JP4820257B2 - 昇圧コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、各種電子機器に直流電圧を供給する昇圧コンバータに係り、特に、スイッチング方式の昇圧コンバータに関するものである。

近年、スイッチング方式の昇圧コンバータは、高効率な電力変換特性から、電池を入力電源にした多くの電子機器において、昇圧コンバータとして用いられている。一般に昇圧コンバータは入力電源に一端が接続されるインダクタと、インダクタの他端に接続されるスイッチとダイオードを備え、出力コンデンサが接続されるダイオードの他端（カソード）が出力となる構成を有している。このスイッチのオンオフ動作によってインダクタにエネルギーの蓄積と放出が繰り返され、入力電源からの入力電圧より高い出力電圧を生成することができる。

しかし、昇圧コンバータは入力電源と出力端子間にインダクタとダイオードが直列接続された構成であるため、出力が短絡された場合、昇圧のためのスイッチング動作を停止するなどしても、入力電源からインダクタとダイオードを介して短絡電流が流れる。このような短絡電流による部品の損傷を避けるため、例えば特許文献１のような昇圧コンバータが発明されている。

図５は特許文献１に開示されている昇圧コンバータの回路構成図である。図５において、１はバッテリーなどの入力電源であり、入力電圧Ｖｉを供給する。８は入力スイッチであり、入力電源１に一端が接続される。２はインダクタであり、入力スイッチ８の出力端に一端が接続される。３はトランジスタなどの主スイッチであり、一端がインダクタ２の他端に接続され、他端は接地される。４はダイオードであり、主スイッチ３とインダクタ２の接続点にアノードが接続される。ダイオード４のカソードには、出力コンデンサ５が接続され、出力電圧Ｖｏを出力する。９は制御回路であり、出力電圧Ｖｏを検出する誤差増幅器９０と、出力電圧Ｖｏを安定化するために誤差増幅器９０の出力に応じたオンオフ時間比のパルス信号を出力するＰＷＭコントローラ９１と、誤差増幅器９０の出力から出力短絡状態を検出する短絡検出回路９２を有する。

通常動作時においては、入力スイッチ８はオン状態であり、ＰＷＭコントローラ９１のパルス信号を受けた主スイッチ３のスイッチング動作により、出力コンデンサ５には入力電源１からの入力電圧Ｖｉより高く安定化された出力電圧Ｖｏが発生している。しかし出力が短絡された場合、短絡検出回路９２が作動して、入力スイッチ８は不導通となり、昇圧コンバータへの入力電源１からの電力供給は遮断される。

なお、特許文献１には、時定数回路によって出力短絡検出から一定時間後に主スイッチ３および入力スイッチ８がオフ状態となる昇圧コンバータも開示されている。

以上のような構成によって、出力短絡時には入力スイッチ８をオフ状態とすることによっての過大電流の発生を抑制し、また、時定数回路によって起動時や負荷急変による瞬間的な出力低下による短絡検出回路９２の誤動作も防止している。
特開平５−３０４７６６号公報

しかしながら、このような従来構成の昇圧コンバータでは、起動時において入力スイッチがオンすると、入力電源から出力コンデンサを充電するために流れる電流が制限されず、突入電流が発生するという問題がある。

本発明は、前記従来技術の問題を解決することに指向するものであり、出力短絡や過負荷に対して昇圧コンバータを保護する等のために設けられる入力スイッチに付加機能を設け、突入電流防止を可能とする昇圧コンバータを提供することを目的とする。

前記の目的を達成するために、本発明に係る請求項１に記載した発明は、直列接続したインダクタおよび主スイッチと、前記主スイッチの両端電圧を整流する整流手段と、前記整流手段の出力を平滑して出力電圧を生成する平滑手段と、前記出力電圧が第１の電圧より高いとき、前記出力電圧が目標電圧になるように前記主スイッチをオンオフ制御する制御回路と、前記インダクタへの入力電圧をオンオフする前記インダクタと直列に接続した入力トランジスタと、電流流出端子と制御端子を接続し、かつ前記入力トランジスタと電流流入端子を共有する補助トランジスタと、前記補助トランジスタの電流流出端子に接続した定電流の電流源回路とを含む起動回路とを備え、前記起動回路は、前記出力電圧が前記第１の電圧より高いとき、前記入力トランジスタをオン状態とし、前記出力電圧が前記第１の電圧より低いとき、前記出力電圧が前記第１の電圧となるまで前記入力トランジスタの電流を調整することによって、起動時において入力電源からの入力電流を入力トランジスタが調整するので、突入電流を防ぐことができる。

また、請求項２，３に記載した発明は、請求項１の昇圧コンバータであって、制御回路は、補助トランジスタの電流流出端子に接続した電流調整回路を備え、電流調整回路が、経時的に上昇する基準電圧を生成する電圧源回路と、出力電圧に応じた出力検出電圧を生成する出力検出回路と、基準電圧と出力検出電圧との差電圧に応じた電流を出力するトランスコンダクタンス型の差動増幅回路からなること、さらに、電圧源回路の基準電圧が出力検出回路の出力電圧に応じた出力検出電圧を超えると、トランスコンダクタンス型の差動増幅回路の出力に基づいたオンオフ時間比で主スイッチをオンオフ動作させることによって、出力電圧の立ち上がり特性も制御することができる。

また、請求項４に記載した発明は、請求項１の昇圧コンバータであって、起動回路は、出力電圧が第１の電圧を超えた時点から所定時間の経過後に主スイッチのオンオフ動作を開始する遅延手段を備えたことによって、起動回路から制御回路への動作の切り替り時に生じる誤作動を回避することができる。

また、請求項５，６に記載した発明は、請求項１〜４の昇圧コンバータであって、インダクタと直列に接続した入力トランジスタをオフ状態に固定する保護回路を備え、保護回路は、出力端子の短絡状態または所定値以上の温度上昇または過電流状態または過電圧状態を検出する手段の出力に応じて動作すること、さらに、入力トランジスタとインダクタの接続点と接地点との間に接続した整流器を備え、入力トランジスタとインダクタの接続点の電位変化を接地電位でクランプすることによって、入力トランジスタを異常時の保護回路として兼用でき、また、入力トランジスタのターンオフ時におけるインダクタの逆起電圧の発生から入力トランジスタ自身を保護することもできる。

本発明によれば、インダクタと直列に設けられた入力トランジスタが、出力短絡や過負荷等の異常状態に対して昇圧コンバータを保護するとともに、突入電流を防止すること、また、出力電圧の立ち上がり特性を制御すること、さらに、保護回路としても安全に動作させることもできるという効果を奏する。

以下、図面を参照して本発明における実施の形態を詳細に説明する。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１に係る昇圧コンバータを示す回路構成図であり、前記従来例を示す図５において説明した構成要素に対応し同等の機能を有するものには同一の符号を付して示す。

図１に示すように、１はバッテリーなどの入力電源であり、直流の入力電圧Ｖｉを供給する。７０はＰＭＯＳトランジスタからなる入力トランジスタであり、入力電源１に一端が接続される。２はインダクタであり、入力トランジスタ７０の出力端に一端が接続される。３はトランジスタなどの主スイッチであり、一端がインダクタ２の他端に接続され、他端は接地される。４はダイオードであり、主スイッチ３とインダクタ２の接続点にアノードが接続される。ダイオード４のカソードには、出力コンデンサ５が接続され、出力電圧Ｖｏを出力する。

６は制御回路であり、出力電圧Ｖｏを検出する誤差増幅器６０と、出力電圧Ｖｏを安定化するために誤差増幅器６０の出力に応じたオンオフ時間比のパルス信号を出力するＰＷＭコントローラ６１と、誤差増幅器６０の出力から出力短絡状態を検出する短絡検出回路６２を有する。短絡検出回路６２は、通常時には「Ｈ」レベルを出力し、出力短絡あるいは過負荷による出力低下が所定時間続くと「Ｌ」レベルを出力する。ＰＷＭコントローラ６１は短絡検出回路６２からの「Ｌ」レベルの出力を受けると、出力するパルス信号を「Ｌ」レベルに固定して主スイッチ３をオフ状態に固定する。

また、後述する起動回路７の比較回路７２の出力を受け、比較回路７２の出力の出力が「Ｌ」レベルの場合には、制御回路６は動作を停止して主スイッチ３はオフ状態に固定され、比較回路７２の出力が「Ｈ」レベルの場合には、制御回路６は動作し、ＰＷＭコントローラ６１からのパルス信号に従って主スイッチ３はスイッチング動作する。

図１において、７は起動回路であり、前記の入力トランジスタ７０を含み、第１の電圧Ｖ１を生成する電圧源回路７１と、第１の電圧Ｖ１と出力電圧Ｖｏを比較する比較回路７２と、入力トランジスタ７０のゲートに一端が接続されたＰＭＯＳトランジスタからなるスイッチ７３と、スイッチ７３の他端にゲートとドレインが接続されたＰＭＯＳトランジスタからなる補助トランジスタ７４と、前記補助トランジスタ７４に定電流を流す電流源回路７５と、入力トランジスタ７０のゲートを接地するＮＭＯＳトランジスタからなるスイッチ７６と、入力トランジスタ７０のソース−ゲート間に接続されたＰＭＯＳトランジスタからなるスイッチ７７を備える。

スイッチ７３はインバータ７８を介して得られる比較回路７２の反転出力と短絡検出回路６２の出力とがＮＡＮＤ回路７９を介して駆動され、スイッチ７６は比較回路７２の出力と短絡検出回路６２の出力とがＡＮＤ回路８０を介して駆動され、スイッチ７７は短絡検出回路６２の出力によって駆動される。またダイオード８１は、アノードを接地され、入力トランジスタ７０とインダクタ２の接続点にカソードが接続される。

以上のように構成された図１の本実施形態１に係る昇圧コンバータについて、まず、直流入力電圧が発生した起動時の動作について説明する。

出力電圧Ｖｏは０Ｖであるので、第１の電圧Ｖ１より低く、比較回路７２は「Ｌ」レベルを出力している。したがって、スイッチ７３はオン、スイッチ７６はオフとなるので、入力トランジスタ７０と補助トランジスタ７４はカレントミラーを構成し、電流源回路７５の定電流をミラー比倍した電流が入力電源１から入力トランジスタ７０を介して出力コンデンサ５を充電する。このとき、制御回路６のＰＷＭコントローラ６１は動作を停止し、主スイッチ３はオフ状態に固定されている。

入力トランジスタ７０を介しての定電流動作によって出力コンデンサ５の充電が進み、出力電圧Ｖｏが第１の電圧Ｖ１を超えると、比較回路７２は出力を反転する。するとスイッチ７３はオフ、スイッチ７６はオンとなるので、入力トランジスタ７０のゲートは「Ｌ」レベルに接地されるので、オン状態に固定される。そして制御回路６は動作を開始し、出力電圧Ｖｏを目標値に安定化するように、主スイッチ３のオンオフ制御を開始する。

以上のように、本実施形態１によれば、起動時においては入力トランジスタ７０が定電流動作して出力コンデンサ５を充電するので突入電流が流れることは無い。この定電流動作が終了して入力トランジスタ７０がオン状態となり、制御回路６のＰＷＭコントローラ６１による通常の昇圧制御動作に切り換わるのは、出力電圧Ｖｏが第１の電圧Ｖ１に至ったときである。したがって、第１の電圧Ｖ１は入力電圧Ｖｉよりわずかに低い電圧に設定されることが望ましい。

次に、通常時制御回路６によって出力電圧Ｖｏが安定化動作しているときに、過負荷または負荷短絡状態になった場合の保護動作について説明する。

過負荷または負荷短絡状態になって出力電圧Ｖｏが所定時間以上低下すると、短絡検出回路６２の出力が「Ｌ」レベルとなり、制御回路６のＰＷＭコントローラ６１は動作を停止して主スイッチ３がオフになる。同時に、スイッチ７３とスイッチ７６はともにオフし、スイッチ７７がオンするので、入力トランジスタ７０はオフ状態となり、入力電源１からの電力供給を遮断する。このことにより、出力短絡や過負荷状態から各回路素子を保護することができる。インダクタ２に電流が流れているときに入力トランジスタ７０がオフすると、インダクタ２に逆起電力が発生して入力トランジスタ７０とインダクタ２の接続点電位は急峻に低下するが、ダイオード８１が導通することによって電位の低下はほぼ接地電位でクランプされる。インダクタ２に蓄えられていたエネルギーは、電流がダイオード８１，インダクタ２，ダイオード４を介して出力へ流れることにより放出される。

（実施形態２）
図２は本発明の実施形態２に係る昇圧コンバータの回路構成図であり、出力電圧Ｖｏの起動時間などの立ち上がり特性を制御可能としたものである。図２において、図１に示した第１の実施形態に係る昇圧コンバータと同じ構成要素のものについては同一の符号を付し、その説明を省略する。

本実施形態２の昇圧コンバータが、図１の実施形態１で示した昇圧コンバータの構成と異なるのは、以下の点である。制御回路６において、誤差増幅器６０をトランスコンダクタンス型の差動増幅器６００と、抵抗６０１と抵抗６０２によって出力電圧Ｖｏを分圧し、この分圧された出力電圧を差動増幅器６００の反転入力端子に印加し、起動時において所定の基準電圧に至るまで経時的に上昇する電圧源回路６０３の電圧Ｖｒを差動増幅器６００の非反転入力端子に印加する構成とする。

差動増幅器６００は第１の出力端子ａと第２の出力端子ｂを有し、第１の出力端子ａは電流掃き出しが正方向であり、第２の出力端子ｂは電流吸い込みが正方向である。すなわち、非反転入力電圧が反転入力電圧より高いと第１の出力端子ａは電流を掃き出し、第２の出力端子ｂは電流を吸い込む。逆に、非反転入力電圧が反転入力電圧より低いと第１の出力端子ａは電流を吸い込み、第２の出力端子ｂは電流を掃き出す。差動増幅器６００の第１の出力端子ａは抵抗６３とコンデンサ６４の位相補償回路が接続され、ＰＷＭコントローラ６１および短絡検出回路６２に入力され、第２の出力端子ｂは補助トランジスタ７４と電流源回路７５との接続点に接続される。

図３は電圧源回路６０３の電圧Ｖｒの変化の様子を示すタイミングチャートである。以下、図２に示した実施形態２に係る昇圧コンバータの動作について図３を用いて説明する。

時刻ｔ０において、入力電圧Ｖｉが印加されるなどして本実施形態２に係る昇圧コンバータが起動したものとする。電圧源回路６０３の電圧Ｖｒはゼロから経時的に上昇を開始する。差動増幅器６００は、出力電圧Ｖｏが抵抗６０１および抵抗６０２によって分圧された電圧と電圧源回路６０３の電圧Ｖｒとの誤差に応じた出力検出電圧を出力する。出力電圧Ｖｏが低い起動時においては比較回路７２の出力は「Ｌ」レベルであるので、制御回路６のＰＷＭコントローラ６１は動作を停止し、主スイッチ３をオフ状態にする。起動回路７においてはスイッチ７３がオン、スイッチ７６とスイッチ７７はオフであり、入力トランジスタ７０と補助トランジスタ７４はカレントミラーを構成し、補助トランジスタ７４に流れる電流をミラー比倍した電流が、入力電源１から入力トランジスタ７０を介して出力コンデンサ５を充電する。このとき、補助トランジスタ７４に流れる電流は電流源回路７５の定電流と差動増幅器６００の第２の出力端子ｂの出力電流との和となる。

前述のように差動増幅器６００の第２の出力端子ｂの出力電流は分圧した出力電圧と電圧Ｖｒとの誤差に応じており、例えば分圧出力電圧が電圧Ｖｒより高いと、第２の出力端子ｂは電流を掃き出す。すると補助トランジスタ７４を流れる電流が減少し、入力トランジスタ７０を介しての出力コンデンサ５への充電電流も減少するので出力電圧Ｖｏの上昇は鈍化する。逆に、分圧出力電圧が電圧Ｖｒより低いと、第２の出力端子ｂは電流を吸い込む。すると補助トランジスタ７４を流れる電流が増加し、入力トランジスタ７０を介しての出力コンデンサ５への充電電流も増加するので出力電圧Ｖｏの上昇は加速される。以上のような動作の結果、出力電圧Ｖｏが抵抗６０１および抵抗６０２によって分圧された電圧は、電圧源回路６０３の電圧Ｖｒの上昇に従って上昇するように、出力電圧Ｖｏが上昇する。

時刻ｔ１において、電圧Ｖｒは電圧Ｅｒ１に至る。ここで、電圧Ｅｒ１は第１の電圧Ｖ１が抵抗６０１および抵抗６０２によって分圧された電圧である。すなわち、時刻ｔ１において出力電圧Ｖｏが第１の電圧Ｖ１を越えると、スイッチ７３はオフ、スイッチ７６はオンとなるので、入力トランジスタ７０のゲートは「Ｌ」レベルに接地されてオン状態に固定される。そして制御回路６のＰＷＭコントローラ６１は動作を開始し、出力電圧Ｖｏを目標値に安定化するように、主スイッチ３のオンオフ制御を開始する。

出力電圧Ｖｏの目標値は電圧源回路６０３の電圧Ｖｒに従って上昇を続け、時刻ｔ２以降は定電圧Ｅｒとなる。出力電圧Ｖｏもこれに従って上昇し、時刻ｔ２において安定化直流電圧となる。なお、出力短絡や過負荷時の動作は前述した実施形態１と同様なので説明は省略する。

以上のように、本実施形態２によれば、起動時において出力電圧Ｖｏが電圧源回路６０３の電圧Ｖｒに従って上昇するように、起動回路７では入力トランジスタ７０が出力コンデンサ５への充電電流が調整され、制御回路６ではＰＷＭコントローラ６１が主スイッチ３のオンオフ時間比を調整する。実施形態１と同様に突入電流が流れることは無く、出力電圧Ｖｏの起動時間などの立ち上がり特性も制御することができる。

（実施形態３）
図４は本発明の実施形態３に係る昇圧コンバータの回路構成図であり、起動回路７から制御回路６への動作切り換えの特性を改善したものである。図４において、図２に示した実施形態２に係る昇圧コンバータと同じ構成要素のものについては同一の符号を付し、その説明を省略する。

本実施形態３の昇圧コンバータが、図２の実施形態２で示した昇圧コンバータの構成と異なるのは、制御回路６において、ＰＷＭコントローラ６１が比較回路７２の出力を、遅延回路６５を介して入力するようにした点である。

以上の構成により、起動時において出力電圧Ｖｏが第１の電圧Ｖ１を越えたとき、起動回路７のスイッチ７３がオフ、スイッチ７６がオンし、入力トランジスタ７０がオン状態となってから、制御回路６のＰＷＭコントローラ６１がパルス信号を出力して主スイッチ３がスイッチング動作を開始するまでに遅延時間が設定される。このことにより、起動回路７から制御回路６への動作の切り換え時において、入力トランジスタ７０がまだ出力コンデンサ５への充電電流を調整しているときに主スイッチ３がスイッチング動作を開始するといった誤作動を回避することができる。

なお、実施形態１〜３に係る昇圧コンバータでは、短絡検出回路を用いた保護動作のみを図示してきたが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば発熱部への感熱素子の設置による温度検出や、出力電圧の過電圧検出などを用いて、過熱保護や過電圧保護として入力トランジスタ７０をオフする構成にしても構わない。

本発明に係る昇圧コンバータは、インダクタと直列に設けられた入力トランジスタが、出力短絡や過負荷等の異常状態に対して昇圧コンバータを保護するとともに、突入電流を防止すること、また、出力電圧の立ち上がり特性を制御すること、さらに、保護回路としても安全に動作させることもでき、各種電子機器に直流電圧を供給する回路として有用である。

本発明の実施形態１に係る昇圧コンバータを示す回路構成図 本発明の実施形態２に係る昇圧コンバータを示す回路構成図 電圧源回路の電圧Ｖｒの変化を示すタイミングチャート 本発明の実施形態３に係る昇圧コンバータを示す回路構成図 従来の昇圧コンバータを示す回路構成図

符号の説明

１ 入力電源
２ インダクタ
３ 主スイッチ
４ ダイオード
５ 出力コンデンサ
６，９ 制御回路
７ 起動回路
８ 入力スイッチ
６０，９０ 誤差増幅器
６１，９１ ＰＷＭコントローラ
６２，９２ 短絡検出回路
６３，６０１，６０２ 抵抗
６４ コンデンサ
６５ 遅延回路
７０ 入力トランジスタ
７１，６０３ 電圧源回路
７２ 比較回路
７３，７６，７７ スイッチ
７４ 補助トランジスタ
７５ 電流源回路
７８ インバータ
７９ ＮＡＮＤ回路
８０ ＡＮＤ回路
８１ ダイオード
６００ 差動増幅器

Claims (6)

1. 直列接続したインダクタおよび主スイッチと、
   前記主スイッチの両端電圧を整流する整流手段と、
   前記整流手段の出力を平滑して出力電圧を生成する平滑手段と、
   前記出力電圧が第１の電圧より高いとき、前記出力電圧が目標電圧になるように前記主スイッチをオンオフ制御する制御回路と、
   前記インダクタへの入力電圧をオンオフする前記インダクタと直列に接続した入力トランジスタと、電流流出端子と制御端子を接続し、かつ前記入力トランジスタと電流流入端子を共有する補助トランジスタと、前記補助トランジスタの電流流出端子に接続した定電流の電流源回路とを含む起動回路とを備え、
   前記起動回路は、前記出力電圧が前記第１の電圧より高いとき、前記入力トランジスタをオン状態とし、前記出力電圧が前記第１の電圧より低いとき、前記出力電圧が前記第１の電圧となるまで前記入力トランジスタの電流を調整することを特徴とする昇圧コンバータ。
2. 前記制御回路は、前記補助トランジスタの電流流出端子と接続した電流調整回路を備え、前記電流調整回路が、経時的に上昇する基準電圧を生成する電圧源回路と、出力電圧に応じた出力検出電圧を生成する出力検出回路と、前記基準電圧と前記出力検出電圧との差電圧に応じた電流を出力するトランスコンダクタンス型の差動増幅回路からなることを特徴とする請求項１記載の昇圧コンバータ。
3. 前記電圧源回路の基準電圧が前記出力検出回路の出力電圧に応じた出力検出電圧を超えると、前記トランスコンダクタンス型の差動増幅回路の出力に基づいたオンオフ時間比で主スイッチをオンオフ動作させることを特徴とする請求項２記載の昇圧コンバータ。
4. 前記起動回路は、出力電圧が第１の電圧を超えた時点から所定時間の経過後に主スイッチのオンオフ動作を開始する遅延手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の昇圧コンバータ。
5. 前記インダクタと直列に接続した入力トランジスタをオフ状態に固定する保護回路を備え、前記保護回路は、出力端子の短絡状態または所定値以上の温度上昇または過電流状態または過電圧状態を検出する手段の出力に応じて動作することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の昇圧コンバータ。
6. 前記入力トランジスタとインダクタの接続点と接地点との間に接続した整流器を備え、前記入力トランジスタと前記インダクタの接続点の電位変化を接地電位でクランプすることを特徴とする請求項５記載の昇圧コンバータ。

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