TW202320467A - 擴展用於直直流轉換器之操作電壓範圍之適應性最小工作週期設計 - Google Patents

擴展用於直直流轉換器之操作電壓範圍之適應性最小工作週期設計 Download PDF

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Abstract

本發明揭示一種用於一切換模式電力供應器(SMPS)之方法，其包含：基於該SMPS之一經採樣輸出電壓與一目標電壓之間的一差提供一誤差電壓信號；及產生以一振盪頻率為特徵之一時脈信號；使用脈寬調變(PWM)基於該誤差電壓信號及該時脈信號產生一切換控制信號。該方法進一步包含在一電流產生電路中根據該誤差電壓信號改變該時脈信號之該振盪頻率，及施加該切換控制信號來控制該SMPS之功率開關。

Description

擴展用於直直流轉換器之操作電壓範圍之適應性最小工作週期設計
本發明大體上係關於擴展用於DCDC轉換器之操作電壓範圍之適應性最小工作週期設計。
切換模式電力供應器(SMPS) (諸如DCDC轉換器)廣泛用於個人、汽車及工業電子器件，如DCDC電力供應器、LED驅動器、電池充電器及許多其他應用。為了支援大範圍之應用，要求DCDC轉換器覆蓋一大範圍之輸入電壓(VIN)及輸出電壓(VOUT)。DCDC轉換器具有處置一大範圍之VIN及VOUT電壓之能力，而不需要多個設計來僅覆蓋所需操作電壓範圍之某些部分，此節省成本及上市時間。
在切換模式電力供應器中，最小工作週期(D_min)或最小接通時間(Ton_min)受到邏輯延遲及與其輸出FET相關聯之充電/放電時間之限制，包含控制器邏輯之傳播延遲、高側感測放大器之消隱時間、避免擊穿電流所需之死區時間以及驅動器之上升及下降時間等。需要所有此等所需之延遲時間來保證轉換器之穩定操作。若不滿足此等時序要求，則轉換器可容易發生故障、不穩定，且在最壞之情況下，發生不可恢復之損壞。因此，對D_min之實體要求限制切換模式電力供應器之VIN (或VOUT)操作範圍。
發明人已經觀察到此等習知解決方案有許多缺點。例如，一些習知設計藉由以下來減少降壓轉換器之最小工作週期(D_min)或最小接通時間(Ton_min)，例如a)使用具有較低供應電壓之程序技術以縮短邏輯延遲，b)使用新拓撲以用於具有較短消隱時間之高側感測放大器，c)增加驅動器之強度以加快上升及下降時間，或d)使用類似於恆定接通時間(COT)轉換器之複雜電路來解決該問題，此需要谷值及峰值電流偵測及更多之電路。所有此等解決方案增加成本，增加轉換器效能之折衷，或者導致添加複雜之電路。例如，由於用一較低供應電壓加快數位邏輯需要額外之遮罩層及程序步驟，成本可增加。增加驅動器之強度可導致更嚴重之電磁發射(EMI)問題，而阻礙在某些系統中之應用。因此，在習知解決方案中，操作電壓範圍、成本及效能間之權衡受到折衷。
另一習知設計使用一時脈來減少一降壓轉換器之工作週期，該時脈藉由直接隨降壓轉換器之輸入電壓變化以在較高輸入電壓下操作之一電流來降低其振盪頻率。但其開環設計主要考慮輸入電壓之變化。在本發明之實施例中，輸入及輸出電壓之變化兩者與一閉環回饋系統中之一誤差電壓信號一起被考慮，以為更廣泛之應用提供精確控制。
因此，對於一轉換器中之最小接通時間限制之一改良解決方案係非常需要的。
本發明之實施例提供一種成本有效之解決方案來擴展功率轉換器之最小工作週期以增加操作電壓範圍。一閉環適應性最小工作週期電路使用自輸出導出之一誤差電壓來改變轉換器之切換頻率，以在系統最小接通時間要求下擴展最小工作週期。此設計擴展操作輸入電壓範圍，且提供輸出電壓、開關節點及電感器電流中之穩定波形，而無脈衝跳躍及次諧波振盪。該適應性解決方案亦可應用於所有類型之DCDC轉換器，不僅限於降壓轉換器，例如，升壓及降壓-升壓轉換器之控制器等。
作為一實例，本發明之一實施例展示一種切換模式電力供應器(SMPS)，其包含：一輸入節點，其用於耦合至一輸入電壓；一輸出節點，其用於提供一輸出電壓；一第一開關，其耦合在該輸入節點與一切換節點之間；一第二開關，其耦合在該切換節點與接地節點之間；及一電感器，其耦合在該切換節點與該輸出節點之間，用於回應於一切換控制信號在該等開關之控制下向該輸出節點提供一電感器電流。該SMPS亦包含：一誤差放大器，其經組態以將一經採樣輸出電壓與一第一參考電壓進行比較以提供一誤差電壓信號；一振盪器電路，其用於提供一時脈信號；一適應性最小工作週期電路，其經組態以接收該誤差電壓信號且回應於該誤差電壓信號而產生一電流信號以改變該時脈信號之一振盪頻率；及一脈寬調變(PWM)電路，其經組態以接收該誤差電壓信號及該時脈信號且提供該切換控制信號以控制該等開關。
在另一實例中，本發明之一實施例描述一種用於一切換模式電力供應器(SMPS)之控制器，該控制器包含：一誤差放大器，其經組態以將該SMPS之一經採樣輸出電壓與一第一參考電壓進行比較以產生一誤差電壓信號；及振盪器電路，其經組態以提供一時脈信號。該SMPS亦具有一適應性最小工作週期電路，該適應性最小工作週期電路經組態以接收該誤差電壓信號且回應於該誤差電壓信號而產生一電流信號以改變該時脈信號之一振盪頻率。該SMPS亦包含一PWM切換控制電路，該PWM切換控制電路經組態以接收該誤差電壓信號及該時脈信號，且提供用於控制該SMPS之該等功率開關之一PWM切換控制信號。
在另一實例中，本發明之又一實施例演示一種用於一切換模式電力供應器(SMPS)之方法，該方法包含：基於該SMPS之一經採樣輸出電壓與一目標電壓之間的一差而提供一誤差電壓信號；產生以一振盪頻率為特徵之一時脈信號；及使用脈寬調變(PWM)基於該誤差電壓信號及該時脈信號產生一切換控制信號。該方法亦包含根據該誤差電壓信號改變該時脈信號之該振盪頻率，及施加該切換控制信號來控制該SMPS之功率開關。 定義
在本發明中使用之術語在本發明之上下文中通常具有其等在本領域中之普通含義。下文討論某些術語，以向從業者提供關於本發明之描述之額外指導。應瞭解，同樣事物可用超過一個方式來表達。因此，可使用替代語言及同義詞。
如本文使用之一半橋電路係指具有垂直堆疊且在一中點處連接之一高側電晶體及一低側電晶體之一切換電路。
如本文使用之一功率開關係指設計成處置高功率位準之一半導體開關，例如一電晶體。
一功率MOSFET係設計成處置顯著之功率位準之一特殊類型之金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)。用於切換操作之一功率MOSFET之一實例稱為橫向擴散MOS或簡稱LDMOS。
一功率轉換器係用於轉換電能之一電或機電裝置，諸如在AC與DC之間轉換或改變電壓、電流或頻率，或此等轉換之一些組合。一功率轉換器通常包含電壓調節。
一切換調節器或切換模式電力供應器(SMPS)使用接通及關斷之一主動裝置來維持輸出之一平均值。相比之下，一線性調節器被製成用作一可變電阻器，連續地調整一分壓器網路以維持一恆定之輸出電壓，且連續地耗散功率。
如本文中使用之一工作週期係一個週期中一信號或系統處於活動之分數。
如本文使用之脈寬調變(PWM)係使用一矩形脈衝波之一控制機構，調變矩形脈衝波之脈寬或工作週期，導致波形之平均值之變化。
如本文中使用之一DCDC或DC至DC轉換器係將一直流電流(DC)源自一個電壓位準轉換為另一電壓位準之一電子電路。
如本文使用之一降壓轉換器係自其輸入(供應)逐步降低電壓(同時汲取較少之平均電流)之一DC至DC功率轉換器。
如本文使用之一升壓轉換器係自其輸入(供應)至其輸出逐步升高電壓(同時逐步降低電流)之一DC至DC功率轉換器。
如本文使用之一降壓-升壓轉換器係具有大於或小於輸入電壓之一輸出電壓量值之一種DC至DC轉換器。
如本文使用之一誤差放大器係基於一參考信號與輸入信號之間的差來放大一誤差信號之電子電路。一誤差放大器最常出現在回饋電壓控制電路中，其中控制下之電路之經採樣輸出電壓經回饋回且與一穩定參考電壓比較。兩者之間的任何差產生一補償誤差電壓。
一電壓參考係理想地產生一固定(恆定)電壓，而不考慮裝置上之負載、電力供應器變化、溫度變化及時間之推移之一電子裝置。
一參考電壓係用作一比較操作之一目標之一電壓值。
當術語「相同」用於描述兩個量時，其意味著兩個量之值在量測限制內被判定為相同的。
對於以連續導通模式操作之一降壓轉換器，其工作週期可如以下方程式(1)所展示般表達： Duty-Cycle (D) = Ton / T = VOUT / VIN                (1) 其中，Ton係其高側FET之接通時間，且VOUT及VIN分別係輸出及輸入電壓。當Ton達到其實體最小接通時間值時，則最小工作週期D_min變為： D_min = Ton_min / T = VOUT_given / VIN_max (2) 對於一給定之固定輸出電壓VOUT_given，對應VIN_max僅可被拉升至特定電壓位準，而不會破壞方程式(2)中定義之VOUT-VIN關係。施加任何高於VIN_max值之VIN電壓將造成降壓轉換器之不穩定或異常行為。
為了擴展方程式(2)中定義之VIN操作範圍，一種方法係使切換週期(T)變長或使切換頻率變慢。隨著切換週期增加，對應VIN_max可相應擴展。
類似地，對於一給定之固定輸入電壓VIN_given，VOUT_min之下限可在以下D_min方程式(3)中重新定義： D_min = Ton_min / T = VOUT_min / VIN_given          (3) 若可使切換週期(T)變長，則可進一步減小VOUT_min。因此，如方程式(2)及(3)所展示，藉由使降壓轉換器之切換週期(T)變長，D_min可變小，且VIN(或VOUT)操作電壓範圍可擴展。
在一些實施例中，在DCDC轉換器之控制器中使用一「適應性最小工作週期電路」，以平滑地擴展其最小工作週期以用於一更寬之操作電壓範圍。對於無「適應性最小工作週期設計」之現有產品，當降壓轉換器之開關節點電壓、電感器電流或輸出電壓波形被推至超過其等之D_min條件時，降壓轉換器將展示出不穩定。
在降壓轉換器達到其最小接通時間(Ton_min)條件時，「適應性最小工作週期設計」可平滑地且適應性地擴展切換週期(T_adaptive)，使得可適應性地降低其有效工作週期(Ton_min/T_adaptive)，直至VIN (或VOUT)達到其最終目標值。
擴展之最小工作週期可滿足上文列出之方程式(1)至(3)中指定之操作要求。因此，在電感器電流或輸出電壓波形中未看到不穩定性。新穎適應性控制器設計能夠成功地擴展VIN (或VOUT)之操作電壓範圍，而無顯著成本增加、複雜之高壓或谷值電流偵測、系統之EMI效能之折衷或不可恢復損壞之風險。
圖1係繪示體現本發明之某些態樣之一切換模式電力供應器(SMPS)之一簡化示意圖/方塊圖。如圖1所展示，功率轉換器100係SMPS之一實例，其經組態為一降壓轉換器。然而，應理解，本文描述之實施例適用於其他類型之SMPS，諸如升壓轉換器及降壓-升壓轉換器等。在圖1之實例中，SMPS 100包含用於耦合至一輸入電壓VIN之一輸入節點111、用於提供一輸出電壓VOUT之一輸出節點112、耦合在輸入節點111與一切換節點113之間的一第一開關114、耦合在切換節點113與一接地節點GND之間的一第二開關115。SMPS 100亦包含一電感器116，其耦合在切換節點113與輸出節點112之間，以用於回應於一第一切換控制信號127及一第二切換控制信號128，在第一開關114及第二開關115之控制下向輸出節點112提供電感器電流I_IND。圖1亦展示表示SMPS 100之一負載裝置之一輸出電容器Co及一電阻器RL。
在圖1中，SMPS處於一半橋組態中。第一開關114亦被稱為高側電晶體(HSFET)，其耦合至第二開關115，第二開關115亦被稱為低側電晶體(LSFET)。第一切換控制信號127亦被稱為一上閘極驅動信號(UGD)，且第二切換控制信號128亦被稱為下閘極驅動信號(LGD)。
SMPS 100亦包含：一電壓感測電路102，其包含一分壓器且提供一經採樣輸出電壓信號122；以及一電流感測電路106，其透過一感測電晶體耦合至第一開關114且提供一感測電流電壓信號VLD。
SMPS 100進一步包含一控制器，該控制器包含一誤差放大器121、一PWM電路124、一振盪器電路130、一斜率補償電路140及一適應性最小工作週期電路150。誤差放大器121經組態以將一經採樣輸出電壓122與一第一參考電壓VR1進行比較，以在誤差放大器121之一輸出節點123處提供一誤差電壓信號VCT。振盪器電路130經組態用於提供一時脈信號VSET。斜率補償電路140經組態用於斜率補償且向PWM電路124提供一鋸齒信號VSUM。適應性最小工作週期電路150經組態以接收誤差電壓信號VCT，且回應於誤差電壓信號VCT產生一電流信號以改變時脈信號VSET之一振盪頻率。
脈寬調變(PWM)電路124包含一比較器PWM CMP，其經組態成比較誤差電壓信號VCT及鋸齒信號VSUM且提供一輸出信號125。PWM電路124亦包含一鎖存器126，其經組態以接收來自比較器PWM CMP之輸出信號125及來自振盪器電路130之一時脈信號VSET，且提供第一及第二切換控制信號127及128，以使用PWM控制來控制第一開關114及第二開關115。
圖2係繪示體現本發明之某些態樣之一切換模式電力供應器(SMPS)之一簡化示意圖。類似於圖1，圖2繪示功率轉換器100，其具有用於振盪器電路130、斜率補償電路140、適應性最小工作週期電路150及電流感測電路106之實例示意性實施方案。
如圖2所展示，振盪器電路130包含：一電容器131；一第一恆定電流源133；一電流鏡134，其在一節點136處耦合至第一恆定電流源133以提供用於對電容器131充電之一第一電流I1；一比較器OSC CMP，其用於將電容器131上之一電容器電壓(VC)與一第二參考電壓VR2進行比較以用於對電容器131放電；及一反相器137，其耦合至比較器之一輸出以提供一時脈信號(VSET)。
如圖2所展示，斜率補償電路140包含：一放大器SLPCMP AMP，其具有耦合至振盪器電路130中之電容器電壓(VC)之一正輸入節點，及耦合至包含一電晶體144及一電阻器145之一回饋電路之一負輸入節點。斜率補償電路140亦包含一電流鏡146，其具有透過電晶體144耦合至放大器SLPCMP AMP之一第一分支及透過電阻器147耦合至來自電流感測電路106之電壓信號(VLD)之一第二分支。斜率補償電路140產生一鋸齒信號VSUM至PWM電路124。
仍然參考圖2，適應性最小工作週期電路150包含具有耦合至誤差電壓信號VCT之一閘極節點之一第一PMOS電晶體(P型金屬氧化物矽電晶體) PM1、具有耦合至一第三參考電壓VR3之一閘極節點之一第一NMOS電晶體(N型金屬氧化物矽電晶體) NM1、以及一第一電阻器R1。適應性最小工作週期電路150亦包含一電流鏡151，其具有耦合至串聯連接之第一NMOS電晶體NM1、第一電阻器R1及第一PMOS電晶體PM1之一第一分支151-1，以及向振盪器電路130提供一第二電流I2之一第二分支151-2。
適應性最小工作週期電路150進一步包含一適應性最小工作週期啟用電路153，該電路153經組態以判定是否達到一最小接通時間條件，且若達到，則提供一適應性最小工作週期啟用信號EN_DMIN，該信號使第二電流I2在節點136處耦合至振盪器電路130。在一些實施例中，適應性最小工作週期啟用電路153進一步經組態成在提供適應性最小工作週期啟用信號之前判定滿足以下條件：軟啟動完成、輸出電壓功率良好、以及連續導通模式(CCM)或強制PWM模式。詳細之啟用序列將在後面之章節中描述。如本文所使用，強制PWM模式係指藉由在輕負載下容許來自電感器之反向電流來消除不連續模式之控制。在一些實施例中，適應性最小工作週期電路150亦包含一第二電流源155 (IPTAT)。適應性最小工作週期啟用信號EN_DMIN進一步使第二電流源155 (IPTAT)耦合至振盪器電路130，且使第一恆定電流源133 (ICONST)與振盪器電路解耦。IPTAT電流用於補償由R1之電阻及NM1及PM1之接通臨限電壓引起之溫度變化。
圖3展示繪示體現本發明之某些態樣之圖1及圖2之SMPS 100之操作之模擬時序信號圖形。在圖3中，水平軸展示時間，且垂直軸展示以下信號： VIN – SMPS 100之輸入電壓； VOUT – SMPS 100之輸出電壓； EN_DMIN – 適應性最小工作週期啟用信號； VCT – 誤差電壓； VSUM – 鋸齒信號； fsw – SMPS之切換頻率；及 VSW – 切換節點電壓。 下文參考圖1、圖2及圖3描述SMPS 100之操作。
在圖1及圖2中，SMPS 100之一實施例經組態為具有用於擴展操作電壓範圍之適應性最小工作週期(D_min)之一DCDC降壓轉換器。圖1及圖2展示電流控制振盪器130、斜率補償塊140及適應性最小工作週期控制電路150。
如圖2所展示，降壓轉換器具有一峰值電流模式控制器，該控制器具有電流感測及電壓調節環路。電流感測環路提供具有斜率補償之電感器電流資訊，以消除輸出處與電感器及電容器相關聯之複共軛極點，使電感器成為一電流源，以便於環路補償及更佳穩定性。振盪器之週期係基於用一控制電流源對一電容器131充電及放電之時間。當電流值減小時，電容器至一預設臨限電壓VR2之充電時間增加，因此擴展切換時脈之週期或降低切換頻率。在一適應性最小工作週期啟用電路153中，由用於最小工作週期偵測之感測電路(D_DET)控制時脈週期之擴展之開始。一旦適應性地調整時脈週期，斜率補償週期亦相應地改變，以在經調整之時脈週期內更新補償。
適應性最小工作週期電路150包含用於偵測降壓轉換器之最小工作週期條件之一電路。如圖2所展示，其包含：1) 一PMOSFET，PM1，其用於VCT電壓偵測(VCT係誤差放大器之輸出)；2) 一NMOSFET，NM1，其中一參考電壓VR3連接至其閘極，用於控制通過電阻器R1之電流；及3) 電流鏡151，用於導引電流進入振盪器之電流源中，接著適應性地調整切換時脈之週期。
在一些實施例中，僅在軟啟動、VOUT功率良好且轉換器以連續導通模式(CCM)或強制PWM模式操作之後才容許電流導引。當降壓轉換器處於兩種操作模式時，CLK_EN信號確證為高。若DCDC降壓轉換器處於脈衝頻率調變(PFM)模式，則振盪器關斷，且CLK_EN信號拉低，因此適應性最小工作週期電路關斷。在PFM模式中，透過一滯後機構藉由監測VOUT電壓且接著當VOUT電壓降至低於一預設臨限電壓時向輸出補充電荷來調節VOUT電壓。此外，在達到一預設工作週期(D)之前，適應性最小工作週期電路將不會接通，例如，對於1 MHz之切換頻率，D=8%，對應於80 nS之一Ton。在接通適應性最小工作週期電路之前，降壓轉換器以一固定切換頻率操作。一旦適應性電路接通，降壓轉換器將以一適應性切換頻率操作，延展基頻之能量，因此潛在地減少EMI問題。
如圖1及圖2所展示，振盪器提供一切換時脈信號(VSET)及附加有斜率補償之一斜坡電壓，以形成用於PWM環路之一求和斜坡(VSUM)。藉由接通高側FET (HSFET)，時脈之上升沿開始一PWM循環，HSFET將保持接通，直至VSUM波形與誤差放大器之輸出電壓(VCT) 相交，如圖3中之VCT及VSUM曲線所展示。接著高側FET (HSFET)關斷，且低側FET (LSFET)接通，直至下一個PWM循環。對於一給定之固定VOUT電壓，隨著VIN電壓增加，高側FET之接通時間減少。電壓控制環路藉由降低誤差放大器之輸出電壓(VCT)而回應需求。當VCT電壓下降時，其在一較早時間與斜坡波形VSUM相交，從而導致一較小工作週期。HSFET之最小接通時間(Ton_min)由所需之邏輯延遲、驅動器時序及如前文討論之其他者來設定，從而限制最小工作週期及操作電壓範圍。
如圖2所展示，適應性最小工作週期電路150連續地監測VCT，直至其達到以下方程式中指定之條件。 V_RTOP = VR3 - Vthn                (4) V_RBOT = VCT + Vthp               (5) 為了接通感測電路且使電流流動 V_RTOP ＞ V_RBOT                   (6) 其中V_RTOP及V_RBOT係R1之頂部(top)及底部(bottom)電壓，Vthn及Vthp分別係NM1及PM1之接通臨限電壓，且VCT係誤差放大器之輸出電壓。
當V_RTOP ＞ V_RBOT時，一電流開始在R1中流動，且電流鏡將電流(圖2之適應性最小工作週期電路150中之I2電流)導引至振盪器電路130之控制電流源133或155中，有效地減少用於對振盪器中之電容器充電之電流量(I1)，此擴展PWM時脈信號之週期。因此，最小工作週期可降低至比固定Ton_min更小之一數量。因此，操作電壓範圍將相應地擴展。由於PWM時脈信號之週期與流過R1之電流量成線性比例地增加，故時脈週期亦將由誤差電壓VCT平滑且適應性地改變。
為了使用適應性最小工作週期電路更有效且更穩健地操作降壓轉換器，存在幾個補充塊以在程序及溫度範圍內成功地操作。如圖2所展示，為了在低功率節省模式下節省靜態電流，在需要CCM操作之前，適應性電路將不接通。如上文提及，其由CLK_EN信號閘控，且在PFM操作中關斷。適應性電路不干擾軟啟動程序；因此，在VOUT電壓達到功率良好狀態之前，其係不接通的。而且，適應性最小工作週期電路僅在降壓轉換器達到一預設工作週期後才接通。用於工作週期偵測之電路將1) VSW節點電壓之平均值與2)由一預先判定之供應電壓百分比設定之一參考電壓進行比較，以獲得工作週期資訊。由於VSW節點電壓之平均值亦與供應電壓成比例(即，VSW節點電壓之平均值等於D x VIN，D係工作週期，VIN係供應電壓)，故所獲得之工作週期資訊將在程序、供應電壓及溫度(PVT)之變化中維持相同之值。換言之，適應性最小工作週期電路將在PVT拐角處以預設工作週期持續接通。
一旦最小工作週期之適應開始，時脈週期之偏差由導引電流之量(即，汲取至振盪器之控制電流源中之圖2中之I_STEERING)判定。如方程式(7)所展示：
Figure 02_image001
(7) 其中M係一固定之電流鏡比，但V_RTOP、V_RNOT及R1之值歸因於電晶體臨限電壓及電阻器電阻之變化而在PVT拐角上變化。因此，VR3在程序拐角上被修整。電流鏡具有良好之輸出阻抗，以在供應電壓變化下獲得恆定輸出電流，且使用一IPTAT電流源使導引電流之溫度係數最小化。IPTAT電流係指與絕對溫度電流成比例之一電流。隨著溫度增加，IPTAT電流增加。由於電晶體NM1及PM1之臨限電壓以及R1之電阻全部隨溫度變化，因此I2電流亦將隨溫度變化。當適應性最小工作週期電路啟用時，IPTAT電流用於補償溫度變化。
參考圖3，對於一固定之VOUT電壓，隨著VIN增加，自時間T1開始，誤差放大器之輸出電壓VCT減少；因此，工作週期減少。當輸入電壓VIN增加至臨限電壓VIN_C_H時，在時間T2，DCDC轉換器將達到Ton=Ton_min條件。接著啟用適應性DMIN電路，且EN_DMIN信號在時間T2切換為高。切換頻率(fsw)開始減小，且其週期(T)增加。因此，其工作週期將保持適應性地減小，直至VIN在時間T3達到其最大值。在另一方向上，當VIN在時間T4開始減少時，fsw將增加，直至VIN在時間T5下降至VIN_C_L = VIN_C_H – VIN_hysteresis。接著EN_DMIN信號切換為低以關斷適應性DMIN電路，且fsw返回其正常頻率。使用VIN_hysteresis來防止模式跳變。
在一些實施例中，Ton = Ton_min條件係藉由量測Ton之寬度且將其直接與預設Ton_min臨限值進行比較來判定。基本上利用一固定之切換週期T，在VSW節點電壓高時，Ton係HSFET之接通時間。當HSFET關斷而LSFET接通時，則VSW節點電壓變低。高-低VSW節點電壓之平均值等於D x VIN電壓，且D = VOUT / VIN = Ton / T。例如T = 1 uS (fsw = 1 MHz)，一預設臨限值Ton = Ton_min為80 nS，導致D = 8%，若平均VSW節點電壓變為VIN電壓之8%，則Ton = Ton_min。因此藉由使用一比較器將平均VSW節點電壓與一預設VIN電壓百分比進行比較，可判定Ton_min條件之開始。因此，一旦Ton達到Ton_min臨限值，適應性DMIN電路啟用，且EN_DMIN信號切換為高，從而開始適應性最小工作週期操作。
圖4係繪示體現本發明之某些態樣之一切換模式電力供應器(SMPS)之一方法之一簡化流程圖。如圖4所展示，用於一SMPS之操作之一方法400可如下簡要概括且在下文進一步描述。 在410，基於該SMPS之一經採樣輸出電壓與一目標電壓信號之間的一差提供一誤差電壓信號； 在420，產生以一振盪頻率為特徵之一時脈信號； 在430，監測工作週期或接通時間Ton； 在431，判定Ton是否等於或小於Ton_min； 若「是」，則進行步驟440，否則直接進行步驟450； 在440，根據誤差電壓信號改變時脈信號之振盪頻率； 在450，使用脈寬調變基於誤差電壓信號及時脈信號產生一切換控制信號； 在460，施加切換控制信號以控制SMPS之功率開關。
在410，方法400包含基於SMPS之一經採樣輸出電壓與一目標電壓信號之間的一差提供一誤差電壓信號(VCT)。在一些實施例中，諸如圖2中展示，誤差放大器121經組態以將一經採樣輸出電壓122與一第一參考電壓VR1進行比較，以在誤差放大器121之一輸出節點123處提供一誤差電壓信號VCT。
在420，方法400包含產生以一振盪頻率為特徵之一時脈信號。在一些實施例中，諸如圖2中展示，產生一時脈信號包含使用來自一第一恆定電流源133之一第一電流來對一電容器131充電，以及使用一比較器(OSC CMP)將電容器上之一電壓(VC)與一第二參考電壓(VR2)進行比較，以判定對電容器放電之一條件。
在430，方法包含監測工作週期D或接通時間Ton。在一些實施例中，如圖2中展示，將平均VSW電壓113與輸入電壓VIN 111之一預設百分比(例如8%)比較，形成D_DET電路153。高-低切換VSW節點電壓之平均值等於D x VIN電壓且D = VOUT / VIN = Ton / T。例如，若T = 1uS (fsw = 1 MHz)，一預設臨限值Ton = Ton_min為80 nS，導致D = 8%，若平均VSW節點電壓變為VIN電壓之8%，則Ton = Ton_min。
在431，方法包含使用一比較器，該比較器具有自輸入電壓之一預設百分比耦合之一第一輸入及自平均VSW節點電壓耦合之一第二輸入。若平均VSW節點電壓等於或小於輸入電壓之預設百分比，則比較器輸出一高信號，指示達到Ton =＜ Ton_min條件，且啟用適應性DMIN電路以將具有減慢切換頻率之時脈信號發送至隨後之步驟440。否則，具有正常切換頻率之振盪器時脈信號被直接發送至隨後之步驟450。
在440，方法包含根據誤差電壓信號改變時脈信號之振盪頻率。此處，改變振盪頻率包含根據誤差電壓信號產生一第二電流，以及使用第二電流來改變電容器之一充電電流。方法亦包含使用一適應性最小工作週期電路150，其包含具有耦合至誤差電壓信號VCT之一閘極節點之一第一PMOS電晶體(P型金屬氧化物矽電晶體) PM1、具有耦合至一第三參考電壓VR3之一閘極節點之一第一NMOS電晶體(N型金屬氧化物矽電晶體) NM1、以及一第一電阻器R1。適應性最小工作週期電路150亦包含一電流鏡151，其具有耦合至串聯連接之第一NMOS電晶體NM1、第一電阻器R1及第一PMOS電晶體PM1之一第一分支151-1，以及向振盪器電路130提供一第二電流I2之一第二分支151-2。如在431展示，方法包含判定是否達到一最小接通時間條件，且若達到，則提供使第二電流耦合至振盪器電路之一適應性最小工作週期啟用信號。
在450，方法包含使用脈寬調變基於誤差電壓信號及時脈信號產生一切換控制信號。在圖1及圖2之實例中，脈寬調變(PWM)電路124包含一比較器PWM CMP，其經組態成比較誤差電壓信號VCT及鋸齒信號VSUM，接著提供一輸出信號125。PWM電路124亦包含一鎖存器126，其經組態以接收來自比較器PWM CMP之輸出信號125及來自振盪器電路130之一時脈信號VSET，且提供第一及第二切換控制信號127及128，以使用PWM控制來控制第一開關114及第二開關115。
在460，方法包含施加切換控制信號以控制SMPS之功率開關。在圖1及圖2之實例中，PWM電路124經組態以接收來自比較器PWM CMP之輸出信號125及來自振盪器電路130之一時脈信號VSET，且提供第一及第二切換控制信號127及128，以使用PWM控制來控制第一開關114及第二開關115。
在一些實施例中，判定是否達到一最小接通時間條件包含將劃分之輸入電壓與一臨限電壓進行比較。在替代實施例中，判定是否達到一最小接通時間條件包括將一量測之接通時間(Ton)與一預設最小接通時間(Ton_min)進行比較。
圖5展示繪示體現本發明之某些態樣之包含適應性最小工作週期之一降壓轉換器之操作之模擬波形。圖6展示圖5之波形之一部分之一放大視圖。圖5展示針對一給定之固定VOUT=5 V對於高達60 V之擴展VIN，具有適應性最小工作週期設計之一DCDC降壓轉換器之模擬結果。圖6展示圖5之放大圖，展示針對VIN=60 V及VOUT=5 V，開關節點電壓及電感器電流之乾淨波形。
在圖5及圖6中，水平軸展示時間，且垂直軸展示輸入電壓VIN、輸出電壓VOUT、切換節點113處之電壓VSW及電感器116中之電流I_IND之模擬波形。圖5展示實際上具有適應性最小工作週期電路之轉換器之開關節點電壓VSW及電感器電流I_IND之乾淨波形，VIN一直操作至高達60 V。如圖6之放大圖形所展示，在圖5之約VIN=60 V之中心部分中，針對一給定之固定5V之VOUT，DCDC降壓轉換器能夠以乾淨逐循環電感器電流波形I_IND及連續之開關節點電壓波形VSW進行正常調節。
圖7展示繪示無上述適應性最小工作週期之一降壓轉換器之操作之模擬波形，且圖8展示圖7之波形之一部分之一放大視圖。圖7展示無適應性最小工作週期設計之一DCDC降壓轉換器之模擬結果，且對於一給定之固定VOUT=5V，VIN僅擴展高達31.5 V。圖8展示圖7之放大圖，展示針對約31.5 V開始之VIN且VOUT=5 V之開關節點波形中之跳躍脈衝及電感器電流中之不穩定性。
在圖7及圖8中，水平軸展示時間，且垂直軸展示輸入電壓VIN、輸出電壓VOUT、切換節點113處之電壓VSW及電感器116中之電流I_IND之模擬波形。如圖7及圖8所展示，在無適應性最小工作週期電路之情況下，DCDC降壓轉換器展示針對一給定之固定5V之VOUT之自約VIN= 31.5 V開始之異常線調節。如圖8之具有異常線調節之放大圖形所展示，開關節點波形VSW開始展示跳躍脈衝810，且電感器電流波形I_IND亦展示次諧波振盪820。當滿足條件「D_min = Ton_min / T」時，Ton達到其實體最小值(Ton_min)，且切換週期T係固定的。任何進一步降低D_min之嘗試將導致開關節點(VSW)中之脈衝跳躍及電感器電流(I_IND)中之不規則波形。開關節點波形中出現脈衝跳躍；因此，VOUT電壓將展示不規則之電壓紋波。當不規則之VOUT電壓過低時，轉換器將嘗試在若干循環內供應更多之電感器電流來升高VOUT電壓，對應於電感器電流波形I_IND之上坡。但歸因於不規則波形，VOUT可被過校正得過高；接著轉換器將電荷自VOUT節點拉出，對應於電感器電流波形I_IND之下坡。當VIN拉到甚至更高之電壓時，此等不規則性變得更糟。
上述實施例提供一成本有效之解決方案，以利用更寬之操作電壓範圍來擴展DCDC轉換器之最小工作週期。其不需要額外之遮罩層或重新設計複雜之高壓放大器。如模擬結果中展示，具有適應性最小工作週期電路之DCDC轉換器展示擴展之操作範圍，及輸出電壓、開關節點及電感器電流中之穩定波形，而無脈衝跳躍或次諧波振盪。適應性方法亦可應用於所有類型之DCDC轉換器，且不僅限於降壓轉換器，例如，升壓及降壓-升壓轉換器之控制器。
雖然已關於其特定實施例詳細描述標的物，但熟習此項技術者應瞭解，一旦理解前述內容，可容易地產生此等實施例之替代例、變化及等效物。因此，應理解，如一般技術者應容易地明白，本發明已經出於實例而非限制之目的呈現，且不排除包含對標的物之此等修改、變化及/或添加。實際上，本文中描述之方法及系統可以各種其他形式體現；此外，在不背離本發明之精神之情況下，可對本文中描述之方法及系統之形式作出各種省略、替代及改變。隨附發明申請專利範圍及其等效物希望涵蓋將落在本發明之範疇及精神內之此等形式或修改。
100:切換模式電力供應器/功率轉換器 102:電壓感測電路 106:電流感測電路 111:輸入節點 112:輸出節點 113:切換節點 114:第一開關 115:第二開關 116:電感器 121:誤差放大器 122:經採樣輸出電壓信號 123:輸出節點 124:PWM電路 125:輸出信號 126:鎖存器 127:第一切換控制信號 128:第二切換控制信號 130:振盪器電路 131:電容器 133:第一恆定電流源 134:電流鏡 136:節點 137:反相器 140:斜率補償電路 144:電晶體 145:電阻器 146:電流鏡 147:電阻器 150:適應性最小工作週期電路 151:電流鏡 151-1:第一分支 151-2:第二分支 153:適應性最小工作週期啟用電路 155:第二電流源 400:第二電流源 410:步驟 420:步驟 430:步驟 440:步驟 450:步驟 460:步驟 810:跳躍脈衝 820:次諧波振盪 CLK_EN:信號 Co:輸出電容器 EN_DMIN:適應性最小工作週期啟用信號 GND:接地節點 I_IND:電感器電流/電感器電流波形 I1:第一電流 I2:第二電流 IPTAT:第二電流源 LGD:下閘極驅動信號 NM1:第一NMOS電晶體(N型金屬氧化物矽電晶體) PM1:第一PMOS電晶體(P型金屬氧化物矽電晶體) R1:第一電阻器 RL:電阻器 T1-T6:時間 Ton_min:最小接通時間 UGD:上閘極驅動信號 VC:電容器電壓 VCT:誤差電壓信號/誤差放大器之輸出電壓 VIN:輸入電壓 VIN_C_H:臨限電壓 VLD:感測電流電壓信號 VOUT:輸出電壓 VR1:第一參考電壓 VR2:第二參考電壓/預設臨限電壓 VR3:第三參考電壓 VSET:時脈信號 VSUM:鋸齒信號 VSW:切換節點電壓
圖1係繪示體現本發明之某些態樣之一切換模式電力供應器(SMPS)之一簡化示意圖/方塊圖；
圖2係繪示體現本發明之某些態樣之一切換模式電力供應器(SMPS)之一簡化示意圖；
圖3展示繪示體現本發明之某些態樣之圖1及圖2之SMPS 100之操作之模擬時序信號圖形；
圖4係繪示體現本發明之某些態樣之一切換模式電力供應器(SMPS)之一方法之一簡化流程圖；
圖5展示繪示包含適應性最小工作週期之一降壓轉換器之操作之模擬波形；
圖6展示體現本發明之某些態樣之圖5之波形之一部分之一放大視圖；
圖7展示繪示體現本發明之某些態樣之無上述適應性最小工作週期之一降壓轉換器之操作之模擬波形；及
圖8展示體現本發明之某些態樣之圖7之波形之一部分之一放大視圖。
100:切換模式電力供應器/功率轉換器
102:電壓感測電路
106:電流感測電路
111:輸入節點
112:輸出節點
113:切換節點
114:第一開關
115:第二開關
116:電感器
121:誤差放大器
122:經採樣輸出電壓信號
123:輸出節點
124:PWM電路
125:輸出信號
126:鎖存器
127:第一切換控制信號
128:第二切換控制信號
130:振盪器電路
140:斜率補償電路
150:適應性最小工作週期電路
Co:輸出電容器
GND:接地節點
I_IND:電感器電流/電感器電流波形
LGD:下閘極驅動信號
RL:電阻器
UGD:上閘極驅動信號
VCT:誤差電壓信號/誤差放大器之輸出電壓
VIN:輸入電壓
VLD:感測電流電壓信號
VOUT:輸出電壓
VR1:第一參考電壓
VSET:時脈信號
VSUM:鋸齒信號
VSW:切換節點電壓

Claims (20)

  1. 一種切換模式電力供應器(SMPS)，其包括： 一輸入節點，其用於耦合至一輸入電壓； 一輸出節點，其用於提供一輸出電壓； 一第一開關，其耦合在該輸入節點與一切換節點之間； 一第二開關，其耦合在該切換節點與接地節點之間； 一電感器，其耦合在該切換節點與該輸出節點之間，用於回應於一切換控制信號在該等第一及第二開關之控制下向該輸出節點提供一電感器電流； 一誤差放大器，其經組態以將一經採樣輸出電壓與一第一參考電壓進行比較以提供一誤差電壓信號； 一振盪器電路，其用於提供一時脈信號； 一適應性最小工作週期電路，其經組態以接收該誤差電壓信號，且回應於該誤差電壓信號而產生一電流信號以改變該時脈信號之一振盪頻率；及 一脈寬調變(PWM)電路，其經組態以接收該誤差電壓信號及該時脈信號，且提供該切換控制信號以控制該等第一及第二開關。
  2. 如請求項1之切換模式電力供應器，其中該振盪器電路包括： 一電容器； 一第一恆定電流源； 一電流鏡，其耦合至該第一恆定電流源，以提供用於對該電容器充電之一第一電流； 一比較器，其用於將該電容器上之一電壓與一第二參考電壓進行比較以用於使該電容器放電；及 一反相器，其耦合至該比較器之一輸出以提供一時脈信號。
  3. 如請求項2之切換模式電力供應器，其中該適應性最小工作週期電路包括： 一第一PMOS電晶體(P型金屬氧化物矽電晶體)，其具有耦合至該誤差電壓信號之一閘極節點； 一第一NMOS電晶體(N型金屬氧化物矽電晶體)，其具有耦合至一第三參考電壓之一閘極節點； 一第一電阻器；及 一電流鏡，其具有： 一第一分支，其耦合至串聯連接之該第一NMOS電晶體、該第一電阻器及該第一PMOS電晶體；及 一第二分支，其向該振盪器電路提供一第二電流。
  4. 如請求項3之切換模式電力供應器，其中該適應性最小工作週期電路進一步包括一適應性最小工作週期啟用電路，該適應性最小工作週期啟用電路經組態以判定是否達到一最小接通時間條件，且若達到，則提供一適應性最小工作週期啟用信號，該信號使該第二電流耦合至該振盪器電路。
  5. 如請求項4之切換模式電力供應器，其中該適應性最小工作週期啟用電路進一步經組態以在提供該適應性最小工作週期啟用信號之前判定滿足以下條件： 軟啟動完成； 輸出電壓功率良好；及 連續導通模式(CCM)或強制PWM模式。
  6. 如請求項4之切換模式電力供應器，其中該適應性最小工作週期電路進一步包括一第二電流源(IPTAT)； 其中該適應性最小工作週期啟用信號進一步使該第二電流源(IPTAT)耦合至該振盪器電路，且使該第一恆定電流源與該振盪器電路解耦。
  7. 如請求項4之切換模式電力供應器，其中該PWM電路包括： 一比較器，其經組態以比較該誤差電壓信號及該鋸齒信號且提供一輸出信號； 一鎖存器，其經組態以接收來自該比較器之該輸出信號，且使用脈寬調變(PWM)提供該切換控制信號以控制該等第一及第二開關；及 一電流感測電路，其包含一放大器、一電晶體及一電阻器，該電流感測電路經組態以提供一信號。
  8. 如請求項4之切換模式電力供應器，其中該切換模式電力供應器經組態為一降壓轉換器。
  9. 一種用於一切換模式電力供應器(SMPS)之控制器，其包括： 一誤差放大器，其經組態以將該SMPS之一經採樣輸出電壓與一第一參考電壓進行比較以產生一誤差電壓信號； 一振盪器電路，其經組態以提供一時脈信號； 一適應性最小工作週期電路，其經組態以接收該誤差電壓信號，且回應於該誤差電壓信號產生一電流信號以改變該時脈信號之一振盪頻率；及 一PWM切換控制電路，其經組態以接收該誤差電壓信號及該時脈信號，且提供用於控制該SMPS之該等第一及第二功率開關之一PWM切換控制信號。
  10. 如請求項9之控制器，其中該振盪器電路包括： 一電容器； 一第一恆定電流源； 一電流鏡，其耦合至該第一恆定電流源，以提供用於對該電容器充電之一第一電流； 一比較器，其用於將該電容器上之一電壓與一第二參考電壓進行比較以用於使該電容器放電；及 一反相器，其耦合至該比較器之一輸出以提供一時脈信號。
  11. 如請求項10之控制器，其中該適應性最小工作週期電路包括： 一第一PMOS電晶體(P型金屬氧化物矽電晶體)，其具有耦合至該誤差電壓信號之一閘極節點； 一第一NMOS電晶體(N型金屬氧化物矽電晶體)，其具有耦合至一第三參考電壓之一閘極節點； 一第一電阻器；及 一電流鏡，其具有： 一第一分支，其耦合至串聯連接之該第一NMOS電晶體、該第一電阻器及該第一PMOS電晶體；及 一第二分支，其向該振盪器電路提供一第二電流。
  12. 如請求項11之控制器，其中該適應性最小工作週期電路進一步包括一適應性最小工作週期啟用電路，該適應性最小工作週期啟用電路經組態以判定是否達到一最小接通時間條件，且若達到，則提供一適應性最小工作週期啟用信號，該信號使該第二電流耦合至該振盪器電路。
  13. 如請求項12之控制器，其中該適應性最小工作週期電路進一步包括一第二電流源(IPTAT)； 其中該適應性最小工作週期啟用信號進一步使該第二電流源(IPTAT)耦合至該振盪器電路，且使該第一恆定電流源與該振盪器電路解耦。
  14. 一種用於一切換模式電力供應器(SMPS)之方法，其包括： 基於該SMPS之一經採樣輸出電壓與一目標電壓之間的一差提供一誤差電壓信號； 產生以一振盪頻率為特徵之一時脈信號； 使用脈寬調變(PWM)基於該誤差電壓信號及該時脈信號產生一切換控制信號； 根據該誤差電壓信號改變該時脈信號之該振盪頻率；及 施加該切換控制信號以控制該SMPS之該等第一及第二功率開關。
  15. 如請求項14之方法，其中產生一時脈信號包括： 使用來自一第一恆定電流源之一第一電流對一電容器充電；及 使用一比較器用於將該電容器上之一電壓與一第二參考電壓進行比較以判定用於使該電容器放電之一條件。
  16. 如請求項15之方法，其中改變該振盪頻率包括： 使用該誤差電壓信號作為一輸入而產生一第二電流；及 使用該第二電流改變該電容器之一充電電流。
  17. 如請求項16之方法，其進一步包括使用一適應性最小工作週期電路，該適應性最小工作週期電路包含： 一第一PMOS電晶體(P型金屬氧化物矽電晶體)，其具有耦合至該誤差電壓信號之一閘極節點； 一第一NMOS電晶體(N型金屬氧化物矽電晶體)，其具有耦合至一第三參考電壓之一閘極節點； 一第一電阻器；及 一電流鏡，其具有： 一第一分支，其耦合至串聯連接之該第一NMOS電晶體、該第一電阻器及該第一PMOS電晶體；及 一第二分支，其向該振盪器電路提供一第二電流。
  18. 如請求項16之方法，其進一步包括判定是否達到一最小接通時間條件，且若達到，則提供一適應性最小工作週期啟用信號，該信號使該第二電流耦合至該振盪器電路。
  19. 如請求項18之方法，其中判定是否達到一最小接通時間條件包括將劃分之輸入電壓與一臨限電壓進行比較。
  20. 如請求項18之方法，其中判定是否達到一最小接通時間條件包括將一量測之接通時間與一預設最小接通時間進行比較。
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