电压Vout的变换器单元3i的实施例。这个变换器单元3i具有升压变换器拓扑。在这个实施例中，具有电感器33i和控制开关32i的串联电路连接在输入节点13i、14i之间。进一步，整流元件34i连接在电感器33i和控制开关32i共用的电路节点和第一输出节点15i之间。像图6的实施例中那样，控制开关32i以PWM方式被驱动，其中每当开关32i接通，能量就磁存储在电感器33i中。当控制开关32i断开时，存储在电感器33i中的能量至少部分地转移到输出节点15i、16i。控制开关32i和第二开关31i可同时接通和断开。当第二开关31i已断开时，另一整流元件35i允许输出电流Ii流动。
图11图示了控制开关32i的控制信号S32i和输出电流Ii的定时图。在这个实施例中，输出电流Ii仅在断开时段期间流动。像图6的实施例中那样，输出电流Ii的平均值可通过调整控制信号S32i的占空比来控制。
上文中解释的每个变换器单元3i可在连续电流模式(CCM)、非连续电流模式(DCM)或ZVS模式下操作。此外，变换器单元3i也可用除了降压变换器拓扑(如图6和8所示)和升压变换器拓扑(如图10所示)之外的拓扑来实施。那些其它变换器单元拓扑的示例包括降压-升压变换器拓扑、或升压-降压变换器拓扑(仅列举两个)。
当用如图2和图4之一所示的供应电路2并且用如图6和图8之一所示的多个变换器单元3i-3n来实施时，图12示出了图示图1所示的类型的功率变换器电路1的一种操作方式的定时图。图12示出了每个变换器单元31-3n的控制开关32i的控制信号S321-S32n的定时图。接地开关31i可按上文解释的来控制，也就是每一个变换器单元3i的接地开关31i和控制开关32i可同时被控制，或者接地开关31i可在控制开关接通前已经处于接通状态。图12示出了PWM控制信号S31、S32、S3n的定时图，其中这些控制信号中的每个控制信号控制变换器单元31-3n之一的控制开关(图6和图8中的32i)和第二开关(图6和图8中的31i)。图12进一步示出了控制单独供应单元21-2n的充电模式的供应电路控制信号S2的定时图。在这个实施例中，单独供应单元21-2n同时在充电模式下操作。
参考图12，控制信号S31-S3n中的每个控制信号可具有接通电平和断开电平之一。为了解释的目的，假设由变换器单元31-3n接收的控制信号S31-S3n的高电平对应于接通电平，且接通变换器单元31-3n的控制开关(图6和图8中的32i)和接地开关311-31n，而低电平对应于断开电平，且断开控制开关和接地开关。等效地，供应电路控制信号S2的高电平表示供应单元21-2n的充电模式。
在图12图示的操作情景中，控制电路4操作单独变换器单元31-3n，使得同一时间仅有一个变换器单元31-3n的控制开关接通。也就是在单独变换器单元31-3n中的控制开关的接通时段TON1、TON2、TONn在时间上是不重叠的。参考上述的解释，单独变换器单元31-3n可在DCM模式、ZVS模式和CCM模式之一下操作，其中ZVS模式展示出最低的开关损耗。在图12中，控制信号S3n是与最低供应单元2n耦合的最低变换器单元3n的控制信号。当输入电压Vin和输出电压Vout参考相同的接地电势时，也就是当上述第一接地电势和第二接地电势相同时，最低供应单元2n可同时在充电模式和供应模式下操作。也就是，在电容器22n耦合到输入11、12的同时，最低变换器单元3n的控制开关可被接通来接收来自最低供应单元2n的功率。因此，在图12所示的实施例中，最低变换器单元3n的控制开关的接通时段TONn和最低供应单元2n的充电模式时段可以重叠。供应单元的“充电模式时段”是当供应单元在充电模式时的时间段。
图13图示了用于操作功率变换器电路1的又一实施例。在这个实施例中，在单独变换器单元31-3n中的控制开关基本同时接通和断开，使得存在共同的接通时段。在这个实施例中，充电模式时段和最低变换器单元3n的接通时段TONn不重叠。供应电路2在共同的接通时段TON1、TON2、TONn之后在充电模式下操作。这个模式使得能够极快地增加输出电流。例如，这个操作模式被用来在负载迅速改变之后重新调整输出电压Vout。
根据图14图示的又一实施例，单独变换器单元在交错的方式下操作，使得在单独变换器单元31-3n中的控制开关(以及第二开关)的接通时段TON1、TON2、TONn重叠。在输入电压Vin和输出电压Vout参考相同的接地电势的情况下，充电模式时段和最低变换器单元3n中的控制开关的接通时段TONn可以重叠。然而，充电模式时段仅可以与其中没有其它控制开关接通的接通时段TONn的部分重叠。也就是，充电模式时段不应与其它接通时段TON1、TON2之一重叠。
虽然图12到14图示了具有n＝3个变换器单元的功率变换器电路的一种操作方式，但是参考这些图12到14而解释的操作不局限于具有n＝3个变换器单元的功率变换器电路，而是等效地适用于仅有两个(n＝2)或具有大于三个(n＞3)的变换器单元的功率变换器电路。
在参考图12到14解释的每个实施例中，控制电路4可控制单独变换器单元31-3n的输出电流，使得输出电压Vout的(平均)电平等于预定义的参考电压，或可控制单独变换器单元31-3n的输出电流，使得输出电流Iout的(平均)电平等于预定义的参考电流。在其中变换器单元31-3n控制输出电流Iout的操作模式中，可选输出电容器(在图1中以虚线图示)可省略。
控制电路4可控制单独变换器单元31-3n，使得控制信号S321-S32n在一个驱动周期TPWM中具有相同的占空比。根据又一实施例，控制电路4将变换器单元之一(诸如变换器单元31)控制作为主变换器单元，使得对应的控制信号S31的占空比取决于输出电压Vout(或取决于输出电流Iout)，并且将其它变换器单元(诸如变换器单元32-3n)控制作为从变换器单元，使得这些其它变换器单元的输出电流I2-In基本上等于主变换器单元31的输出电流I1。从变换器单元的输出电流可通过调整控制信号S311-S32n的占空比来控制。在这个实施例中，单独变换器单元31-3n的输出电流I1-In基本上平衡。在这个实施例中，变换器单元31充当主变换器单元且其它变换器单元32-3n充当从变换器单元。
根据另一个实施例，单独变换器单元31-3n被彼此独立地控制，使得每个变换器单元31-3n向输出17、18供应预定义的输出电流，其中单独变换器单元31-3n的输出电流I1-In可相互不同。根据又一个实施例，单独控制器单元31-3n彼此独立地控制，以在输出17、18处生成相同的预定义的输出电压电平。
依据在图12中图示的操作情景且因此单独控制信号S31-S3n具有相同的占空比，图15图示了配置用于操作功率变换器电路1的控制电路4的一个实施例。参考图15，控制电路4包括配置用于接收参考信号SREF和表示输出电压Vout和输出电流Iout之一的输出信号SOUT的PWM发生器41。PWM发生器41被配置用于根据输出信号SOUT和参考信号SREF而输出PWM信号S3。在图15的实施例中，PWM发生器41包括配置用于根据输出信号SOUT和参考信号SREF之间的关系而输出调节信号S411的控制器411。比较器412接收调节信号S411和来自锯齿波发生器413的锯齿波信号S413。每当锯齿波信号S413的下降沿出现时，触发器414被设置，且每当锯齿波信号达到调节信号S411时，触发器414被重置。PWM信号S3在触发器414的输出处是可得的。通过PWM发生器41生成的PWM信号S32被用作变换器单元31中的控制信号S31。进一步，这个PWM信号S3的时间延迟版本通过使用第一和第二延迟元件421、422而生成，其中第一延迟元件421延迟第一控制信号S31并输出用于变换器单元32的控制信号S32，且第二延迟元件422延迟第二控制信号S322并输出控制信号S3n到最低变换器单元3n。供应电路控制信号S2在这个实施例中对应于最低变换器单元3n的控制信号S3n。
图15中所示的控制电路4的一种操作方式在图16中图示，其中图示了锯齿波信号S413、调节信号S411和控制信号S31-S3n的定时图。一个变换器单元的一个驱动周期的时段由锯齿波信号的频率限定，其中TPWM＝1/fSW，其中fSW是锯齿波信号的频率。在具有n＝3个变换器单元的功率变换器电路中，由每个延迟元件421、422引入的延迟时间是TPWM/3。通常，需要n-1个延迟元件以生成用于n个不同变换器单元的n个控制信号，其中由每个延迟元件引入的延迟时间是TPWM/n。单独控制信号的占空比是相同的，且取决于输出信号SOUT和参考信号SREF之间的关系。控制器411提供调节信号S411。控制器可以是常规的P控制器、I控制器、PI控制器或PID控制器。
可选地，控制信号S31-S3n的占空比限于预定义的最大占空比SMAX。这种限制可通过占空比限制电路43来执行，占空比限制电路43包括对应于PWM发生器的比较器412的比较器432、以及对应于PWM发生器41的触发器414的触发器434。限制电路43的比较器432接收最大占空比信号DCMAX而不是调节信号。由限制电路43输出的PWM信号S3MAX表示具有最大占空比的PWM信号。可选的逻辑门44接收最大PWM信号S3MAX和由PWM发生器32输出的PWM信号S3。在这个实施例中的第一控制信号S321是由PWM发生器41输出的PWM信号S3或者最大PWM信号S43，无论哪个具有较低的占空比。根据一个实施例，逻辑门44是与门。
在图2所示的供应电路中，单独供应单元21-2n同时在充电模式下操作。图17图示了供应电路2的实施例，其中单独供应单元21-2n可独立地在充电模式下操作。在这个实施例中，供应电路2包括在输入节点11、12之间串联连接的多个第二电容存储元件(电容器)251-25n。这些第二电容器251-25n中的每个第二电容器与供应单元21-2n之一并联连接，其中单独供应单元21-2n在输入节点11、12之间串联连接。像在图2中所示的实施例中那样，每个供应单元21-2n包括电容器221-22n和与电容器221-22n串联连接的第一开关211-21n。进一步，每个供应单元21-2n包括与电容器221-22n和第一开关211-21n串联连接的电感器231-23n。进一步，除最低供应单元2n之外，每个供应单元21-2n包括与电容器221-22n、第一开关211-21n和电感器231-23n串联连接的另一开关241-24n。具有一个供应单元21-2n的电容器、第一开关、电感器和另一开关的串联电路与耦合到对应供应单元21-2n的第二电容器251-25n并联连接。
最低供应单元2n的另一开关24n是可选的。在包括第一开关211-21n和另一开关241-24n的每个供应单元21-2n中，电容器221-22n连接在这些开关之间。由单独供应单元21-2n提供的供应电压V1-Vn是在相应的供应单元21-2n的电容器221-22n两端的电压。
在图17所示的供应电路2中，每个第二电容器251-25n将输入电压Vin1-Vinn供应到一个供应单元21-2n。单独输入电压Vin1-Vinn的电压电平取决于在输入节点11、12之间的总输入电压Vin，且取决于单独第二电容器251-25n的电容。根据一个实施例，单独第二电容器251-25n的电容基本上相等。在这种情况下，单独输入电压Vin1-Vinn是相等的且对应于Vin/n。在单独供应单元21-2n中的电感器231-23n是可选的。像参考图4解释的实施例中那样，这些电感器帮助阻止高涌流进入单独供应单元21-2n的第一电容器221-22n。还可能的是，实施供应单元21-2n中的具有电感器的一些供应单元，并且实施供应单元21-2n中的没有电感器的其它供应单元。
单独供应单元21-2n可以相同的方式操作。一个供应单元2的一种操作方式(其中附图标记2是指供应单元21-2n之一)在下文中被解释。当第一开关21和第二开关24接通时，供应单元2在充电模式下操作。在这种情况下，第一电容器22与第二电容器25并联连接，使得第二电容器22被充电至由第二电容器25提供的供应电压(或者借助电感器231-23n，充电至高于这个供应电压的电压)。在充电模式结束时，第一开关21和另一开关24断开。在充电阶段之后，第一电容器22可在供应模式下操作。为了这个目的，第二电容器22经由耦合到供应单元2的变换器单元3的第二开关31耦合到第二输出节点18。
当供应单元21-2n在供应模式下操作时，供应单元21-2n的另一开关241-24n保护第二电容器251-25n免于放电。如果第二输入节点12和第二输出节点18参考相同的接地电势，最低供应单元2n可同时在充电模式和供应模式下操作。在第二输入节点12和第二输出节点18参考不同的接地电势的情况下，最低供应单元21包括另一开关24n，且与最低供应单元2n耦合的变换器单元3n包括接地开关31n。
包括图17所示的类型的供应电路2的功率变换器电路的一种操作方式下面参考图18进行解释。为了解释的目的，假设供应电路2包括n＝6个供应单元，其中这些供应单元中的每个供应单元供应n＝6个变换器单元之一。图18示出了控制信号S321-S32n的定时图，其中这些控制信号中的每个控制信号控制变换器单元之一中的控制开关。进一步，图示了供应电路控制信号的S21-S2n的定时图。这些供应电路控制信号S21-S2n中的每个供应电路控制信号控制供应单远21-2n之一的操作，其中供应电路控制信号S21控制与接收控制信号S31的变换器单元31耦合的供应单元21的操作，供应电路控制信号S22控制与接收控制信号S32的变换器单元32耦合的供应单元22的操作，以此类推。
在图18所示的实施例中，一个供应电路控制信号S21-S2n的高电平表示对应供应单元21-2n的充电模式，且变换器控制信号S31-S3n的高电平表示其中变换器单元31-3n从对应供应单元21-2n接收能量的时间段。也就是，一个变换器控制信号S31-S3n的高电平表示对应供应单元21-2n的供应模式。
在图18所示的实施例中，单独变换器单元在交错的方式下操作，其中每个供应单元在关联的变换器单元的控制开关被断开之后被再充电。也就是，在耦合到供应单元的变换器单元31-3n的控制信号S321-S32n改变为断开电平之后，供应电路控制信号S21-S2n改变为在充电模式下操作对应供应单元21-2n的信号电平(在本实施例中是高电平)。充电周期的持续时间最多是其中对应变换器单元3i的控制开关32i在断开状态的持续时间。
图19图示功率变换器电路的又一实施例。这个功率变换器电路是参考图2和17解释的功率变换器电路的组合。在图19的实施例中，m个第二电容器251、25m连接在输入节点11、12之间，其中这些第二电容器251、25m中的每个第二电容器与包括某一多个供应单元21-2n的串联电路并联连接。在图19的实施例中，存在连接在输入节点11、12之间的两个第二电容器251-25m，且具有三个供应单元的串联电路与每个第二电容器251、25m并联连接。每个供应单元包括第一电容器251-25n和第一开关211、21n。可选地，电感器231、23n与每个供应单元串联电路串联连接。与一个第二电容器251、25m并联连接的每个供应单元串联电路具有最低供应单元，其是与第二电容器251并联连接的串联电路中的供应单元23，且其是与第二电容器25m并联连接的串联电路中的供应单元2n。供应单元2n是整个串联电路的最低供应单元。另一开关241、24m连接在与一个第二电容器251-25m并联连接的每个串联电路的最低供应单元23、2n之间，其中连接到整个供应单元串联电路21-2n的最低供应单元2n的另一开关24m是可选的。
在图19所示的供应电路2中，耦合到一个第二电容器251、25m的供应单元同时在充电模式下操作，且可独立地在供应模式下操作。图20示出了图示如图19所示的功率变换器电路的一种操作方式的定时图。在图20中，S21是指控制第一串联电路的供应单元21-23的充电模式的供应电路控制信号，且S2m是指控制第一串联电路的供应单元23-2n的充电模式的供应电路控制信号，且S2m是指控制第二串联电路的供应单元23-2n的充电模式的供应电路控制信号。S31-S3n是指连接到供应单元的单独变换器单元的变换器控制信号。参考图20，单独变换器单元可在交错方式下操作。占空比在本实施例中基本上是D＝0.5。在与第一串联电路的供应单元21-23耦合的每个变换器单元31-3n被激活的激活序列之后，第一串联电路的供应单元21-2n被再充电，且在与第二串联电路的供应单元24-2n连接的每个变换器单元34-3n被激活的激活序列之后，第二串联电路的供应单元24-2n被再充电。
根据一个实施例，功率变换器电路1包括m＝2个第二电容器251-25m和具有与这些m＝2个第二电容器251-25m中的每个第二电容器并联连接的三个供应单元的串联电路。这导致总数为6(＝m x 3)的供应单元。然而，这仅是示例。第二电容器251-25m的数量不局限于m＝2。大于m＝2个第二电容器251-25m也可使用，且具有两个或更多供应单元的串联电路可与每个第二电容器251-25m并联连接。
在上文中解释的实施例中，每个供应单元3i在两个相继的充电周期之间在供应模式下操作至少一次。然而，这仅是示例。例如当负载Z的功率消耗非常低(轻负载操作)时，还可能在两个充电周期之间停用一个或更多变换器单元。“停用”意味着对应变换器单元3i在两个相继的充电周期之间的时间里没有在供应模式下操作，虽然对应电容器22i已被充电。被停用的至少一个变换器单元3i可周期地在充电周期之间变化。
上文解释的功率变换器电路可用具有不同电压阻断能力的电子开关来实施。连接到最高供应单元21的变换器单元31的第二开关311要求最高的电压阻断能力，其在图1的实施例中是V2+Vn。通常，第二开关31i的电压阻断能力V31MAXi至少是：
Figure BSA0000180109870000231
在供应模式下，在一个变换器单元的控制开关32i两端的最大电压基本上是变换器单元3i的输入电压Vi和输出电压Vout之差。然而，在充电模式下，在控制开关32i两端的最大电压是更高的且取决于控制开关32i被实施在其中的变换器单元3i。例如，在第一变换器单元3i的控制开关321两端的最大电压V32MAX1是(V1+V2+Vn)-Vout＝Vin-Vout。通常，在一个控制开关32i两端的最大(静态)电压V32MAXi基本上是
Figure BSA0000180109870000232
在续流元件34i两端的最大电压对应于输出电压Vout。
根据一个实施例，供应电路2、单独变换器单元31-3n、以及可选地电感器331被集成在第一半导体芯片中，且控制电路4被集成在第二半导体芯片中。根据一个实施例，控制电路4以CMOS技术实施。
根据一个实施例，单独变换器单元31-3n的第一开关311-31n通过使用具有较低电压阻断能力的若干开关(晶体管)来实施。图21示出第二开关32i的一个实施例。这一第二开关32i包括第一晶体管32i1和至少一个第二晶体管32i2、32i3，即在这个实施例中是两个第二晶体管32i2、32i3。第一晶体管32i1和至少一个第二晶体管32i2、32i3是串联连接的。第一晶体管32i1接收控制信号S3i，且根据控制信号S3i而接通和断开。第二晶体管32i2、32i3被连接为使得这些晶体管中的每个晶体管接收第一晶体管32i1的负载路径电压或另一个第二晶体管的负载路径电压作为驱动电压。在本实施例中，第一和第二晶体管之一的负载路径电压是晶体管的漏极-源极电压V32i1、V32i2、V32i3，且驱动电压是栅极-源极电压(在栅极端子和源极端子之间的电压)。在本实施例中，第二晶体管中的第一个晶体管32i2接收第一晶体管的负载路径电压V32i1作为驱动电压，且第二晶体管中的第二个晶体管32i3接收第二晶体管32i2的负载路径电压V32i2作为驱动电压。
第一晶体管32i1的操作状态管理第一开关32i的操作状态。也就是，当第一晶体管32i1接通时，第一开关32i接通，且当第一晶体管32i1断开时，第一开关32i断开。第二晶体管被配置为使得当第一晶体管32i1断开且第一晶体管32i1的负载路径电压增加时晶体管32i2断开。当晶体管32i2断开时，这个晶体管的路径负载电压增加，使得晶体管32i3断开。根据一个实施例，第一晶体管32i1被实施为增强型(常开型)MOSFET，且第二晶体管32i2、32i3被实施为耗尽型(常开型)MOSFET或结型FET(JFET)。
图21中图示的第二开关32i的整体电压阻断能力取决于串联连接的单独晶体管32i1-32i3的电压阻断能力和与第一晶体管32i1串联连接的第二晶体管32i2-32i3的数量，其中电压阻断能力随串联连接的晶体管32i2-32i3的数量的增加而增加。因此，通过简单地改变与第一晶体管32i1串联连接的第二晶体管32i1-32i3的数量，可以实现具有不同电压阻断能力的第一开关32i。
参考上述解释，在如图2所示的功率变换器电路中，在充电周期之后，单独变换器单元31-3n的第一输入节点131-13n具有不同的电势。例如，在最高变换器单元31的第一输入节点131处的电势P131相对于第一接地电势(在第二输入节点12处的电势)是Vin。第一变换器单元32的第一输入节点132处的电势是Vin-V1，以此类推。通常，在具有n个变换器级的功率变换器电路中，其中第一电容器221-22n的电容被选择为使得单独变换器单元31-3n的输入电压V1-Vn是基本上相等的(Vin/n)，在任意变换器单元3i的第一输入节点13i处的电势P13i给定为：
Figure BSA0000180109870000251
如果例如变换器单元31-3n用如图6所示的降压变换器拓扑来实现，且变换器单元31-3n在一个充电周期之后按照如图12所示的顺序激活，那么就在接通相应控制开关之前，在单独变换器单元31-3n的控制开关(图6中的32i)两端的电压是不同的。如果例如第一接地电势(在第二输入节点12处的电势)等于第二接地电势(在第二输出节点18处的电势)，那么在第一变换器单元31中的控制开关两端的电压是
P131-Vout＝Vin-Vout (7a)，
在第二变换器单元32的控制开关两端的电压是
Figure BSA0000180109870000252
以此类推。就在接通控制开关32i之前的控制开关32i两端的电压会影响开关损耗，而开关损耗越高，在接通控制开关之前在控制开关32i两端的电压越高。此外，在控制开关32i两端的电压在接通之前越高，需要越多的能量来获得上面解释的零电压开关(ZVS)。
因此，可能期望操作功率变换器电路，使得在单独变换器单元31-3n的控制开关两端的电压就在接通相应控制开关之前尽可能的低。
图22图示了提供了比参考图12解释的驱动方案更低的在变换器单元31-3n中的至少一些变换器单元的控制开关两端的电压的驱动方案的一个实施例。图22所示的驱动方案是基于具有n＝6个变换器单元的图2所示的类型的功率变换器电路。图22示出了供应电路控制信号S2、接地开关控制信号S311-S31n、以及在单独变换器单元31-3n的第一输入节点131-13n处的电势P311-P31n的定时图。图22所示的驱动方案具有的效果是，在除最低变换器单元3n以外的每个变换器单元的控制开关两端的电压就在接通相应控制开关之前是2Vin/n-Vout，而在最低变换器单元3n的控制开关两端的电压就在接通控制开关之前是Vin/n-Vout。
图22所示的定时图开始于充电周期。在充电周期期间，供应电路2中的第一电容器(图2中的221-22n)被充电，使得在这些电容器221-22n两端的电压增加。从而，在单独变换器单元31-3n的第一输入节点131-13n处的电势P131-P13n增加。图22示意性地示出了这种增加。在充电周期结束时，在第一输入节点131-13n处的每个电势P131-P13n由等式(6)给出。
图22示出的驱动方案使得在接通一些变换器单元31-3n的控制开关之前，在第一输入节点处的电势P311-P31n通过接通至少一个其它变换器单元的接地开关而降低。在图22所示的这一具体的实施例中，在变换器单元31-34的第一输入节点处的电势P311-P314通过接通位于相应变换器单元分别和第二输入节点12以及第二输出节点18之间的至少一个变换器单元的接地开关而降低。这在下文中解释。
在图22所示的实施例中，在充电周期之后，变换器单元按以下顺序被激活：35-34-33-32-31-3n。根据一个实施例，“激活一个变换器单元”意味着接通相应变换器单元31-3n的接地开关(311-31n)和控制开关(图6中的32i)。每当变换器单元32-35之一被激活时，在第一变换器单元31的第一输入节点131处的电势P311减小，使得这个电势P131就在这个变换器单元31被激活之前已经减小到2Vin/n。等效地，每当变换器单元33-35之一被激活时，在第二变换器单元32的第一输入节点132处的电势P312减小，使得这个电势P132就在这个变换器单元32被激活之前已经减小到2Vin/n，以此类推。在第五变换器单元(与最低变换器单元3n相邻的变换器单元)的第一输入节点处的电势P135就从充电周期之后是2Vin/n，且在最低变换器单元3n的第一输入节点处的电势P13n就从充电周期之后是Vin/n。在每种情况下，在变换器单元已被激活之后，在相应第一输入节点13i处的电势保持处于Vin/n(或者更低，因为相应电容器22i可以在激活阶段期间放电)，直到下个充电周期。
通过接通位于变换器单元3i和最低变换器单元3n之间的另一个变换器单元的接地开关，而减小在任意变换器单元3i的第一输入节点13i处的电势P13i，下面参考图23解释。图23仅示出了在具有n＝6个变换器单元的功率变换器电路中的供应电路2、相应变换器单元的第一和第二输入节点131-13n、141-14n以及接地开关311-31n。参考图23，供应电路2的每个第一开关211-21n具有与实际开关并联的寄生电容。如果例如第一开关211-21n被实施为MOSFET，这些寄生电容是这些MOSFET的漏极-源极电容。在充电周期期间，当第一开关接通时，第一电容器221-22n在第一输入节点11和第二输入节点12之间形成电容分压器。在充电周期期间，第一开关211-21n的寄生电容放电。
在充电周期之后，第一电容器221-22n和第一开关211-21n的寄生电容形成在第一输入节点11和第二输入节点12之间的电容分压器，其中变换器单元31-3n可以从单独电容器221-22n取得能量且将能量转移到输出。
每当这个电容分压器中的一个电路节点的电势通过接通接地开关311-315之一而被拉到接地时，位于这个电路节点和第一输入节点11之间的第一输入节点的电势P13i被等效地下拉。例如，如果在充电周期之后，在变换器单元35的第二输入节点145处的电势通过接通这一变换器单元35的接地开关315而被下拉到接地，则在这个电路节点145处的电势从Vn减小到零。从而，在第一输入节点131、132、133、134处的电势降低了Vn，其中如果在充电周期之后的输入电压V1-Vn基本上相等，则Vn是Vin/n。在接地开关315断开(打开)之后，在第一输入节点131-134处的电势保持在这些降低的电平上。当在这些电路节点131-134处的电势被下拉时，最高第一开关211两端的电压增加。
如果第一开关211-21n被实施为MOSFET，他们包含与实际开关并联的内二极管(体二极管)。这些二极管也在图23中示出。根据一个实施例，最高第一开关211被连接为使得体二极管是如图23所示定向的。在这种情况下阴极面对第一输入节点11，使得在充电周期之后，在最高(第一)变换器31的第一输入节点131处的电势可降到低于功率变换器电路的第一输入节点11处的电势。其它第一开关212-21n可以被连接为使得他们的体二极管被定向为与第一开关211中的体二极管的定向相反(背靠背)。也就是，这些开关212-21n中的体二极管的阴极面对功率变换器电路的第二输入节点12。因此，当除了关联的变换器单元的接地开关之外的接地开关闭合时，这些二极管阻止电容器221-22n放电。例如，如果第一变换器单元311的接地开关311接通，则第一开关212-21n中的二极管的极性使得电容器222-22n不能经由这些二极管和接地开关311而放电。
在图22所示的实施例中，除了最低变换器单元3n和与最低变换器单元3n直接相邻的变换器单元，每个变换器单元31-34的第一输入节点处的电势在激活相应变换器单元31-34之前降低(被下拉)。与最低变换器单元3n直接相邻的变换器单元在图23所示的实施例中是变换器单元35，且通常是变换器单元3n-1。降低在一个变换器单元的第一输入节点处的电势包含接通位于相应变换器单元和最低变换器单元3n之间的另一个变换器单元的接地开关。通常，降低在一个变换器单元的第一输入节点13i处的电势(其中在图23所示的实施例中i是1、2、3、4之一)包含接通至少一个其它变换器单元3k的接地开关，其中在图23所示的实施例中k从i-1到5中选择。
在图22所示的实施例中，最低变换器单元3n在最高(第一)变换器单元31之后并且在充电周期之前被激活。然而，这仅是示例。最低变换器单元3n的激活可在激活序列的任何位置处被插入。根据一个实施例(未示出)，最低变换器单元3n在充电周期之后被直接激活。在这种情况下，新的激活序列的充电周期直接跟在最高(第一)变换器单元31的激活时段之后。
根据一个实施例，单独变换器单元31-3n的激活时段不重叠。也就是，同一时间多个变换器单元31-3n中仅有一个变换器单元被激活。根据另一个实施例，最低变换器单元3n与其它变换器单元之一一起激活，也就是，与变换器单元31-3n-1之一一起激活。
图24A是图22所示的驱动方案的另一个表示。图24A图示了在充电周期之后单独变换器单元31-3n被激活的顺序。在图24A所示的实施例中这个顺序是35-34-33-32-31-3n。图24B图示了图22和24A所示的驱动方案的修改。在这个实施例中，最低变换器单元3n在充电周期之后被直接激活，使得连续的驱动方案的充电周期直接跟在最高变换器单元31的激活时段之后。在图24A和24B中，“CH”是指充电周期。
参考上文，激活多个变换器单元之一3i可包含以PWM方式操作相应变换器单元3i的接地开关31i和控制开关32i，而占空比可用上文解释的方式来控制，以便控制输出电压Vout和输出电流Iout之一。在一个激活时段期间，可以存在控制开关32i的一个PWM驱动周期(一个接通时段)或可以存在几个PWM驱动周期。
图25图示了驱动方案的另一个实施例。在这个实施例中，在充电周期之后，存在接地序列，其中每个接地开关接通一次以便将第二输入节点141-14n-1接地，从而将在第一输入节点131-13n-1处的电势下拉到2Vin/n。在这个接地序列之后，存在激活序列，其中每个变换器单元31-3n-1被激活一次，其中激活变换器单元包含接通相应变换器单元的接地开关和控制开关。在接地序列中，接地开关311-31n-1可按任意顺序接通，也就是接通这些接地开关的顺序不局限于图25所示的顺序。此外，在接地序列之后，变换器单元31-3n可按任意顺序激活，也就是激活变换器单元31-3n的顺序不局限于图25所示的顺序。变换器单元最低变换器单元3n可在这个序列中的任何时间被激活。在这个实施例中，在接地序列中，在每个变换器单元31-3n的第一输入节点131-13n处的电势被拉到Vin/n。
图22和24所示的激活方案使得在每个变换器单元31-34(通常31-3n-4)的第一输入节点处的电势在相应变换器单元被激活之前被下拉到Vin/n。然而，这仅是示例。一个变换器单元的第一输入节点处的电势的任何降低使开关损耗降低，虽然可能不会导致最小的损耗。例如，如果驱动方案在充电周期之后是35-31-32-33-34-3n，那么在变换器单元31、32、33、34的第一输入节点处的电势仅降低一次，即Vin/n。
图26示出了包含两个功率变换器电路11、12的电子电路的一个实施例。这些功率变换器电路11、12是并联连接的，也就是这些功率变换器电路11、12中的每个功率变换器电路在相应输入处接收输入电压Vin，且这些功率变换器电路11、12的输出是连接的。特别是，这些功率变换器电路11、12的第一输出节点171、172是连接的，且这些功率变换器电路11、12的第二输出节点181、182是连接的。可选的输出电容器19被连接在共用的第一输出节点171、172和共用的第二输出节点181、182之间。在图26所示的实施例中，只有第一功率变换器电路11被详细示出。第二功率变换器电路12以相同的方式实施。根据一个实施例，第一功率变换器电路11和第二功率变换器电路12用相同数量的变换器单元来实施。
图26示出了在第一功率变换器电路11中的n1＝3个变换器单元。然而，这仅是示例且用于解释的目的。在下文中，311-3n1是指第一功率变换器电路11的变换器单元，且312-3n2是指第二功率变换器电路12的变换器单元，而在这些功率变换器电路11、12中的每个功率变换器电路中，3n1和3n2是最低变换器单元且311、312是最高(第一)变换器单元。在第一功率变换器电路11和第二功率变换器电路12中的每个中，单独变换器单元可以在充电周期之后以上文中参考图23-25解释的方式之一被激活。
图27示出了基于图24所示的实施例的用于第一功率变换器电路11的激活方案，以及也基于图24所示的实施例的用于第二功率变换器电路12的激活方案。这些激活方案基于具有n1＝6个变换器单元的第一功率变换器电路11和具有n2＝6个变换器单元的第二功率变换器电路12。这些激活方案可连续执行。也就是，首先第一功率变换器电路11可依据图27所示的激活方案而操作，且然后第二功率变换器电路12可依据图27所示的激活方案而操作。根据另一个实施例，图27所示的激活方案是交错的。
图28A和28B示出这些激活方案可以如何交错的两个实施例。在每个时刻，只有第一功率变换器电路11或者第二功率变换器电路12的一个变换器单元是活动的，其中每个功率变换器电路11、12中的变换器单元被激活的顺序是依照图27的。在图28A和28B所示的实施例中，第一功率变换器电路11中的变换器单元和第二功率变换器电路12中的变换器单元轮流被激活。然而，这仅是示例。还可能连续激活一个功率变换器电路的两个或更多变换器单元，且然后连续激活另一功率变换器电路的两个或更多变换器单元。
图26所示的实施例不局限于仅有两个并联连接的功率变换器电路11、12。根据另一个实施例，三个或更多功率变换器电路是并联连接的。图29示出了三个功率变换器电路11、12、13的激活方案，每个功率变换器电路包含n＝3个变换器单元。在下文中，311-3n1是指第一功率变换器电路11的变换器单元，312-3n2是指第二功率变换器电路12的变换器单元，且313-3n3是指第三功率变换器电路13的变换器单元。图29所示的激活方案可连续执行。然而，还可能交错单独激活方案。图30示出了这些激活方案可如何交错的一个实施例。
如何可以降低一个功率变换器电路1或几个并联连接的功率变换器电路11、12中的开关损耗的方法，上文中参考图22-30进行了解释。图31示出了如何可降低损耗的方法的另一个实施例。这个方法包含降低有效频率，在充电周期之后单独变换器单元以该频率被激活。
图31A示出了在正常负载(全负载)条件下的激活方案。在这个实施例中，在充电周期之后，单独变换器单元以激活频率fact被激活。在每个时间段T＝1/fact期间，变换器单元之一是活动的，也就是将电功率从相应供应单元转移到输出。在活动状态下，相应变换器单元3i中的控制开关(图6和图9中的32i)以PWM方式操作，其中在每个激活状态中存在至少一个驱动周期。如上文解释的，占空比取决于变换器单元的期望(平均)输出功率。在图31A所示的实施例中，同时仅有一个变换器单元是活动的。充电周期的持续时间(其在图31A中被标记为CH)可对应于一个激活时段T的持续时间，或可以与之不同。
单独变换器单元被激活的顺序可以是上文中解释的顺序之一。图31A所示的具体顺序(其对应于参考图24解释的顺序)仅是示例。功率变换器电路(特别是变换器单元)可用上文中解释的任何拓扑来实施。
根据一个实施例，激活频率fact取决于功率变换器电路的输出功率和输出电流Iout中的至少一个，其中当输出功率和输出电流Iout中的至少一个减小时，激活频率fact减小。在图31所示的实施例中，激活频率fact被给定为fact＝1/T，其中T是一个激活时段。根据一个实施例，减小激活频率涉及插入时间段T，在时间段T中没有变换器单元是活动的。这些时间段的持续时间可对应于激活时段(其中变换器单元是活动的)的持续时间。这些时间段在下文中将被称为暂停时段。
图31B示出了一个实施例，其中一个暂停时段被插入在每个激活时段之后，以便将激活频率fact降低到fact＝1/2T，其与图31A所示的正常模式相比较是50％。图31C所示的另一个实施例包含在每个激活时段之后插入两个暂停时段，以便将激活频率降低到fact＝1/3T，其与正常模式相比较是33％。
图32示出了驱动方案的又一个实施例。在这个实施例中，一个暂停时段在两个直接连续的激活时段之后被插入。在这种情况下，有效的激活频率是fact＝2/3T，其是在图31A所示的正常模式下的激活频率的66％。
在上文的描述中，诸如“顶”、“底”、“前”、“后”、“前导”、“拖尾”等之类的方向性术语，是参考被描述的附图的定向而使用的。因为实施例的部件可沿许多不同定向来定位，方向性术语用于图示的目的且决不是限制性的。将要理解的是其它实施例可被使用，且可作出结构或逻辑的改变而不脱离本发明的范围。因此下文的详细描述将不会在限制性意义上进行，且本发明的范围由所附权利要求限定。
虽然本发明的各种示例性实施例已被公开，对于本领域的技术人员将显而易见的是，可作出各种改变和修改，其将实现本发明的一些优点而不脱离本发明的精神和范围。对于本领域的合理技术人员将明显的是，执行相同功能的其它部件可以适当地替换。应该提到的是，参考具体图解释的特征可以与其它图的特征组合，甚至在那些其中没有明确提到这一点的情况下。进一步，本发明的方法可实现在全部软件实施方式(使用适当的处理器指令)中、或者实现在混合实施方式(其利用硬件逻辑和软件逻辑的组合来实现相同的结果)中。发明概念的这种修改旨在由所附权利要求所涵盖。
诸如“在......之下”、“在......下方”、“较低”、“在......之上”、“较高”等之类的空间相对术语，被用于便于描述以解释一个元件相对于第二元件的定位。这些术语旨在包罗除了在图中描绘的那些不同定向之外的不同设备定向。进一步，诸如“第一”、“第二”等之类的术语也被用来描述各种元件、区域、部分等，且也不旨在是限制性的。相同的术语贯穿描述指的是相同的元件。
如本文中使用的，术语“具有”、“含有”、“包含”、“包括”等是指示陈述的元件或特征的存在的开放性术语，但是不排除附加的元件或特征。冠词“一”、“一个”和“该”旨在包含复数以及单数，除非上下文清晰地另外指示。
考虑到变化和应用的上述范围，应理解的是，本发明既不限于前述的描述，也不限于附图。代之，本发明仅限于所附权利要求和它们合法的等价物。
要理解的是，本文中描述的各种实施例的特征可彼此组合，除非另外特别注明。

Claims (14)

1.一种用于功率变换的方法，包括：
通过包括耦合到供应电路的多个变换器单元的功率变换器电路来变换功率，所述供应电路包括第一多个电容器，所述第一多个电容器串联连接在所述功率变换器电路的输入节点之间，其中变换功率包括以激活频率在驱动周期中相继激活所述多个变换器单元中的每个变换器单元，其中所述多个变换器单元中的每个变换器单元一次被激活一个；以及
根据所述功率变换器电路的输出功率和输出电流中的至少一个来调节所述激活频率，其中调节所述激活频率包括改变所述多个变换器单元中的相继激活中的至少两个激活之间的暂停时间，并且在所述暂停时间期间所述多个变换器单元中的变换器单元都没有被激活，其中，
改变所述暂停时间包括：改变每个相继激活之间的、其中所述多个变换器单元中的变换器单元都没有激活的预定时间段T的数目，并且
激活所述多个变换器单元中的每个变换器单元包括：激活所述多个变换器单元中的每个变换器单元持续所述预定时间段T。
2.根据权利要求1所述的方法，其中当所述输出功率和所述输出电流中的至少一个减小时，所述激活频率减小。
3.根据权利要求1所述的方法，其中当所述多个变换器单元中的每个变换器单元都以最高激活频率操作时，预定时间段T的数目是零。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述供应电路还包括：
第二多个电容器，其中所述第二多个电容器中的每个电容器被配置为耦合到所述第一多个电容器之一，且其中所述多个变换器单元中的每个变换器单元连接到所述第二多个电容器之一。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述多个变换器单元中的每个变换器单元包括降压变换器拓扑。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述多个变换器单元中的至少一些变换器单元包括连接在变换器单元输入节点和接地节点之间的接地开关。
7.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：在每个驱动周期中对所述供应电路充电。
8.一种功率变换器电路，包括：
与供应电路耦合的多个变换器单元，所述供应电路包括串联连接在所述功率变换器电路的输入节点之间的第一多个电容器；以及
控制电路，其中所述控制电路被配置为：
以激活频率在驱动周期中相继地激活所述多个变换器单元中的每个变换器单元，
根据所述功率变换器电路的输出功率和输出电流中的至少一个调节所述激活频率，其中
所述激活频率是通过改变在所述驱动周期中所述多个变换器单元的相继激活中的至少两个激活之间的暂停时段来调节的，
在所述暂停时段期间，所述多个变换器单元中的变换器单元都没有被激活，
所述控制电路被配置为通过改变每个相继激活之间的、其中所述多个变换器单元中没有变换器被激活的预定时间段T的数目来改变所述暂停时段，以及
所述控制电路被配置为激活所述多个变换器单元中的每个变换器单元持续所述预定时间段T。
9.根据权利要求8所述的功率变换器电路，其中所述控制电路被配置为当所述输出功率和所述输出电流中的至少一个减小时，减小所述激活频率。
10.根据权利要求8所述的功率变换器电路，其中当所述多个变换器单元中的每个变换器单元都以最高激活频率操作时，预定时间段T的数目是零。
11.根据权利要求8所述的功率变换器电路，其中所述供应电路还包括：
第二多个电容器，其中所述第二多个电容器中的每个电容器被配置为耦合到所述第一多个电容器之一，且其中所述多个变换器单元中的每个变换器单元连接到所述第二多个电容器之一。
12.根据权利要求8所述的功率变换器电路，其中所述多个变换器单元中的每个变换器单元包括降压变换器拓扑。
13.根据权利要求8所述的功率变换器电路，其中所述多个变换器单元中的至少一些变换器单元包括连接在变换器单元输入节点和接地节点之间的接地开关。
14.根据权利要求8所述的功率变换器电路，其中所述控制电路进一步被配置为在每个驱动周期中，对所述供应电路充电。
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