JP3876878B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3876878B2 JP3876878B2 JP2003392044A JP2003392044A JP3876878B2 JP 3876878 B2 JP3876878 B2 JP 3876878B2 JP 2003392044 A JP2003392044 A JP 2003392044A JP 2003392044 A JP2003392044 A JP 2003392044A JP 3876878 B2 JP3876878 B2 JP 3876878B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- mos transistor
- booster circuit
- voltage
- output voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/36—Means for starting or stopping converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
Description
本発明は、例えば入力電力をスイッチングして出力電圧を制御し、昇圧動作を行うようにした電源装置に関するものである。
この種の電源装置としては、入力電圧をスイッチングすることにより昇圧して所望の出力電圧に昇圧する昇圧回路と、その昇圧回路の動作開始時に昇圧回路を起動させる起動回路と、昇圧回路の出力電圧が所定値以上になった時点で起動回路に代わって昇圧回路を駆動させる駆動回路と、を含むものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
上記の起動回路は、発振周波数が固定されたクロック信号を生成し、そのクロック信号（オンオフ信号）を用いて、昇圧回路のスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御するようになっている。
特開２００３−９２８７３号公報
上記の起動回路は、発振周波数が固定されたクロック信号を生成し、そのクロック信号（オンオフ信号）を用いて、昇圧回路のスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御するようになっている。
ところが、従来の電源装置では、上記の起動回路で生成されるクロック信号が固定されている。このため、起動回路の起動による昇圧回路の動作開始時に、昇圧回路に無駄な電流が流れて、無駄な電力を消費するという不具合がある。
また、近年、携帯電話などの携帯機器に使用される電源装置では、実装面積の削減のために、スイッチング周波数の高速化が行われ、使用するコイル部品の低インダクタンス化（小型化）が進んでいる。このため、低電圧からの動作開始時には、ある程度のスイッチング周波数を上げないと出力電圧を上げることが難しくなってきている。しかし、起動用にバイポーラトランジスタなどを使用する場合には、スイッチング周波数の高速化が難しいという不具合がある。
また、近年、携帯電話などの携帯機器に使用される電源装置では、実装面積の削減のために、スイッチング周波数の高速化が行われ、使用するコイル部品の低インダクタンス化（小型化）が進んでいる。このため、低電圧からの動作開始時には、ある程度のスイッチング周波数を上げないと出力電圧を上げることが難しくなってきている。しかし、起動用にバイポーラトランジスタなどを使用する場合には、スイッチング周波数の高速化が難しいという不具合がある。
そこで、本発明の目的は、昇圧回路の起動時において、昇圧回路の無駄な消費電流を低減してその消費電力を低減するようにし、かつ、低電圧でも昇圧回路のスイッチング素子の高速なスイッチング動作が可能な電源装置を提供することにある。
上記の課題を解決して本発明の目的を達成するために、各発明は、以下のように構成した。
すなわち、第１の発明は、入力電圧を所望の出力電圧に昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路の動作開始時に昇圧回路を起動させる起動回路と、前記昇圧回路の出力電圧が所定値以上になった場合に前記起動回路に代わって前記昇圧回路を駆動させる駆動回路とを含む電源装置において、前記起動回路は、前記昇圧回路の昇圧用の第１および第２のスイッチング素子のうちの第１のスイッチング素子をオンオフ制御し、前記第１のスイッチング素子がオンのときに、前記昇圧回路の内部であって昇圧回路を構成するコイルと前記第１のスイッチング素子との共通接続部に生成される監視電圧が所定値以上か否かを判定し、前記監視電圧が所定値以上の場合には、前記第１のスイッチング素子のオン動作を停止させるようになっている。
すなわち、第１の発明は、入力電圧を所望の出力電圧に昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路の動作開始時に昇圧回路を起動させる起動回路と、前記昇圧回路の出力電圧が所定値以上になった場合に前記起動回路に代わって前記昇圧回路を駆動させる駆動回路とを含む電源装置において、前記起動回路は、前記昇圧回路の昇圧用の第１および第２のスイッチング素子のうちの第１のスイッチング素子をオンオフ制御し、前記第１のスイッチング素子がオンのときに、前記昇圧回路の内部であって昇圧回路を構成するコイルと前記第１のスイッチング素子との共通接続部に生成される監視電圧が所定値以上か否かを判定し、前記監視電圧が所定値以上の場合には、前記第１のスイッチング素子のオン動作を停止させるようになっている。
第２の発明は、入力電圧を所望の出力電圧に昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路の動作開始時に昇圧回路を起動させる起動回路と、前記昇圧回路の出力電圧が所定値以上になった場合に前記起動回路に代わって前記昇圧回路を駆動させる駆動回路とを含む電源装置において、前記起動回路は、前記昇圧回路の昇圧用の第１および第２のＭＯＳトランジスタのうちの第１のＭＯＳトランジスタをオンオフ制御する起動信号を生成する起動信号生成手段と、前記第１のＭＯＳトランジスタがオンのときに、前記昇圧回路におけるコイルと前記第１のＭＯＳトランジスタの共通接続部の監視電圧が所定値以上か否かを判定し、前記監視電圧が所定値以上の場合には、前記第１のＭＯＳトランジスタをオフさせる判定・制御手段と、を備えている。
第３の発明は、第２の発明において、前記起動信号生成手段は、２つの定電流回路と、この各定電流回路により交互に充電される２つのコンデンサとを含み、前記起動信号の周波数は前記両定電流回路の定電流値を変えることにより調整でき、前記起動信号のデューティ比は前記両コンデンサの容量値を変えることにより調整できるようになっている。
このような構成からなる本発明によれば、昇圧回路の起動時において、昇圧回路の無駄な消費電流を低減してその消費電力を低減でき、かつ、低電圧でも昇圧回路のスイッチング素子の高速なスイッチング動作が可能となる。
このような構成からなる本発明によれば、昇圧回路の起動時において、昇圧回路の無駄な消費電流を低減してその消費電力を低減でき、かつ、低電圧でも昇圧回路のスイッチング素子の高速なスイッチング動作が可能となる。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
まず、本発明の電源装置の実施形態の全体の構成について、図１を参照しながら説明する。
この実施形態に係る電源装置は、図１示す昇圧回路１の起動時に、昇圧回路１の無駄な消費電流を低減してその消費電力を低減できる上に、低電圧でも昇圧回路１のスイッチング素子の高速なスイッチング動作が行えるようにしたものであり、このような機能を起動回路２に持たせるようにした。
まず、本発明の電源装置の実施形態の全体の構成について、図１を参照しながら説明する。
この実施形態に係る電源装置は、図１示す昇圧回路１の起動時に、昇圧回路１の無駄な消費電流を低減してその消費電力を低減できる上に、低電圧でも昇圧回路１のスイッチング素子の高速なスイッチング動作が行えるようにしたものであり、このような機能を起動回路２に持たせるようにした。
このために、この実施形態に係る電源装置は、図１に示すように、昇圧回路１と、起動回路２と、駆動回路３とを備えている。
昇圧回路１は、直流電源４からの直流の入力電圧ＶＩＮをスイッチングして所望の出力電圧ＶＯに昇圧させる回路である。起動回路２は、昇圧回路１の動作開始時にその昇圧回路１を起動させる回路である。駆動回路３は、昇圧回路１の出力電圧ＶＯが所定値以上となった場合に、起動回路２に代わって昇圧回路１を駆動させる回路である。ここで、起動回路２は、入力電圧ＶＩＮにより動作し、駆動回路３は昇圧回路１の出力電圧ＶＯにより動作するようになっている。
昇圧回路１は、直流電源４からの直流の入力電圧ＶＩＮをスイッチングして所望の出力電圧ＶＯに昇圧させる回路である。起動回路２は、昇圧回路１の動作開始時にその昇圧回路１を起動させる回路である。駆動回路３は、昇圧回路１の出力電圧ＶＯが所定値以上となった場合に、起動回路２に代わって昇圧回路１を駆動させる回路である。ここで、起動回路２は、入力電圧ＶＩＮにより動作し、駆動回路３は昇圧回路１の出力電圧ＶＯにより動作するようになっている。
次に、昇圧回路１の具体的な構成について、図１を参照して説明する。
昇圧回路１は、図１に示すように、コイル（インダクタ）５、スイッチング素子である２つのＮ型のＭＯＳトランジスタ６，７、ダイオード（ショットキーダイオード）８、および平滑用のコンデンサ９の組み合わせにより構成される。
さらに詳述すると、コイル５とダイオード８とが直列接続され、この直列回路の一端が入力端子１０に接続され、その他端が出力端子１１に接続されている。また、コイル５とダイオード８の共通接続部と、共通接続ライン（接地ライン）１３との間には、ＭＯＳトランジスタ６が接続されている。さらに、ＭＯＳトランジスタ６のゲートには起動回路２からの起動信号Ｎ１が印加され、これによりＭＯＳトランジスタ６のオンオフが制御されるようになっている。
昇圧回路１は、図１に示すように、コイル（インダクタ）５、スイッチング素子である２つのＮ型のＭＯＳトランジスタ６，７、ダイオード（ショットキーダイオード）８、および平滑用のコンデンサ９の組み合わせにより構成される。
さらに詳述すると、コイル５とダイオード８とが直列接続され、この直列回路の一端が入力端子１０に接続され、その他端が出力端子１１に接続されている。また、コイル５とダイオード８の共通接続部と、共通接続ライン（接地ライン）１３との間には、ＭＯＳトランジスタ６が接続されている。さらに、ＭＯＳトランジスタ６のゲートには起動回路２からの起動信号Ｎ１が印加され、これによりＭＯＳトランジスタ６のオンオフが制御されるようになっている。
イダクタンス５とダイオード８の共通接続部と、共通接続ライン１３との間には、ＭＯＳトランジスタ７が接続されている。ＭＯＳトランジスタ７のゲートには駆動回路３からの駆動信号Ｎ２が印加され、これによりＭＯＳトランジスタ７のオンオフが制御されるようになっている。また、コンデンサ９は、その一端側が出力端子１１に接続され、その他端が共通接続ライン１３に接続されている。共通接続ライン１３は、共通接続端子１２に接続されている。
次に、起動回路２の具体的な構成について、図２を参照して説明する。
起動回路２は、昇圧回路１の昇圧用のＭＯＳトランジスタ６をオンオフ制御し、その起動回路２がオンのときに、昇圧回路１の内部で生成される所定の監視電圧が所定値以上か否かを判定し、その監視電圧が所定値以上の場合には、そのＭＯＳトランジスタ６のスイッチング動作を停止させるようになっている。
起動回路２は、昇圧回路１の昇圧用のＭＯＳトランジスタ６をオンオフ制御し、その起動回路２がオンのときに、昇圧回路１の内部で生成される所定の監視電圧が所定値以上か否かを判定し、その監視電圧が所定値以上の場合には、そのＭＯＳトランジスタ６のスイッチング動作を停止させるようになっている。
このために、起動回路２は、昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６をオンオフ制御する起動信号Ｎ１を生成する起動信号生成回路２０と、起動時であってＭＯＳトランジスタ６がオンのときに、昇圧回路１の内部における所定の監視電圧が所定値以上か否を判定し、その監視電圧が所定値以上の場合に、起動信号生成部２０からの起動信号Ｎ１をオフさせる判定・制御回路３２とからなる。
そして、起動信号生成回路２０は、コンデンサ２２とコンデンサ２６とが充電と放電とを交互に行うようにし、その両コンデンサ２２、２６の充電電圧Ｖａ、Ｖｂを利用して所望の起動信号Ｎ１を生成するようになっている。
このために、起動信号生成回路２０は、図２に示すように、定電流回路２１、コンデンサ２２、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ２３、２入力のノア回路２４、定電流回路２５、コンデンサ２６、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ２７、３入力のノア回路２８、および３個のインバータ回路２９、３０、３１から構成される。
このために、起動信号生成回路２０は、図２に示すように、定電流回路２１、コンデンサ２２、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ２３、２入力のノア回路２４、定電流回路２５、コンデンサ２６、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ２７、３入力のノア回路２８、および３個のインバータ回路２９、３０、３１から構成される。
定電流回路２１は、定電流Ｉａを生成する回路であり、直流電源４からの供給される入力電圧ＶＩＮにより駆動されるようになっている。コンデンサ２２は、定電流回路２１が生成する定電流Ｉａにより充電されるコンデンサであり、ＭＯＳトランジスタ２３がオフのときに充電されるようになっている。
ＭＯＳトランジスタ２３は、コンデンサ２２に並列接続されるスイッチング素子であり、そのゲートにノア回路２８の出力電圧Ｖ２が印加され、これによりオンオフ制御されるようになっている。このため、ＭＯＳトランジスタ２３がオフのときに、定電流回路２１によりコンデンサ２２が充電され、ＭＯＳトランジスタ２３がオンのときに、コンデンサ２２の電荷が放電されることになる。
ＭＯＳトランジスタ２３は、コンデンサ２２に並列接続されるスイッチング素子であり、そのゲートにノア回路２８の出力電圧Ｖ２が印加され、これによりオンオフ制御されるようになっている。このため、ＭＯＳトランジスタ２３がオフのときに、定電流回路２１によりコンデンサ２２が充電され、ＭＯＳトランジスタ２３がオンのときに、コンデンサ２２の電荷が放電されることになる。
ノア回路２４は、コンデンサ２２の充電電圧Ｖａとノア回路２８の出力電圧Ｖ２との論理和否定演算を行い、その演算結果として出力電圧Ｖ１を生成する回路である。ノア回路２４の出力電圧Ｖ１は、インバータ回路２９の入力側、ＭＯＳトランジスタ２７のゲート、およびノア回路２８の入力側にそれぞれ供給されるようになっている。
定電流回路２５は、定電流Ｉｂを生成する回路であり、直流電源４からの供給される入力電圧ＶＩＮにより駆動されるようになっている。コンデンサ２６は、定電流回路２５が生成する定電流Ｉｂにより充電されるコンデンサであり、ＭＯＳトランジスタ２７がオフのときに充電されるようになっている。
定電流回路２５は、定電流Ｉｂを生成する回路であり、直流電源４からの供給される入力電圧ＶＩＮにより駆動されるようになっている。コンデンサ２６は、定電流回路２５が生成する定電流Ｉｂにより充電されるコンデンサであり、ＭＯＳトランジスタ２７がオフのときに充電されるようになっている。
ＭＯＳトランジスタ２７は、コンデンサ２６に並列接続されるスイッチング素子であり、そのゲートにノア回路２４の出力電圧Ｖ１が印加され、これによりオンオフ制御されるようになっている。このため、ＭＯＳトランジスタ２７がオフのときに、定電流回路２５によりコンデンサ２６が充電され、ＭＯＳトランジスタ２７がオンのときに、コンデンサ２６の電荷が放電されることになる。
ノア回路２８は、ノア回路２４の出力電圧Ｖ１、コンデンサ２６の充電電圧Ｖｂ、および判定・制御回路２９の出力電圧Ｖ３の論理和否定演算を行い、その演算結果として出力電圧Ｖ２を生成するようになっている。その出力電圧Ｖ２は、ＭＯＳトランジスタ２３のゲートとノア回路２４の入力側とにそれぞれ供給されるようになっている。
インバータ回路は２９、３０、３１は、ノア回路２４の出力電圧Ｖ１を反転する回路であり、これらは直列に接続されている。そして、インバータ回路３０の出力電圧ＸＮ１を判定・制御回路３２に供給するとともに（図３参照）、インバータ回路３１の出力電圧を起動回路２の起動信号Ｎ１として取り出すようにしている。
インバータ回路は２９、３０、３１は、ノア回路２４の出力電圧Ｖ１を反転する回路であり、これらは直列に接続されている。そして、インバータ回路３０の出力電圧ＸＮ１を判定・制御回路３２に供給するとともに（図３参照）、インバータ回路３１の出力電圧を起動回路２の起動信号Ｎ１として取り出すようにしている。
判定・制御回路３２は、図１に示す昇圧回路１の内部における所定電圧、例えばコイル５とダイオード８の共通接続部の電圧（以下、監視電圧ＶＭという）を取り込み、この監視電圧ＶＭが所定の基準電圧を上回るか否かを判定し、監視電圧ＶＭが基準電圧を上回ったときに出力電圧Ｖ３を生成し、その出力電圧Ｖ３をノア回路２８に供給することにより、起動信号生成回路２０からの起動信号Ｎ１のＭＯＳトランジスタ６への出力を停止させるようになっている。
次に、図２に示す起動回路２をさら具体的に構成した回路例ついて、図３を参照して説明する。
この起動回路２は、図３に示すように、Ｐ型のＭＯＳトランジスタ４１、４２、４３、４４、４５、４６、４７、４８からなるカレントミラー回路を備え、ＭＯＳトランジスタ４１には定電流源用の抵抗４９で決まる定電流が流れるようになっている。
この起動回路２は、図３に示すように、Ｐ型のＭＯＳトランジスタ４１、４２、４３、４４、４５、４６、４７、４８からなるカレントミラー回路を備え、ＭＯＳトランジスタ４１には定電流源用の抵抗４９で決まる定電流が流れるようになっている。
すなわち、ＭＯＳトランジスタ４１と抵抗４９とが直列接続され、この直列回路が入力電圧（電源電圧）ＶＩＮが供給される電源ライン５０と接地ライン５１との間に接続され、かつ、ＭＯＳトランジスタ４１はＭＯＳトランジスタ４２、４３、４４、４５、４６、４７、４８との間でカレントミラー回路を構成している。
従って、各ＭＯＳトランジスタ４２、４３、４４、４５、４６、４７、４８には、ＭＯＳトランジスタ４１に流れる電流で決まる所定の電流が流れ、これらは定電流回路（定電流源）として機能するようになっている。
従って、各ＭＯＳトランジスタ４２、４３、４４、４５、４６、４７、４８には、ＭＯＳトランジスタ４１に流れる電流で決まる所定の電流が流れ、これらは定電流回路（定電流源）として機能するようになっている。
ここで、抵抗４９はＭＯＳトランジスタで置き換え、そのゲートに所定のバイアス電圧を供給するようにしても良い。
定電流回路２１は、図３に示すように、ＭＯＳトランジスタ４２から構成される。コンデンサ２２は、そのＭＯＳトランジスタ４２に流れる定電流Ｉａにより充電されるようになっている。コンデンサ２２の両端には、コンデンサ２２の充電電荷を放電させるために、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ２３が接続されている。
定電流回路２１は、図３に示すように、ＭＯＳトランジスタ４２から構成される。コンデンサ２２は、そのＭＯＳトランジスタ４２に流れる定電流Ｉａにより充電されるようになっている。コンデンサ２２の両端には、コンデンサ２２の充電電荷を放電させるために、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ２３が接続されている。
ノア回路２４は、図３に示すように、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ５２、５３と、定電流回路を構成するＭＯＳトランジスタ４３とから構成される。
具体的には、ＭＯＳトランジスタ５２、５３の各ソースは共通接続され、その共通接続部が接地ライン５１に接続されている。ＭＯＳトランジスタ５２のゲートには、コンデンサ２２の充電電圧Ｖａが供給されるようになっている。ＭＯＳトランジスタ５３のゲートには、ノア回路２８の出力電圧Ｖ２が供給されるようになっている。さらに、ＭＯＳトランジスタ５２、５３の各ドレインは共通接続され、その共通接続部は、ＭＯＳトランジスタ４３を介して電源ライン５０、ＭＯＳトランジスタ５４のゲート、ＭＯＳトランジスタ２７のゲート、およびＭＯＳトランジスタ５７のゲートにそれぞれ接続されている。
具体的には、ＭＯＳトランジスタ５２、５３の各ソースは共通接続され、その共通接続部が接地ライン５１に接続されている。ＭＯＳトランジスタ５２のゲートには、コンデンサ２２の充電電圧Ｖａが供給されるようになっている。ＭＯＳトランジスタ５３のゲートには、ノア回路２８の出力電圧Ｖ２が供給されるようになっている。さらに、ＭＯＳトランジスタ５２、５３の各ドレインは共通接続され、その共通接続部は、ＭＯＳトランジスタ４３を介して電源ライン５０、ＭＯＳトランジスタ５４のゲート、ＭＯＳトランジスタ２７のゲート、およびＭＯＳトランジスタ５７のゲートにそれぞれ接続されている。
定電流回路２５は、図３に示すように、ＭＯＳトランジスタ４５から構成される。コンデンサ２６は、そのＭＯＳトランジスタ４５に流れる定電流Ｉｂにより充電されるようになっている。コンデンサ２６の両端には、コンデンサ２６の充電電荷を放電させるために、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ２７が接続されている。
ノア回路２８は、図３に示すように、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ５４、５５、５６と、定電流回路を構成するＭＯＳトランジスタ４４とから構成される。
ノア回路２８は、図３に示すように、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ５４、５５、５６と、定電流回路を構成するＭＯＳトランジスタ４４とから構成される。
具体的には、ＭＯＳトランジスタ５４、５５、５６の各ソースは共通接続され、その共通接続部が接地ライン５１に接続されている。ＭＯＳトランジスタ５４のゲートには、ノア回路２４の出力電圧Ｖ１が供給されるようになっている。ＭＯＳトランジスタ５５のゲートには、判定・制御回路３２の出力電圧Ｖ３が供給されるようになっている。ＭＯＳトランジスタ５６のゲートには、コンデンサ２６の充電電圧Ｖｂが供給されるようになっている。さらに、ＭＯＳトランジスタ５４、５５、５６の各ドレインは共通接続され、その共通接続部は、ＭＯＳトランジスタ４４を介して電源ライン５０、ＭＯＳトランジスタ２３のゲート、およびＭＯＳトランジスタ５３のゲートにそれぞれ接続されている。
インバータ回路２９は、図３に示すように、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ５７と、定電流回路を構成するＭＯＳトランジスタ４６とから構成され、ノア回路２４の出力電圧Ｖ１を入力し、これを反転させるようになっている。
インバータ回路３０は、図３に示すように、Ｐ型のＭＯＳトランジスタ５８とＮ型のＭＯＳトランジスタ５９とで構成されるＣＭＯＳインバータ回路からなり、インバータ回路２９の出力電圧を反転させるようになっている。このインバータ回路３０の出力電圧は、判定・制御回路３２を構成するＭＯＳトランジスタ６４のゲートに供給されるようになっている。
インバータ回路３０は、図３に示すように、Ｐ型のＭＯＳトランジスタ５８とＮ型のＭＯＳトランジスタ５９とで構成されるＣＭＯＳインバータ回路からなり、インバータ回路２９の出力電圧を反転させるようになっている。このインバータ回路３０の出力電圧は、判定・制御回路３２を構成するＭＯＳトランジスタ６４のゲートに供給されるようになっている。
インバータ回路３１は、図３に示すように、Ｐ型のＭＯＳトランジスタ６０とＮ型のＭＯＳトランジスタ６１とで構成されるＣＭＯＳインバータ回路からなり、インバータ回路３０の出力電圧を反転させるようになっている。このインバータ回路３１の出力電圧は、起動回路２の起動信号Ｎ１として出力され、図１に示す昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６のゲートに供給されるようになっている。
判定・制御回路３２は、図３に示すように、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ６２、６３、６４と、定電流回路を構成するＭＯＳトランジスタ４７、４８と、コンデンサ６５とから構成される。
ＭＯＳトランジスタ６２は、そのゲートに昇圧回路１からの監視電圧ＶＭが入力され、その監視電圧ＶＭがしきい値電圧を上回る場合に、導通状態になって出力電圧がＨレベルからＬレベルに反転するものである。すなわち、ＭＯＳトランジスタ６２は、監視電圧ＶＭを所定の基準電圧であるしきい値電圧と比較し、監視電圧ＶＭがその基準電圧以上の場合に、出力電圧をＬレベルにさせるものである。このＭＯＳトランジスタ６２の出力電圧は、ＭＯＳトランジスタ６３のゲートに供給されるようになっている。
ＭＯＳトランジスタ６２は、そのゲートに昇圧回路１からの監視電圧ＶＭが入力され、その監視電圧ＶＭがしきい値電圧を上回る場合に、導通状態になって出力電圧がＨレベルからＬレベルに反転するものである。すなわち、ＭＯＳトランジスタ６２は、監視電圧ＶＭを所定の基準電圧であるしきい値電圧と比較し、監視電圧ＶＭがその基準電圧以上の場合に、出力電圧をＬレベルにさせるものである。このＭＯＳトランジスタ６２の出力電圧は、ＭＯＳトランジスタ６３のゲートに供給されるようになっている。
ＭＯＳトランジスタ６３は、そのゲートにＭＯＳトランジスタ６２からの出力電圧が入力され、そのゲート電圧によりオンオフ制御されるスイッチング素子であり、オンの場合にはＭＯＳトランジスタ４８に流れる定電流Ｉｃを接地ライン５１に導き、オフの場合には、ＭＯＳトランジスタ６４がオフであることを条件にコンデンサ６５に導いてそれを充電するようになっている。
このため、定電流回路を構成するＭＯＳトランジスタ４８とＭＯＳトランジスタ６３とが直列接続され、この直列回路が電源ライン５０と接地ライン５１との間に接続されている。また、ＭＯＳトランジスタ６３にコンデンサ６５が並列に接続されている。
コンデンサ６５は、ＭＯＳトランジスタ４８に流れる定電流Ｉｃにより充電されるものである。そのコンデンサ６５の充電電圧は、判定・制御回路３２の出力電圧Ｖ３としてノア回路２８のＭＯＳトランジスタ５５のゲートに供給されるようになっている。
コンデンサ６５は、ＭＯＳトランジスタ４８に流れる定電流Ｉｃにより充電されるものである。そのコンデンサ６５の充電電圧は、判定・制御回路３２の出力電圧Ｖ３としてノア回路２８のＭＯＳトランジスタ５５のゲートに供給されるようになっている。
ＭＯＳトランジスタ６４は、コンデンサ６５に充電される電荷を強制的に放電させるためのスイッチング素子である。このため、ＭＯＳトランジスタ６４は、コンデンサ６５に並列に接続され、そのゲートにインバータ回路３０の出力電圧ＸＮ１が供給されるようになっている。従って、ＭＯＳトランジスタ６４は、その出力電圧ＸＮ１がＨレベルのときにオンとなり、コンデンサ６５の電荷が放電される。
次に、このような構成からなる実施形態の動作の概要について、図１および図４を参照して説明する。
いま、電源が投入されると、昇圧回路１と起動回路２に対して直流電源４からの入力電圧ＶＩＮが供給される。そして、入力電圧ＶＩＮが、図４に示すように例えば０．９〔Ｖ〕になると、起動回路２が起動信号Ｎ１の生成を開始し、この生成された起動信号Ｎ１が昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６のゲートに供給される。この結果、昇圧回路１は昇圧動作を行い、その出力電圧ＶＯが図４に示すように徐々に上昇していく。
いま、電源が投入されると、昇圧回路１と起動回路２に対して直流電源４からの入力電圧ＶＩＮが供給される。そして、入力電圧ＶＩＮが、図４に示すように例えば０．９〔Ｖ〕になると、起動回路２が起動信号Ｎ１の生成を開始し、この生成された起動信号Ｎ１が昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６のゲートに供給される。この結果、昇圧回路１は昇圧動作を行い、その出力電圧ＶＯが図４に示すように徐々に上昇していく。
その後、図４に示すように、時刻ｔ１において、昇圧回路１の出力電圧ＶＯが例えば１．５〔Ｖ〕になると、駆動回路３が動作を開始するとともに、起動回路２はその動作を停止する。
ここで、上記の起動回路２の停止と駆動回路３の開始の各制御は、昇圧回路１の出力電圧ＶＯの検出を適宜手段で行い、その検出結果に基づいて制御されるものとする。
ここで、上記の起動回路２の停止と駆動回路３の開始の各制御は、昇圧回路１の出力電圧ＶＯの検出を適宜手段で行い、その検出結果に基づいて制御されるものとする。
このようにして駆動回路３が動作を開始すると、駆動回路３が駆動信号Ｎ２の生成を開始し、この生成された駆動信号Ｎ２が昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ７のゲートに供給される。この結果、昇圧回路１は昇圧動作を行い、その出力電圧ＶＯは徐々に上昇していき、図４に示すように最終的に所定の電圧値となる。
次に、この実施形態の起動回路２の動作について、図２、図５、および図６を参照して説明する。
次に、この実施形態の起動回路２の動作について、図２、図５、および図６を参照して説明する。
まず、図２に示す起動回路２において、起動信号生成回路２０のみが動作する場合について説明する。
図５（Ａ）に示すように、時刻ｔ１以前において、コンデンサ２２の充電電圧ＶａがＬレベルであるとすると、ＭＯＳトランジスタ２３はオン状態にあるので、そのゲートに印加されるノア回路２８の出力電圧Ｖ２はＨレベルである。このとき、そのコンデンサ２２の充電電圧Ｖａとノア回路２８の出力電圧Ｖ２はノア回路２４に供給されるので、ノア回路２４の出力電圧Ｖ１はＬレベルとなり、このＬレベルがＭＯＳトランジスタ２７のゲートとノア回路２８の入力側に供給される。
図５（Ａ）に示すように、時刻ｔ１以前において、コンデンサ２２の充電電圧ＶａがＬレベルであるとすると、ＭＯＳトランジスタ２３はオン状態にあるので、そのゲートに印加されるノア回路２８の出力電圧Ｖ２はＨレベルである。このとき、そのコンデンサ２２の充電電圧Ｖａとノア回路２８の出力電圧Ｖ２はノア回路２４に供給されるので、ノア回路２４の出力電圧Ｖ１はＬレベルとなり、このＬレベルがＭＯＳトランジスタ２７のゲートとノア回路２８の入力側に供給される。
このため、コンデンサ２２の充電電圧ＶａがＬレベルのときには、ＭＯＳトランジスタ２７がオフ状態となり、コンデンサ２６の充電電圧Ｖｂは図５（Ｂ）に示すように徐々に上昇していく。また、このときには、上記のようにノア回路２４の出力電圧Ｖ２はＬレベルであるので、インバータ回路３１から出力される起動信号Ｎ１は図５（Ｃ）のようにＨレベルとなる。
その後、コンデンサ２６の充電が進み、時刻ｔ１に、その充電電圧Ｖｂがノア回路２８のしきい値電圧Ｖ２に達すると、ノア回路２８の出力電圧ＶＴ２がＨレベルからＬレベルに変化する。これにより、ＭＯＳトランジスタ２３のゲート電圧、およびノア回路２４の入力電圧がＨレベルからＬレベルに変化する。この結果、ＭＯＳトランジスタ２３がオンからオフに変化するとともに、ノア回路２４の出力電圧Ｖ１がＬレベルからＨレベルに変化し、ＭＯＳトランジスタ２７がオンとなる。
このため、時刻ｔ１では、コンデンサ２２が充電を開始し、その充電電圧Ｖａが図５（Ａ）に示すように徐々に上昇していく。また、インバータ回路３１から出力される起動信号Ｎ１は、５（Ｃ）に示すようにＨレベルからＬレベルに変化する。さらに、コンデンサ２６の充電電荷は放電され、その充電電圧Ｖｂは、図５（Ｂ）に示すように急激に０〔Ｖ〕となる。
その後、コンデンサ２２の充電が進み、図５（Ａ）に示すように時刻ｔ２において、その充電電圧Ｖａがノア回路２４のしきい値電圧ＶＴ１に達すると、ノア回路２４の出力電圧Ｖ１がＨレベルからＬレベルに変化する。これにより、ＭＯＳトランジスタ２７のゲート電圧、およびノア回路２８の入力電圧がＨレベルからＬレベルに変化する。この結果、ＭＯＳトランジスタ２７がオンからオフに変化するとともに、ノア回路２８の出力電圧Ｖ１がＬレベルからＨレベルに変化し、ＭＯＳトランジスタ２３がオンとなる。
このため、時刻ｔ２では、コンデンサ２６が充電を開始し、その充電電圧Ｖｂが図５（Ｂ）に示すように徐々に上昇していく。また、インバータ回路３１から出力される起動信号Ｎ１は、５（Ｃ）に示すようにＬレベルからＨレベルに変化する。さらに、コンデンサ２２の充電電荷は放電され、その充電電圧Ｖａは、図５（Ａ）に示すように急激に０〔Ｖ〕となる。
以後、このような一連の動作を繰り返すので、インバータ回路３１から出力される起動信号Ｎ１は図５（Ｃ）に示すようになる。
以上の動作をまとめると、起動回路２における起動信号生成回路２０は、図５に示すように、コンデンサ２２とコンデンサ２６とを交互に充電することにより起動信号Ｎ１を生成する。そして、起動信号Ｎ１の発振周波数は、定電流回路２１、２５の各定電流Ｉａ，Ｉｂを調整することにより調整できる。
以上の動作をまとめると、起動回路２における起動信号生成回路２０は、図５に示すように、コンデンサ２２とコンデンサ２６とを交互に充電することにより起動信号Ｎ１を生成する。そして、起動信号Ｎ１の発振周波数は、定電流回路２１、２５の各定電流Ｉａ，Ｉｂを調整することにより調整できる。
また、コンデンサ２２、２６の充電電圧Ｖａ，Ｖｂの波高値は、ノア回路２４、２８のしきい値電圧で決まる。さらに、その充電電圧Ｖａ，Ｖｂの立ち上がりの傾きｄＶ／ｄＴは、ｄＶ／ｄＴ＝Ｉ／Ｃとなる。従って、その傾きは、定電流回路２１、２５の各定電流Ｉａ，Ｉｂの値と、コンデンサ２２、２６の各容量値により決まる。
このため、定電流回路２１、２５の各定電流Ｉａ，Ｉｂの値が同じであって、コンデンサ２２、２６の各容量値が同じである場合には、起動信号Ｎ１はデューティ比（Ｄｕｔｙ）が５０％のクロックとなる（図５参照）。
このため、定電流回路２１、２５の各定電流Ｉａ，Ｉｂの値が同じであって、コンデンサ２２、２６の各容量値が同じである場合には、起動信号Ｎ１はデューティ比（Ｄｕｔｙ）が５０％のクロックとなる（図５参照）。
これに対して、コンデンサ２２の容量値を、コンデンサ２６の容量値よりも大きくすると、充電電圧Ｖａ，Ｖｂは図６（Ａ）（Ｂ）に示すようになる。その結果、起動信号Ｎ１は図６（Ｃ）のようになり、図５（Ｃ）に比べてデューティ比が変化する。なお、起動信号Ｎ１は、入力電圧ＶＩＮと接地電圧ＶＳＳの間でスイングする。
ところで、コンデンサ２２、２６の容量比を変えることで、起動信号Ｎ１のデューティ比を可変できる。また、定電流回路２１、２５の定電流Ｉａ，Ｉｂを調整して周波数を高くしてもデューティ比は変化しない。このため、その特性は昇圧スイッチングレギュレータ用ＰＷＭ回路として有効に使える。一般的に、昇圧用スイッチングレギュレータ回路では、スイッチングクロックの最大デューティ比が規定されている（最大デューティ比が８０％など）。この起動信号生成回路２０では、コンデンサ２２、２６の容量比を調整することにより、その最大デューティ比を実現できる。
ところで、コンデンサ２２、２６の容量比を変えることで、起動信号Ｎ１のデューティ比を可変できる。また、定電流回路２１、２５の定電流Ｉａ，Ｉｂを調整して周波数を高くしてもデューティ比は変化しない。このため、その特性は昇圧スイッチングレギュレータ用ＰＷＭ回路として有効に使える。一般的に、昇圧用スイッチングレギュレータ回路では、スイッチングクロックの最大デューティ比が規定されている（最大デューティ比が８０％など）。この起動信号生成回路２０では、コンデンサ２２、２６の容量比を調整することにより、その最大デューティ比を実現できる。
次に、図３に示す起動回路２の動作について説明するが、まず、図３に示す判定・制御回路３２を持たない場合に昇圧回路１において生じる不具合について図７を参照して説明する。
この場合には、昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６のゲートには図７（Ａ）で示すような起動信号Ｎ１が入力され、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ制御が行われる。これにより、コイル５とダイオード８の共通接続点の監視電圧ＶＭは図７（Ｂ）に示すようになる。
この場合には、昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６のゲートには図７（Ａ）で示すような起動信号Ｎ１が入力され、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ制御が行われる。これにより、コイル５とダイオード８の共通接続点の監視電圧ＶＭは図７（Ｂ）に示すようになる。
このとき、昇圧回路１への入力電圧ＶＩＮが０．９〔Ｖ〕程度とすると、ＭＯＳトランジスタ６のオン抵抗が大きいため、ＭＯＳトランジスタ６自体が簡単に飽和状態になってしまい、例えばＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉは図７（Ｃ）に示すようになる。
すなわち、ＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉはコイル５に流れる電流に等しいので、インダクタンスＬからなるコイル５に蓄積されるエネルギーは、（１／２×Ｉ×Ｉ×Ｌ）となる。このため、ＭＯＳトランジスタ６の飽和により電流Ｉが増加できない場合には、それ以上ＭＯＳトランジスタ６をオンにして電流Ｉを流しても、その電流Ｉはコイル５に対するエネルギーの蓄積には寄与できず、図７（Ｃ）の期間Ｔ１に流れる電流Ｉは無駄な消費電流となる。
すなわち、ＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉはコイル５に流れる電流に等しいので、インダクタンスＬからなるコイル５に蓄積されるエネルギーは、（１／２×Ｉ×Ｉ×Ｌ）となる。このため、ＭＯＳトランジスタ６の飽和により電流Ｉが増加できない場合には、それ以上ＭＯＳトランジスタ６をオンにして電流Ｉを流しても、その電流Ｉはコイル５に対するエネルギーの蓄積には寄与できず、図７（Ｃ）の期間Ｔ１に流れる電流Ｉは無駄な消費電流となる。
そこで、この実施形態では、上記の不都合を解消するために、起動回路２が、起動信号生成回路２０の他に図３に示すような判定・制御回路３２を備えるようにした。
すなわち、判定・制御回路３２は、ＭＯＳトランジスタ６２を備え、そのゲートに上記の監視電圧ＶＭを入力するようにし（図８（Ｂ）参照）、その監視電圧ＶＭがＭＯＳトランジスタ６２のしきい値電圧を超えたときに、起動信号生成回路２０が生成する起動信号Ｎ１を、図８（Ａ）に示すようにＨレベルからＬレベルに変化させるようにした。すなわち、起動信号Ｎ１のオン時間を設定よりも短くなるようにした。
すなわち、判定・制御回路３２は、ＭＯＳトランジスタ６２を備え、そのゲートに上記の監視電圧ＶＭを入力するようにし（図８（Ｂ）参照）、その監視電圧ＶＭがＭＯＳトランジスタ６２のしきい値電圧を超えたときに、起動信号生成回路２０が生成する起動信号Ｎ１を、図８（Ａ）に示すようにＨレベルからＬレベルに変化させるようにした。すなわち、起動信号Ｎ１のオン時間を設定よりも短くなるようにした。
この結果、昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６はオンからオフになり、ＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉは図８（Ｃ）に示すようになるので、図７（Ｃ）に比べて無駄な電流を消費することがなくなり、昇圧回路１の起動時において低消費電流化を実現することができる。
次に、図３に示す起動回路２の動作について、図９を参照して説明する。
次に、図３に示す起動回路２の動作について、図９を参照して説明する。
図３に示す起動信号生成回路２０の動作は、図２に示す起動信号生成回路２０の動作と同じであるので、その動作の説明はできるだけ簡略化し、判定・制御回路３２の動作を中心に説明する。
図９は、図３に示す起動回路２の各部の波形について、昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉが飽和しない場合と、その電流Ｉが飽和する場合とについて示す。
図９は、図３に示す起動回路２の各部の波形について、昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉが飽和しない場合と、その電流Ｉが飽和する場合とについて示す。
そこで、まず昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉが飽和しない場合の動作について、図９の左側を参照して説明する。
図９の時刻ｔ１において、起動信号生成回路２０の生成する起動信号Ｎ１が図９（Ｃ）に示すようにＬレベルからＨレベルに変化すると、図１に示す昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６がオフからオンになる。これによりＭＯＳトランジスタ６に電流Ｉが流れ、コイル５にエネルギーが蓄積されていく。このとき、ＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉは飽和しないので、ＭＯＳトランジスタ６のゲートに入力される昇圧回路１の監視電圧ＶＭは、図９（Ｅ）に示すように時刻ｔ１から時刻ｔ２にかけて上昇していく。
図９の時刻ｔ１において、起動信号生成回路２０の生成する起動信号Ｎ１が図９（Ｃ）に示すようにＬレベルからＨレベルに変化すると、図１に示す昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６がオフからオンになる。これによりＭＯＳトランジスタ６に電流Ｉが流れ、コイル５にエネルギーが蓄積されていく。このとき、ＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉは飽和しないので、ＭＯＳトランジスタ６のゲートに入力される昇圧回路１の監視電圧ＶＭは、図９（Ｅ）に示すように時刻ｔ１から時刻ｔ２にかけて上昇していく。
この結果、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間では、監視電圧ＶＭはＭＯＳトランジスタ６２ＮＯしきい値電圧Ｖｔｈ以下であり、ＭＯＳトランジスタ６２はオフとなってその出力電圧はＨレベルとなる。このため、ＭＯＳトランジスタ６３はオンとなり、これによりコンデンサ６５はＭＯＳトランジスタ４８からの定電流Ｉｃで充電されないので、コンデンサ６５の充電電圧Ｖ３は、図９（Ｆ）に示すように０〔Ｖ〕のままである。また、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間は、インバータ回路３０の出力電圧ＸＮ１は図９（Ｄ）に示すようにＬレベルであるので、ＭＯＳトランジスタ６４はオフとなる。
以上からわかるように、昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉが飽和しない場合には、起動信号生成回路２０で生成される起動信号Ｎ１は、判定・制御回路３２で制御されることはない。
次に、昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉが飽和する場合の動作について、図９の右側を参照して説明する。
次に、昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉが飽和する場合の動作について、図９の右側を参照して説明する。
図９の時刻ｔ３において、起動信号生成回路２０の生成する起動信号Ｎ１が図９（Ｃ）に示すようにＬレベルからＨレベルに変化すると、図１に示す昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６がオフからオンになる。これによりＭＯＳトランジスタ６に電流Ｉが流れ、コイル５にエネルギーが蓄積されていく。また、昇圧回路１の監視電圧ＶＭは、図９（Ｅ）に示すように時刻ｔ３から上昇していく。
そして、その昇圧電圧ＶＭが、時刻ｔ４においてＭＯＳトランジスタ６２のしきい値電圧Ｖｔｈに達すると、ＭＯＳトランジスタ６２はオンとなってその出力電圧はＬレベルとなる。このため、ＭＯＳトランジスタ６３はオフとなるとともに、このときには、インバータ回路３０の出力電圧ＸＮ１は図９（Ｄ）に示すようにＬレベルであるので、ＭＯＳトランジスタ６４はオフとなる。
従って、コンデンサ６５はＭＯＳトランジスタ４８からの定電流Ｉｃで充電されるので、コンデンサ６５の充電電圧Ｖ３は、図９（Ｆ）に示すように急激に上昇する。そして、時刻ｔ５において、その充電電圧Ｖ３がノア回路２８のしきい値電圧Ｖｔｈを超えると、ノア回路２８の出力電圧Ｖ２がＨレベルからＬレベルに変化し、さらにノア回路２４の出力電圧Ｖ１がＬレベルからＨレベルに変化する。この結果、時刻ｔ６では、起動信号Ｎ１は、図９（Ｃ）に示すようにＨレベルからＬレベルに変化し、ＭＯＳトランジスタ６がオンからオフに変化するので、ＭＯＳトランジスタ６に無駄な電流が流れなくなる。
以上からわかるように、昇圧回路１のＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉが飽和する場合には、起動信号生成回路２０で生成される起動信号Ｎ１は、ＭＯＳトランジスタ６のオン期間が判定・制御回路３２で短くなるように制御される。
また、図３に示す起動信号生成回路２０で生成される起動信号Ｎ１のオフ時間は固定されているが、判定・制御回路３２の上記のような動作により起動信号Ｎ１のオン時間が短くなり、ＭＯＳトランジスタ６のスイッチング周波数が高速になってくる。特に、昇圧回路１の入力電圧ＶＩＮが低い場合にはコイル５に蓄積されるエネルギーが小さくなるため、上記のようにスイッチング周波数が上がることで、昇圧回路１の起動時に出力電圧をすばやく立ち上げることが可能となる。
また、図３に示す起動信号生成回路２０で生成される起動信号Ｎ１のオフ時間は固定されているが、判定・制御回路３２の上記のような動作により起動信号Ｎ１のオン時間が短くなり、ＭＯＳトランジスタ６のスイッチング周波数が高速になってくる。特に、昇圧回路１の入力電圧ＶＩＮが低い場合にはコイル５に蓄積されるエネルギーが小さくなるため、上記のようにスイッチング周波数が上がることで、昇圧回路１の起動時に出力電圧をすばやく立ち上げることが可能となる。
次に、本発明の実施形態の第１の変形例について、図１０を参照して説明する。
この第１の変形例は、図１０に示すように、図１の実施形態のダイオード８をＭＯＳトランジスタ７１に置き換え、このＭＯＳトランジスタのオンオフ制御を駆動回路３で行うようにしたものである。この第１の変形例の他の部分の構成は図１の実施形態の構成と同じであるので、同一構成要素には同一符号を付して、その構成の説明は省略する。
この第１の変形例は、図１０に示すように、図１の実施形態のダイオード８をＭＯＳトランジスタ７１に置き換え、このＭＯＳトランジスタのオンオフ制御を駆動回路３で行うようにしたものである。この第１の変形例の他の部分の構成は図１の実施形態の構成と同じであるので、同一構成要素には同一符号を付して、その構成の説明は省略する。
次に、本発明の実施形態の第２の変形例について、図１１を参照して説明する。
図１０に示す第１の変形例では、昇圧回路１が、起動回路２で起動されるＭＯＳトランジスタ６と、駆動回路３で駆動されるＭＯＳトランジスタ７とを備えている。
そこで、第２の変形例では、その両ＭＯＳトランジスタ６、７を１つのＭＯＳトランジスタ７２にまとめるとともに、２入力のノア回路７３とインバータ回路７４とを追加するようにしたものである。そして、起動回路２からの起動信号Ｎ１と駆動回路３からの駆動信号Ｎ２とをノア回路７３の入力側に供給するとともに、ノア回路７３の出力をインバータ回路７４を介してＭＯＳトランジスタ７２のゲートに供給するようにした。
図１０に示す第１の変形例では、昇圧回路１が、起動回路２で起動されるＭＯＳトランジスタ６と、駆動回路３で駆動されるＭＯＳトランジスタ７とを備えている。
そこで、第２の変形例では、その両ＭＯＳトランジスタ６、７を１つのＭＯＳトランジスタ７２にまとめるとともに、２入力のノア回路７３とインバータ回路７４とを追加するようにしたものである。そして、起動回路２からの起動信号Ｎ１と駆動回路３からの駆動信号Ｎ２とをノア回路７３の入力側に供給するとともに、ノア回路７３の出力をインバータ回路７４を介してＭＯＳトランジスタ７２のゲートに供給するようにした。
この第２の変形例の他の部分の構成は図１０の第１の変形例の構成と同じであるので、同一構成要素には同一符号を付して、その構成の説明は省略する。
次に、本発明の実施形態の起動回路の変形例について、図１２を参照して説明する。
図１２に示す起動回路２Ａは、図２に示す起動回路２の構成を基本とし、コンデンサ２２の充電電圧Ｖａをシュミットトリガ回路７５を介してノア回路２４に入力するとともに、コンデンサ２６の充電電圧Ｖｂをシュミットトリガ回路７６を介してノア回路２８に入力するようにした点を追加したものである。このように、シュミットトリガ回路７５、７６を追加すると、動作の安定化を図ることができる。
次に、本発明の実施形態の起動回路の変形例について、図１２を参照して説明する。
図１２に示す起動回路２Ａは、図２に示す起動回路２の構成を基本とし、コンデンサ２２の充電電圧Ｖａをシュミットトリガ回路７５を介してノア回路２４に入力するとともに、コンデンサ２６の充電電圧Ｖｂをシュミットトリガ回路７６を介してノア回路２８に入力するようにした点を追加したものである。このように、シュミットトリガ回路７５、７６を追加すると、動作の安定化を図ることができる。
なお、起動回路２Ａの他の部分の構成は図２に示す起動回路２の構成と同じであるので、同一構成要素には同一符号を付して、その構成の説明は省略する。
１・・・昇圧回路、２・・起動回路、３・・・駆動回路、４・・・直流電源、５・・・コイル、６、７・・・ＭＯＳトランジスタ、８・・・ダイオード、９・・・コンデンサ、１０・・・入力端子、１１・・・出力端子、１３・・・共通接続ライン。
Claims (3)
- 入力電圧を所望の出力電圧に昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路の動作開始時に昇圧回路を起動させる起動回路と、前記昇圧回路の出力電圧が所定値以上になった場合に前記起動回路に代わって前記昇圧回路を駆動させる駆動回路とを含む電源装置において、
前記起動回路は、
前記昇圧回路の昇圧用の第１および第２のスイッチング素子のうちの第１のスイッチング素子をオンオフ制御し、前記第１のスイッチング素子がオンのときに、前記昇圧回路の内部であって昇圧回路を構成するコイルと前記第１のスイッチング素子との共通接続部に生成される監視電圧が所定値以上か否かを判定し、前記監視電圧が所定値以上の場合には、前記第１のスイッチング素子のオン動作を停止させるようになっていることを特徴とする電源装置。 - 入力電圧を所望の出力電圧に昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路の動作開始時に昇圧回路を起動させる起動回路と、前記昇圧回路の出力電圧が所定値以上になった場合に前記起動回路に代わって前記昇圧回路を駆動させる駆動回路とを含む電源装置において、
前記起動回路は、
前記昇圧回路の昇圧用の第１および第２のＭＯＳトランジスタのうちの第１のＭＯＳトランジスタをオンオフ制御する起動信号を生成する起動信号生成手段と、
前記第１のＭＯＳトランジスタがオンのときに、前記昇圧回路におけるコイルと前記第１のＭＯＳトランジスタの共通接続部の監視電圧が所定値以上か否かを判定し、前記監視電圧が所定値以上の場合には、前記第１のＭＯＳトランジスタをオフさせる判定・制御手段と、
を備えていることを特徴とする電源装置。 - 前記起動信号生成手段は、２つの定電流回路と、この各定電流回路により交互に充電される２つのコンデンサとを含み、前記起動信号の周波数は前記両定電流回路の定電流値を変えることにより調整でき、前記起動信号のデューティ比は前記両コンデンサの容量値を変えることにより調整できるようになっていることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003392044A JP3876878B2 (ja) | 2003-11-21 | 2003-11-21 | 電源装置 |
| US10/994,214 US7218538B2 (en) | 2003-11-21 | 2004-11-19 | Power source device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003392044A JP3876878B2 (ja) | 2003-11-21 | 2003-11-21 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005160155A JP2005160155A (ja) | 2005-06-16 |
| JP3876878B2 true JP3876878B2 (ja) | 2007-02-07 |
Family
ID=34718882
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003392044A Expired - Fee Related JP3876878B2 (ja) | 2003-11-21 | 2003-11-21 | 電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7218538B2 (ja) |
| JP (1) | JP3876878B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008079448A (ja) | 2006-09-22 | 2008-04-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 昇圧電源装置 |
| JP4820257B2 (ja) * | 2006-09-28 | 2011-11-24 | パナソニック株式会社 | 昇圧コンバータ |
| JP5729959B2 (ja) * | 2010-09-30 | 2015-06-03 | セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー | 駆動制御信号生成回路 |
| JP5289597B2 (ja) * | 2012-02-21 | 2013-09-11 | 三菱電機株式会社 | 電源装置及び照明器具 |
| CN103414332B (zh) * | 2013-08-30 | 2016-05-11 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | 一种电源芯片故障检测和控制电路、方法及系统 |
| CN103683892B (zh) * | 2013-12-30 | 2015-12-09 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 开关电源及其控制器 |
| DE102015104202B4 (de) * | 2015-03-20 | 2023-06-15 | Fujitsu Client Computing Limited | Netzteilanordnung, Computersystem und Betriebsverfahren |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4868730A (en) * | 1986-07-15 | 1989-09-19 | Combustion Electromagnetics, Inc. | DC to DC converter current pump |
| JPH0564426A (ja) | 1991-08-30 | 1993-03-12 | Victor Co Of Japan Ltd | チヨツパーレギユレータ |
| JP3003437B2 (ja) | 1992-11-20 | 2000-01-31 | モトローラ株式会社 | 電圧変換装置 |
| JP2888729B2 (ja) | 1993-04-15 | 1999-05-10 | 株式会社ユタカ電機製作所 | 出力短絡保護回路 |
| JP3100914B2 (ja) | 1996-12-25 | 2000-10-23 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源 |
| SE515882C2 (sv) * | 1998-03-17 | 2001-10-22 | Ericsson Telefon Ab L M | Elektriskt effekthanteringssystem samt radiokommunikationsanordning innefattande ett sådant system |
| US6275397B1 (en) * | 2000-06-27 | 2001-08-14 | Power-One, Inc. | Power factor correction control circuit for regulating the current waveshape in a switching power supply |
| JP2003008404A (ja) | 2001-06-26 | 2003-01-10 | Fujitsu Ltd | 発振回路 |
| JP2003092873A (ja) | 2001-09-19 | 2003-03-28 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源回路およびその半導体集積回路 |
| JP2004207018A (ja) * | 2002-12-25 | 2004-07-22 | Seiko Epson Corp | 光源駆動回路、プロジェクタ、光源の点灯制御方法、及びこの方法を実行させるコンピュータ読み取り可能なプログラム |
| US6937487B1 (en) * | 2003-04-29 | 2005-08-30 | National Semiconductor Corporation | Apparatus and method for a voltage booster with improved voltage regulator efficiency |
-
2003
- 2003-11-21 JP JP2003392044A patent/JP3876878B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-11-19 US US10/994,214 patent/US7218538B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US7218538B2 (en) | 2007-05-15 |
| JP2005160155A (ja) | 2005-06-16 |
| US20050168163A1 (en) | 2005-08-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8558526B2 (en) | DC-DC converter having a bootstrap circuit | |
| US6738272B2 (en) | Charge pump rush current limiting circuit | |
| US8120338B2 (en) | Dropper-type regulator | |
| JP3912417B2 (ja) | 駆動回路 | |
| JP2004173481A (ja) | スイッチングレギュレータ及び電源装置 | |
| US6198258B1 (en) | DC-DC converter capable of soft starting function by slowly raising reference voltage | |
| JP2006288062A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 | |
| JPH0576167A (ja) | Ｄｃ／ｄｃ電圧変換装置 | |
| JP4487649B2 (ja) | 昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置 | |
| JP3876878B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP5540924B2 (ja) | 集積回路装置及びその静電保護回路の制御方法 | |
| JP4938425B2 (ja) | スイッチング制御回路 | |
| US6429635B2 (en) | Drive circuit for insulated gate type FETs | |
| JP2007151322A (ja) | 電源回路およびｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2009095214A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 | |
| JP3289680B2 (ja) | 電源装置の突入電流防止回路 | |
| JP4326427B2 (ja) | 同期整流回路及びこれを用いたスイッチング電源 | |
| CN110557005B (zh) | 电压转换电路及其控制电路 | |
| CN111082655A (zh) | 负载驱动电路 | |
| JP5475612B2 (ja) | 電源装置 | |
| US6943536B2 (en) | Power supply circuit for charging a bootstrap capacitor | |
| JP2005210820A (ja) | 同期整流式ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP2016063648A (ja) | 駆動装置 | |
| JP4400992B2 (ja) | 駆動信号供給回路 | |
| JP3622018B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060628 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060711 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060908 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20061010 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20061023 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091110 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101110 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101110 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111110 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111110 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121110 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121110 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131110 Year of fee payment: 7 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |