JP4400992B2 - 駆動信号供給回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチングトランジスタに駆動信号を供給する回路に関し、特に、PWM(Pulse Width Modulation)制御のスイッチングレギュレータのスイッチングトランジスタに駆動信号を供給する駆動信号供給回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
一般に、安定な直流電圧を負荷に供給する装置として、スイッチングレギュレータが多く用いられている。
【0003】
従来のスイッチングレギュレータの一例を図6の符号101に示す。このスイッチングレギュレータ101は、スイッチトランジスタ115と、フライホイールダイオード136と、チョークコイル141と、平滑コンデンサ143と、後述する制御部190を有している。
【0004】
スイッチトランジスタ115は、そのドレイン端子が電源電圧端子191に接続されている。ソース端子はチョークコイル141の一端に接続されている。チョークコイル141の他端は平滑コンデンサ143の一端に接続されるとともに、負荷端子165を介して、一端が接地された負荷160の他端に接続されている。平滑コンデンサ143の他端は接地されている。
フライホイールダイオード136のカソード端子はスイッチトランジスタ115のソース端子に接続されており、アノード端子は接地されている。
【0005】
上述のスイッチングレギュレータ101において、電源電圧Vcc1(30V)が電源電圧端子191に印加され、スイッチトランジスタ115がオフした状態から、オンすると、スイッチトランジスタ115を介して電源電圧端子191がチョークコイル141と接続され、スイッチトランジスタ115がオン状態にある間は、電源電圧端子191からチョークコイル141にエネルギーが供給され、エネルギーが蓄えられ、平滑コンデンサ143が充電される。
【0006】
スイッチトランジスタ115がオン状態からオフ状態に切り換わると、チョークコイル141の両端子間に起電力が生じ、この起電力によりフライホイールダイオード136が順バイアスされ、チョークコイル141のエネルギーが負荷160に供給される。このとき平滑コンデンサ143は放電される。
【0007】
こうしてスイッチトランジスタ115がオン/オフを繰り返し、平滑コンデンサ143が充放電を繰り返すことにより、結果として負荷端子165の電位は平滑コンデンサ143により平滑化される。この平滑化された電圧は出力電圧Voutとして、負荷端子165から負荷160に印加される。
この出力電圧Voutは、負荷160に印加されるとともに、分割抵抗131、132の抵抗比で所定電圧に分割された後、制御部190に入力される。
【0008】
この制御部190は、誤差アンプ111と、コンパレータ112と、ドライバ120と、基準電圧生成源133とを有しており、制御部190に入力された出力電圧Voutの分圧電圧は、誤差アンプ111に入力される。他方、誤差アンプ111には、基準電圧生成源133から基準電圧Vrefが入力されており、基準電圧Vrefと抵抗分割された出力電圧Voutとの誤差が増幅されて出力される。
【0009】
誤差アンプ111の出力電圧は、コンパレータ112の非反転入力端子に入力される。他方、コンパレータ112の反転入力端子には、三角波生成回路157から所定周波数の三角波が入力されており、コンパレータ112で三角波と、誤差アンプ111の出力電圧とが比較される。その結果、コンパレータ112は出力電圧Voutが所定電圧よりも高いときにはスイッチトランジスタ115の導通時間を減少させ、所定電圧よりも低いときには導通時間を増加させる信号を生成して、ドライバ120に出力する。
【0010】
ドライバ120は、内部電源電圧端子192から供給される内部電源電圧Vcc2(5V)によって動作し、コンパレータ112の出力信号に応じてスイッチトランジスタ115をオン/オフさせる。出力電圧Voutが所定電圧よりも高いときにはスイッチングトランジスタ115の導通時間が減少して出力電圧Voutが低下し、他方、出力電圧Voutが所定電圧よりも低いときにはスイッチングトランジスタ115の導通時間が増加して出力電圧Voutが上昇することにより、出力電圧Voutは一定値を保つ。
【0011】
しかしながら、上記従来のスイッチングレギュレータ101では、スイッチトランジスタ115にゲート入力容量Cgiが存在する。スイッチトランジスタ115のスイッチング周波数をfsとすると、平均してIg=fsCgiV2なる電流Igがゲートのチャージにより消費されることになる。
【0012】
軽負荷時においても、上述のスイッチトランジスタ115は、三角波に依存するスイッチング周波数fsでオン/オフするので、ゲートのチャージによる消費電流Igは重負荷時と同様に流れ、消費電流Igによる消費電力のロスが無視できない程度となり、特に軽負荷時における電力の変換効率が低下してしまうという問題が生じていた。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記従来技術の不都合を解決するために創作されたものであり、その目的は、高効率なスイッチング電源を提供することにある。
【0014】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明の請求項1に記載の駆動信号供給回路は、スイッチングトランジスタと、コイルと、平滑コンデンサと、フライホイールダイオードとを有するスイッチングレギュレータのスイッチングトランジスタに駆動信号を供給する駆動信号供給回路であって、スイッチングレギュレータの出力電圧を検出する検出回路と、上記検出回路から出力される検出電圧と基準電圧とを比較して誤差信号を生成する誤差アンプと、上記誤差信号と三角波信号とを比較して上記スイッチングトランジスタの導通期間を制御するためのパルス信号を生成する比較回路と、上記パルス信号を入力して上記スイッチングトランジスタの導通期間を示すパルスの幅を伸長するパルス幅調整回路と、上記パルス幅調整回路から出力される伸長パルス信号に基づいて駆動信号を生成して上記スイッチングトランジスタに供給する駆動回路とを有する。
請求項2に記載の駆動信号供給回路は、請求項1に記載の駆動信号供給回路であって、上記パルス幅調整回路は、電流供給回路と、上記電流供給回路と基準電位との間に接続され、上記比較回路から出力されるパルス信号を入力する反転回路と、上記反転回路の出力端子と基準電位との間に接続されているコンデンサと、上記反転回路の出力端子に接続され、上記駆動回路に伸長パルス信号を出力する出力回路とを有する。
請求項3に記載の駆動信号供給回路は、請求項2に記載の駆動信号供給回路であって、上記電流供給回路は、上記スイッチングトランジスタに供給される電源電圧の供給端子に一端が接続された抵抗素子と、上記抵抗素子の他端と基準電位との間に接続された第1のカレントミラー回路と、上記第1のカレントミラー回路に接続され、上記反転回路に電流を供給する第2のカレントミラー回路とを有する。
【0015】
本発明のスイッチング(出力)トランジスタの駆動信号供給回路によれば、パルス幅調整回路を有しており、パルス信号におけるスイッチングトランジスタの導通期間を示すパルス幅に遅延期間を付加している。このため、スイッチングトランジスタはパルス信号のパルス幅に遅延期間が付加された期間だけ導通状態を維持することにより、負荷に印加される出力電圧は、パルス信号の期間だけスイッチングトランジスタが導通していた従来に比して、大きくなる。
【0016】
このため、出力電圧が低下して所定電圧に復帰するまでの時間が、従来に比して長くなるので、駆動信号が出力されて一旦スイッチングトランジスタが導通した後、パルス信号におけるスイッチングトランジスタの遮断を示す信号が出力されても、スイッチングトランジスタは遮断されずに導通状態を維持し続ける。その後、出力電圧が低下して所定電圧に復帰した状態で駆動信号がスイッチングトランジスタの非導通を指示し、スイッチングトランジスタが遮断される。
【0017】
このように、パルス信号がスイッチングトランジスタの非導通を指示しても、スイッチングトランジスタは直ぐに遮断されないので、従来に比してスイッチングトランジスタの導通/非導通の回数が少なくなり、スイッチング周波数が低下する。従って、スイッチングトランジスタのスイッチング周波数に依存する消費電力のロスが少なくなり、スイッチングレギュレータの効率が従来に比して向上する。
【0018】
また、パルス幅調整回路において、遅延期間を、電源電圧が高いときには短くし、電源電圧が低いときには長くするような構成の回路としてもよい。
電源電圧が高いときに、スイッチングトランジスタの導通時間を長くすると、スイッチングトランジスタの導通時における電流が大きくなるが、電源電圧が高いときに遅延期間を短くしてスイッチングトランジスタの導通時間を短くすることにより、導通時における出力リップルを小さくすることができる。
【0019】
【発明の実施の形態】
以下で図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
図1の符号1に、本実施形態のスイッチングレギュレータを示す。このスイッチングレギュレータ1は、出力トランジスタ15と、整流平滑回路40と、後述する制御部90とを有している。
【0020】
出力トランジスタ15は、nチャネルMOSトランジスタで構成されており、そのドレイン端子が電源電圧端子91に接続されている。整流平滑回路40は、フライホイールダイオード36と、チョークコイル41と、平滑コンデンサ43とを有しており、出力トランジスタ15のソース端子はチョークコイル41の一端に接続されている。チョークコイル41の他端は、平滑コンデンサ43の一端に接続されるとともに、負荷端子65を介して、一端が接地された負荷60の他端に接続されている。平滑コンデンサ43の他端は接地されている。
【0021】
フライホイールダイオード36のカソード端子は出力トランジスタ15のソース端子に接続されており、アノード端子は接地されている。
出力トランジスタ15は、そのゲート端子が後述する制御部90の出力端子に接続され、制御部90の出力信号に応じてオン/オフできるように構成されている。
【0022】
上述のスイッチングレギュレータ1において、電源電圧Vcc1(30V)が電源電圧端子91に印加され、スイッチトランジスタ15がオフした状態から、オンすると、スイッチトランジスタ15を介して電源電圧端子91がチョークコイル41と接続され、スイッチトランジスタ15がオン状態にある間は、電源電圧端子191からチョークコイル41にエネルギーが供給され、エネルギーが蓄えられ、平滑コンデンサ43が充電される。
【0023】
スイッチトランジスタ15がオン状態からオフ状態に切り換わると、チョークコイル41の両端子間に起電力が生じ、この起電力によりフライホイールダイオード36が順バイアスされ、チョークコイル41のエネルギーが負荷60に供給される。このとき平滑コンデンサ43は放電される。
【0024】
こうしてスイッチトランジスタ15がオン/オフを繰り返し、平滑コンデンサ43が充放電を繰り返すことにより、結果として負荷端子65の電位は平滑コンデンサ43により平滑化される。平滑化された電圧は出力電圧Voutとして、負荷端子65から負荷60に印加される。
【0025】
この出力電圧Voutは、負荷60に印加されるとともに、検出回路30に印加される。検出回路30は、直列接続された抵抗31、32により構成されており、出力電圧Voutは、抵抗31、32の抵抗比で所定電圧に分圧された後、制御部90に出力される。
【0026】
この制御部90は、誤差アンプ11と、コンパレータ12と、駆動回路20と、基準電圧生成源33と、調整回路55と、三角波生成回路57とを有しており、制御部90に出力された出力電圧Voutの分圧電圧は、誤差アンプ11に入力される。他方、誤差アンプ11には、基準電圧生成源33から基準電圧Vrefが入力されており、基準電圧Vrefと抵抗分割された出力電圧Voutとの誤差が増幅されて出力される。
【0027】
誤差アンプ11の出力電圧は、コンパレータ12の非反転入力端子に入力される。他方、コンパレータ12の反転入力端子には、三角波生成回路57から所定周波数の三角波が入力されており、コンパレータ12で三角波と、誤差アンプ11の出力電圧とが比較され、出力トランジスタ15の導通期間を規定するパルス波が出力される。ここでは、誤差アンプ11の出力電圧が三角波より高い期間においてパルス波が出力され、出力トランジスタ15が導通するものとしている。
【0028】
このパルス波は、調整回路55に入力される。この調整回路55は、V−Iコンバータ51と、遅延期間設定回路52とを有している。
調整回路55の詳細な構成を図2に示す。V−Iコンバータ51は、入力端子78と、カレントミラー回路74、77と、出力端子79とを有している。
【0029】
カレントミラー回路74は、二個のNPNトランジスタ72、73で構成され、一方のNPNトランジスタ72はダイオード接続されており、そのコレクタ端子が抵抗71を介して入力端子78に接続されている。ダイオード接続されていないNPNトランジスタ73は、そのエミッタ面積が、ダイオード接続されたNPNトランジスタ72のエミッタ面積の1/Nにされており、ダイオード接続されたNPNトランジスタ72に流れる電流の1/Nの大きさの定電流が流れる。
【0030】
カレントミラー回路77は、二個のpチャネルMOSトランジスタ(以下pMOSと称する。)75、76で構成され、一方のpMOS75は、ドレイン端子とゲート端子とが短絡されている。このpMOS75は、カレントミラー回路74のダイオード接続されていないNPNトランジスタ73のコレクタ端子に接続されており、ダイオード接続されていないNPNトランジスタ73に電流が流れると、ドレイン端子とゲート端子とが短絡されたpMOS75に同じ大きさの定電流が流れるとともに、ドレイン端子とゲート端子とが短絡されていないpMOS76にも、ダイオード接続されていないNPNトランジスタ73に流れる電流と同じ大きさの定電流が流れる。
【0031】
ドレイン端子とゲート端子とが短絡されていないpMOS76は、そのドレイン端子が出力端子79に接続されており、カレントミラー回路74のダイオード接続されたNPNトランジスタ72に流れる電流の1/Nの大きさの電流が、出力端子79から流れ出す。
【0032】
抵抗71の両端には、電源電圧Vcc1から、NPNトランジスタのベース−エミッタ間電圧VBEを差し引いた電圧(Vcc1−VBE)が印加され、この電圧(Vcc1−VBE)に応じた電流が、カレントミラー回路74のダイオード接続されたNPNトランジスタ72に流れ、その電流の1/Nの大きさの電流が出力端子79から流れ出すので、出力端子79からは、電源電圧Vcc1に応じた大きさの定電流が流れ出すことになる。
【0033】
V−Iコンバータ51の出力端子79には、遅延期間設定回路52の電流入力端子87が接続されており、この電流入力端子87には、V−Iコンバータ51の出力端子79から電流が供給される。
【0034】
遅延期間設定回路52は、信号入力端子86と、電流入力端子87と、CMOSインバータ83と、遅延コンデンサ84と、インバータ85と、出力端子88とを有している。
【0035】
信号入力端子86はコンパレータ12の出力端子に接続され、CMOSインバータ83の入力端子とされている。CMOSインバータ83は、pMOS81と、nMOS82とを有し、pMOS81、nMOS82の各ゲート端子は互いに接続され、CMOSインバータ83の入力端子となっている。CMOSインバータ83の電源側端子となるpMOS81のソース端子は、電流入力端子87に接続され、接地側端子となるnMOS82のソース端子は、接地電位に接続されている。CMOSインバータ83の出力端子は、一端が接地された遅延コンデンサ84の他端に接続されるとともに、インバータ85の入力端子に接続されている。
インバータ85の出力端子は、遅延期間設定回路52の出力端子88とされている。
【0036】
図3のタイミングチャートに、コンパレータ12から出力され、CMOSインバータ83に入力されるパルス状の導通信号V12と、インバータ85に入力される電圧V84と、インバータ85から出力されるパルス状の制御信号V85の関係を示す。
【0037】
図3の時刻t0で、コンパレータ12から出力される導通信号V12が立ち上がると、導通信号V12はCMOSインバータ83で反転され、電圧V84としてインバータ85に入力され、インバータ85で再度反転される。その結果、制御信号V85は立ち上がった状態にある。
【0038】
その後時刻t1で導通信号V12が消滅して、本発明における遮断信号が出力された状態となると、CMOSインバータ83を構成する電流入力端子87側のpMOS81がオンし、nMOS82がオフするので、V−Iコンバータ51の電流入力端子87から供給される電流は、pMOS81を介して遅延コンデンサ84へと流れ、遅延コンデンサ84はこの電流で充電される。このため、インバータ85の入力電圧V84はまだインバータ85の閾値電圧Vtには達しておらず、制御信号V85は時刻t1においてもまだ消滅していない。
【0039】
遅延コンデンサ84への充電により、インバータ85の入力電圧V84は徐々に上昇する。この入力電圧V84が、時刻(t1+tD)でインバータ85の閾値電圧Vtを超えると、この時刻(t1+tD)で制御信号V85が消滅する。
【0040】
導通信号V12のパルス持続時間は(t1−t0)であるが、制御信号V85は、そのパルス持続時間が、導通信号V12のパルス持続時間よりも時間tDだけ長くなっている。この時間tDを以下で遅延期間と称する。
【0041】
以上のようにして、パルス持続時間が導通信号V12より遅延期間tDだけ長い制御信号V85は、駆動回路20に出力される。この駆動回路20は、図1に示すようにレベルシフト回路13と、出力バッファ14と、コンデンサ34と、ダイオード35とを有している。
【0042】
調整回路55の出力端子は、レベルシフト回路13の入力端子に接続されており、制御信号V85は、レベルシフト回路13で所定の電圧レベルにレベルシフトされる。
【0043】
レベルシフト回路13の出力端子は、出力バッファ14の入力端子に接続されており、レベルシフト回路13の出力電圧は、出力バッファ14に入力される。出力バッファ14は、その電源側端子がダイオード35を介して内部電源端子92に接続され、接地側端子がフライホイールダイオード36を介して接地電位に接続されており、電源側端子と接地側端子との間には、コンデンサ34が接続されている。
【0044】
出力バッファ14に制御信号V85が入力されない状態では、コンデンサ34には、内部電源端子92からダイオード35を介して電流が流れて充電され、その結果、コンデンサ34の両端子間の電位差は、内部電源電圧Vcc2とほぼ等しくなる。コンデンサ34の接地側端子の電位は、ほぼ接地電位になっており、コンデンサ34の電源側端子の電位は、ほぼ内部電源電圧Vcc2と一致している。
【0045】
このとき出力バッファ14の出力電圧はほぼ接地電位に等しく、この出力電圧が、出力トランジスタ15のゲート端子に印加されるので、出力トランジスタ15はオフしている。
【0046】
この状態から、パルス状の制御信号V85が出力バッファ14に入力されると、コンデンサ34の接地側端子の電位が電源電圧Vcc1まで上昇する。このときコンデンサ34の両端子間の電位差は、内部電源電圧Vcc2で変化ないので、コンデンサ34の電源側端子の電位は、(Vcc1+Vcc2)まで上昇し、この電圧(Vcc1+Vcc2)が出力バッファ14の電源側端子に印加され、その結果、出力バッファ14からはほぼ(Vcc1+Vcc2)なる電圧が出力される。この電圧(Vcc1+Vcc2)は、出力トランジスタ15のドレイン端子に印加される電源電圧Vcc1よりも高く、この電圧(Vcc1+Vcc2)が出力トランジスタ15のゲート端子に印加されるので、出力トランジスタ15がオンする。
【0047】
出力トランジスタ15の導通している期間は、制御信号V85が出力されている期間とほぼ一致している。制御信号V85は生成/消滅を繰り返すので、出力トランジスタ15もこれとともにオン/オフを繰り返す。
【0048】
上述したように、本実施形態では誤差アンプ11の出力電圧が三角波より高くなっている期間で導通信号が出力され、出力トランジスタ15を導通させるものとしており、出力電圧Voutが所定の電圧値よりも上昇すると、誤差アンプ11の出力電圧が低下し、誤差アンプ11の出力電圧が三角波より高くなっている期間が短くなるので、導通信号V12のパルス持続時間が短くなり、出力電圧Voutが下降する。他方、出力電圧Voutが、所定の電圧値よりも下降すると、誤差アンプ11の出力電圧が上昇し、導通信号V12のパルス持続時間が長くなり、出力電圧Voutが上昇する。このように動作することにより、出力電圧Voutが一定値を保つように動作している。
【0049】
以上は、本実施形態のスイッチングレギュレータ1の重負荷時の動作について説明したが、軽負荷時においても重負荷時と同様、図4に示すように、コンパレータ12から出力された導通信号V12のパルス持続時間に、所定の遅延期間tDが付加されている。
【0050】
軽負荷時における、三角波V57と、検出回路30から誤差アンプ11に入力されるサンプリング電圧Vspと、コンパレータ12から出力される導通信号V12との関係を示すタイミングチャートを図5(a)、(b)に示す。図5(a)は、従来のスイッチングレギュレータ101におけるタイミングチャートを示し、図5(b)は、本実施形態のスイッチングレギュレータ1におけるタイミングチャートを示している。
【0051】
従来のスイッチングレギュレータ101でも、本実施形態のスイッチングレギュレータ1でも、図5(a)、(b)に示すように、サンプリング電圧Vspが三角波V57を上回ると、コンパレータ12から出力される導通信号V12が立ち上がることに違いはない。
【0052】
しかしながら、図5(a)に示すように、従来のスイッチングレギュレータ101で出力される導通信号V12は、三角波V57が出力されるたびに出力され、その周期は三角波V57の周期とほぼ一致しているのに対し、本実施形態のスイッチングレギュレータ1においては、上述したようにコンパレータ12から出力される導通信号V12のパルス持続時間(t1−t0)より遅延期間tDだけ長いパルス持続時間(t1−t0+tD)を有する制御信号V85が出力されており、出力トランジスタ15の導通時間が従来に比して長くなり、出力電圧Voutは大きく上昇し、その結果、図5(b)に示すようにサンプリング電圧Vspが大きく低下する。
【0053】
従って、サンプリング電圧Vspが三角波V57を上回るまでに要する時間は、従来に比して長くなる。このためサンプリング電圧Vspが三角波V57を上回るまでの間に三角波V57が出力されたとしても、その間はコンパレータ12から導通信号V12が出力されない。
【0054】
以上により、本実施形態のスイッチングレギュレータ1は、軽負荷時には、三角波V57が出力されるたびに導通信号V12が出力されていた従来に比して、導通信号V12の周波数が小さくなる。出力トランジスタ15は、かかる導通信号V12にほぼ同期してオン/オフするため、そのスイッチング周波数が従来に比して小さくなる。
従って、スイッチング周波数に依存する出力トランジスタ15のゲートチャージ時の消費電力が低下し、従来に比して軽負荷時における効率が向上する。
【0055】
なお、上述したパルス持続時間に付加される遅延期間tDは、V−Iコンバータ51から出力される電流で、遅延コンデンサ84が、インバータ85の閾値電圧Vtまで充電される時間により規定されるので、V−Iコンバータ51から出力される電流が大きければ、閾値電圧Vtまで充電されるのに要する時間が短くなり、遅延期間tDも短くなる。V−Iコンバータ51から出力される電流は、上述したように電源電圧Vcc1の大きさに対応しているので、電源電圧Vcc1が大きいと遅延期間tDが短くなり、電源電圧Vcc1が小さいときには遅延期間tDが長くなっている。
【0056】
電源電圧Vcc1が高い状態で出力トランジスタ15の導通時間が長くなると、出力トランジスタ15の導通時における電流が大きくなるが、本実施形態のスイッチングレギュレータ1では電源電圧Vcc1が高いときに遅延期間tDが短く、出力トランジスタ15の導通時間が短くなっているので、導通時における出力リップルが小さくなっている。
【0057】
また、本実施形態では、V−Iコンバータ51、遅延期間設定回路52を、図2に示すように構成しているが、本発明はこれに限らず、電源電圧Vcc1が大きいときには遅延期間tDを短くするように構成されていれば、いかなる回路を用いてもよい。
【0058】
【発明の効果】
軽負荷時におけるスイッチング損失を低減し、電源回路の効率を高くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のスイッチングレギュレータの一例を示す回路図
【図2】本発明のスイッチングレギュレータにおける調整回路の一例を示す回路図
【図3】本発明のスイッチングレギュレータの重負荷時における動作を説明するタイミングチャート
【図4】本発明のスイッチングレギュレータの軽負荷時における動作を説明する第1のタイミングチャート
【図5】(a):従来のスイッチングレギュレータの軽負荷時における動作を説明するタイミングチャート
(b):本発明のスイッチングレギュレータの軽負荷時における動作を説明するタイミングチャート
【図6】従来のスイッチングレギュレータを示す回路図
【符号の説明】
1……スイッチングレギュレータ 11……誤差アンプ 12……コンパレータ(制御回路) 15……出力トランジスタ 20……駆動回路 30……検出回路 40……整流平滑回路 51……V−Iコンバータ(電圧電流変換器) 52……遅延期間設定回路 55……調整回路 60…負荷
Claims (3)
- スイッチングトランジスタと、コイルと、平滑コンデンサと、フライホイールダイオードとを有するスイッチングレギュレータのスイッチングトランジスタに駆動信号を供給する駆動信号供給回路であって、
スイッチングレギュレータの出力電圧を検出する検出回路と、
上記検出回路から出力される検出電圧と基準電圧とを比較して誤差信号を生成する誤差アンプと、
上記誤差信号と三角波信号とを比較して上記スイッチングトランジスタの導通期間を制御するためのパルス信号を生成する比較回路と、
上記パルス信号を入力して上記スイッチングトランジスタの導通期間を示すパルスの幅を伸長するパルス幅調整回路と、
上記パルス幅調整回路から出力される伸長パルス信号に基づいて駆動信号を生成して上記スイッチングトランジスタに供給する駆動回路と、
を有する駆動信号供給回路。 - 上記パルス幅調整回路は、電流供給回路と、上記電流供給回路と基準電位との間に接続され、上記比較回路から出力されるパルス信号を入力する反転回路と、上記反転回路の出力端子と基準電位との間に接続されているコンデンサと、上記反転回路の出力端子に接続され、上記駆動回路に伸長パルス信号を出力する出力回路とを有する請求項1に記載の駆動信号供給回路。
- 上記電流供給回路は、上記スイッチングトランジスタに供給される電源電圧の供給端子に一端が接続された抵抗素子と、上記抵抗素子の他端と基準電位との間に接続された第1のカレントミラー回路と、上記第1のカレントミラー回路に接続され、上記反転回路に電流を供給する第2のカレントミラー回路とを有する請求項2に記載の駆動信号供給回路。
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