CN116131608A - 用于扩展dcdc转换器操作电压范围的自适应最小占空比设计 - Google Patents

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Abstract

本申请案涉及用于扩展DCDC转换器操作电压范围的自适应最小占空比设计。一种用于切换模式电源SMPS的方法包含：基于所述SMPS的经采样输出电压与目标电压之间的差提供误差电压信号；及产生以振荡频率为特征的时钟信号；使用脉宽调制PWM基于所述误差电压信号及所述时钟信号产生切换控制信号。所述方法进一步包含在电流产生电路中根据所述误差电压信号改变所述时钟信号的所述振荡频率，及施加所述切换控制信号来控制所述SMPS的功率开关。

Description

用于扩展DCDC转换器操作电压范围的自适应最小占空比设计
技术领域
本公开大体上涉及用于扩展DCDC转换器操作电压范围的自适应最小占空比设计。
背景技术
切换模式电源(SMPS)(例如DCDC转换器)广泛用于个人、汽车及工业电子设备，如DCDC电源、LED驱动器、电池充电器及许多其它应用。为了支持大范围的应用，要求DCDC转换器覆盖大范围的输入电压(VIN)及输出电压(VOUT)。DCDC转换器具有处置大范围的VIN及VOUT电压的能力，而不需要多个设计来仅覆盖所需操作电压范围的某些部分，这节省成本及上市时间。
在切换模式电源中，最小占空比(D_min)或最小接通时间(Ton_min)受到逻辑延迟及与其输出FET相关联的充电/放电时间的限制，包含控制器逻辑的传播延迟、高侧感测放大器的消隐时间、避免击穿电流所需的死区时间以及驱动器的上升及下降时间等。需要所有这些所需的延迟时间来保证转换器的稳定操作。如果不满足这些时序要求，那么转换器可容易发生故障、不稳定，且在最坏的情况下，发生不可恢复的损坏。因此，对D_min的物理要求限制切换模式电源的VIN(或VOUT)操作范围。
发明人已经观察到这些常规的解决方案有许多缺点。例如，一些常规设计通过以下来减少降压转换器的最小占空比(D_min)或最小接通时间(Ton_min)，例如a)使用具有较低电源电压的工艺技术以缩短逻辑延迟，b)使用新拓扑以用于具有较短消隐时间的高侧感测放大器，c)增加驱动器的强度以加快上升及下降时间，或d)使用类似于恒定接通时间(COT)转换器的复杂电路来解决这个问题，这需要谷值及峰值电流检测及更多的电路。所有这些解决方案都增加成本，增加转换器性能的折衷，或者导致添加复杂的电路。例如，由于用较低电源电压加快数字逻辑需要额外的掩模层及工艺步骤，成本可增加。增加驱动器的强度可导致更严重的电磁发射(EMI)问题，而阻碍在某些系统中的应用。因此，在常规的解决方案中，操作电压范围、成本及性能间的权衡受到折衷。
另一常规设计使用时钟来减少降压转换器的占空比，所述时钟通过直接随降压转换器的输入电压变化以在较高输入电压下操作的电流来降低其振荡频率。但其开环设计主要考虑输入电压的变化。在本发明的实施例中，输入及输出电压的变化两者与闭环反馈系统中的误差电压信号一起被考虑，以为更广泛的应用提供精确的控制。
因此，对于转换器中的最小接通时间限制的改进解决方案是非常需要的。
发明内容
本发明的实施例提供一种成本有效的解决方案来扩展功率转换器的最小占空比以增加操作电压范围。闭环自适应最小占空比电路使用从输出导出的误差电压来改变转换器的切换频率，以在系统最小接通时间要求下扩展最小占空比。此设计扩展操作输入电压范围，且提供输出电压、开关节点及电感器电流中的稳定波形，而没有脉冲跳跃及次谐波振荡。所述自适应解决方案还可应用于所有类型的DCDC转换器，不仅限于降压转换器，例如，升压及降压-升压转换器的控制器等。
作为实例，本发明的实施例展示一种切换模式电源(SMPS)，其包含：输入节点，其用于耦合到输入电压；输出节点，其用于提供输出电压；第一开关，其耦合在所述输入节点与切换节点之间；第二开关，其耦合在所述切换节点与接地节点之间；及电感器，其耦合在所述切换节点与所述输出节点之间，用于响应于切换控制信号在所述开关的控制下向所述输出节点提供电感器电流。所述SMPS还包含：误差放大器，其被配置为将经采样输出电压与第一参考电压进行比较以提供误差电压信号；振荡器电路，其用于提供时钟信号；自适应最小占空比电路，其被配置为接收所述误差电压信号并响应于所述误差电压信号而产生电流信号以改变所述时钟信号的振荡频率；脉宽调制(PWM)电路，其被配置为接收所述误差电压信号及所述时钟信号并提供所述切换控制信号以控制所述开关。
在另一实例中，本发明的实施例描述一种用于切换模式电源(SMPS)的控制器，所述控制器包含：误差放大器，其被配置为将所述SMPS的经采样输出电压与第一参考电压进行比较以产生误差电压信号；及振荡器电路，其被配置为提供时钟信号。所述SMPS还具有自适应最小占空比电路，所述自适应最小占空比电路被配置为接收所述误差电压信号并响应于所述误差电压信号而产生电流信号以改变所述时钟信号的振荡频率。所述SMPS还包含PWM切换控制电路，所述PWM切换控制电路被配置为接收所述误差电压信号及所述时钟信号，并提供用于控制所述SMPS的功率开关的PWM切换控制信号。
在另一实例中，本发明的又一实施例演示一种用于切换模式电源(SMPS)的方法，所述方法包含：基于所述SMPS的经采样输出电压与目标电压之间的差而提供误差电压信号；产生以振荡频率为特征的时钟信号；及使用脉宽调制(PWM)基于所述误差电压信号及所述时钟信号产生切换控制信号。所述方法还包含根据所述误差电压信号改变所述时钟信号的所述振荡频率，及施加所述切换控制信号来控制所述SMPS的功率开关。
定义
在本公开中使用的术语在本发明的上下文中通常具有其在本领域中的普通含义。下面讨论某些术语，以向从业者提供关于本发明的描述的额外指导。应了解，同样的事物可以用超过一个方式来表达。因此，可使用替代语言及同义词。
如本文使用的半桥电路是指具有垂直堆叠并在中点处连接的高侧晶体管及低侧晶体管的切换电路。
如本文使用的功率开关是指设计成处置高功率电平的半导体开关，例如晶体管。
功率MOSFET是设计成处置显著的功率电平的特殊类型的金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)。用于切换操作的功率MOSFET的实例称为横向扩散MOS或简称LDMOS。
功率转换器是用于转换电能的电或机电装置，例如在AC与DC之间转换或改变电压、电流或频率，或这些转换的一些组合。功率转换器通常包含电压调节。
切换调节器或切换模式电源(SMPS)使用接通及关断的有源装置来维持输出的平均值。相比之下，线性调节器被制成用作可变电阻器，连续地调整分压器网络以维持恒定的输出电压，并连续地耗散功率。
如本文中使用的占空比是一个周期中信号或系统处于活动的分数。
如本文使用的脉宽调制(PWM)是使用矩形脉冲波的控制机制，调制矩形脉冲波的脉宽或占空比，导致波形的平均值的变化。
如本文中使用的DCDC或DC到DC转换器是将直流电流(DC)源从一个电压电平转换为另一个电压电平的电子电路。
如本文使用的降压转换器是从其输入(电源)逐步降低电压(同时汲取较少的平均电流)的DC到DC功率转换器。
如本文使用的升压转换器是从其输入(电源)到其输出逐步升高电压(同时逐步降低电流)的DC到DC功率转换器。
如本文使用的降压-升压转换器是具有大于或小于输入电压的输出电压量值的一种DC到DC转换器。
如本文使用的误差放大器是基于参考信号与输入信号之间的差来放大误差信号的电子电路。误差放大器最常出现在反馈电压控制电路中，其中控制下的电路的经采样输出电压被反馈回并与稳定的参考电压比较。两者之间的任何差会产生补偿误差电压。
电压参考是理想地产生固定(恒定)电压，而不考虑装置上的负载、电源变化、温度变化及时间的推移的电子装置。
参考电压是用作比较操作的目标的电压值。
当术语“相同”用于描述两个量时，它意味着两个量的值在测量限制内被确定为相同的。
附图说明
图1是说明体现本发明的某些方面的切换模式电源(SMPS)的简化示意图/框图；
图2是说明体现本发明的某些方面的切换模式电源(SMPS)的简化示意图；
图3展示说明体现本发明的某些方面的图1及2的SMPS 100的操作的模拟时序信号图形；
图4是说明体现本发明的某些方面的切换模式电源(SMPS)的方法的简化流程图；
图5展示说明包含自适应最小占空比的降压转换器的操作的模拟波形；
图6展示体现本发明的某些方面的图5的波形的一部分的放大视图；
图7展示说明体现本发明的某些方面的没有上述自适应最小占空比的降压转换器的操作的模拟波形；及
图8展示体现本发明的某些方面的图7的波形的一部分的放大视图。
具体实施方式
对于以连续导通模式操作的降压转换器，其占空比可如以下等式(1)所展示般表达：
占空比(D)＝Ton/T＝VOUT/VIN             (1)
其中，Ton是其高侧FET的接通时间，且VOUT及VIN分别是输出及输入电压。当Ton达到其物理最小接通时间值时，那么最小占空比D_min变为：
D_min＝Ton_min/T＝VOUT_given/VIN_max    (2)
对于给定的固定输出电压VOUT_given，对应的VIN_max仅可被拉升到特定的电压电平，而不会破坏等式(2)中定义的VOUT-VIN关系。施加任何高于VIN_max值的VIN电压将造成降压转换器的不稳定或异常行为。
为了扩展等式(2)中定义的VIN操作范围，一种方法是使切换周期(T)变长或使切换频率变慢。随着切换周期增加，对应的VIN_max可相应扩展。
类似地，对于给定的固定输入电压VIN_given，VOUT_min的下限可在下面的D_min等式(3)中重新定义：
D_min＝Ton_min/T＝VOUT_min/VIN_given          (3)
如果可使切换周期(T)变长，那么可进一步减小VOUT_min。因此，如等式(2)及(3)所展示，通过使降压转换器的切换周期(T)变长，D_min可变小，且VIN(或VOUT)操作电压范围可扩展。
在一些实施例中，在DCDC转换器的控制器中使用“自适应最小占空比电路”，以平滑地扩展其最小占空比以用于更宽的操作电压范围。对于没有“自适应最小占空比设计”的现有产品，当降压转换器的开关节点电压、电感器电流或输出电压波形被推到超过它们的D_min条件时，降压转换器将展示出不稳定。
在降压转换器达到其最小接通时间(Ton_min)条件时，“自适应最小占空比设计”可平滑地且自适应地扩展切换周期(T_adaptive)，使得能自适应地降低其有效占空比(Ton_min/T_adaptive)，直到VIN(或VOUT)达到其最终目标值。
扩展的最小占空比可满足上面列出的等式(1)到(3)中指定的操作要求。因此，在电感器电流或输出电压波形中没有看到不稳定性。新颖自适应控制器设计能够成功地扩展VIN(或VOUT)的操作电压范围，而没有显著增加成本、复杂的高压或谷值电流检测、系统的EMI性能的折衷或不可恢复损坏的风险。
图1是说明体现本发明的某些方面的切换模式电源(SMPS)的简化示意图/框图。如图1所展示，功率转换器100是SMPS的实例，其被配置为降压转换器。然而，应理解，本文描述的实施例适用于其它类型的SMPS，例如升压转换器及降压-升压转换器等。在图1的实例中，SMPS 100包含用于耦合到输入电压VIN的输入节点111、用于提供输出电压VOUT的输出节点112、耦合在输入节点111与切换节点113之间的第一开关114、耦合在切换节点113与接地节点GND之间的第二开关115。SMPS 100还包含电感器116，其耦合在切换节点113与输出节点112之间，以用于响应于第一切换控制信号127及第二切换控制信号128，在第一开关114及第二开关115的控制下向输出节点112提供电感器电流I_IND。图1还展示表示SMPS 100的负载装置的输出电容器Co及电阻器RL。
在图1中，SMPS处于半桥配置中。第一开关114还被称为高侧晶体管(HSFET)，其耦合到第二开关115，第二开关115还被称为低侧晶体管(LSFET)。第一切换控制信号127还被称为上栅极驱动信号(UGD)，且第二切换控制信号128还被称为下栅极驱动信号(LGD)。
SMPS 100还包含：电压感测电路102，其包含分压器并提供经采样输出电压信号122；以及电流感测电路106，其通过感测晶体管耦合到第一开关114并提供感测电流电压信号VLD。
SMPS 100进一步包含控制器，所述控制器包含误差放大器121、PWM电路124、振荡器电路130、斜率补偿电路140及自适应最小占空比电路150。误差放大器121被配置为将经采样输出电压122与第一参考电压VR1进行比较，以在误差放大器121的输出节点123处提供误差电压信号VCT。振荡器电路130被配置用于提供时钟信号VSET。斜率补偿电路140被配置用于斜率补偿并向PWM电路124提供锯齿信号VSUM。自适应最小占空比电路150被配置为接收误差电压信号VCT，并响应于误差电压信号VCT产生电流信号以改变时钟信号VSET的振荡频率。
脉宽调制(PWM)电路124包含比较器PWM CMP，其被配置成比较误差电压信号VCT及锯齿信号VSUM并提供输出信号125。PWM电路124还包含锁存器126，其被配置为接收来自比较器PWM CMP的输出信号125及来自振荡器电路130的时钟信号VSET，并提供第一及第二切换控制信号127及128，以使用PWM控制来控制第一开关114及第二开关115。
图2是说明体现本发明的某些方面的切换模式电源(SMPS)的简化示意图。类似于图1，图2说明功率转换器100，其具有用于振荡器电路130、斜率补偿电路140、自适应最小占空比电路150及电流感测电路106的实例示意性实施方案。
如图2所展示，振荡器电路130包含：电容器131；第一恒定电流源133；电流镜134，其在节点136处耦合到第一恒定电流源133以提供用于对电容器131充电的第一电流I1；比较器OSC CMP，其用于将电容器131上的电容器电压(VC)与第二参考电压VR2进行比较以用于对电容器131放电；及反相器137，其耦合到比较器的输出以提供时钟信号(VSET)。
如图2所展示，斜率补偿电路140包含：放大器SLPCMP AMP，其具有耦合到振荡器电路130中的电容器电压(VC)的正输入节点，及耦合到包含晶体管144及电阻器145的反馈电路的负输入节点。斜率补偿电路140还包含电流镜146，其具有通过晶体管144耦合到放大器SLPCMP AMP的第一分支及通过电阻器147耦合到来自电流感测电路106的电压信号(VLD)的第二分支。斜率补偿电路140产生锯齿信号VSUM到PWM电路124。
仍然参考图2，自适应最小占空比电路150包含具有耦合到误差电压信号VCT的栅极节点的第一PMOS晶体管(P型金属氧化物硅晶体管)PM1、具有耦合到第三参考电压VR3的栅极节点的第一NMOS晶体管(N型金属氧化物硅晶体管)NM1、以及第一电阻器R1。自适应最小占空比电路150还包含电流镜151，其具有耦合到串联连接的第一NMOS晶体管NM1、第一电阻器R1及第一PMOS晶体管PM1的第一分支151-1，以及向振荡器电路130提供第二电流I2的第二分支151-2。
自适应最小占空比电路150进一步包含自适应最小占空比启用电路153，所述电路153被配置为确定是否达到最小接通时间条件，且如果达到，那么提供自适应最小占空比启用信号EN_DMIN，所述信号使第二电流I2在节点136处耦合到振荡器电路130。在一些实施例中，自适应最小占空比启用电路153进一步被配置成在提供自适应最小占空比启用信号之前确定满足以下条件：软启动完成、输出电压功率良好、以及连续导通模式(CCM)或强制PWM模式。详细的启用序列将在后面的章节中描述。如本文所使用，强制PWM模式是指通过在轻负载下允许来自电感器的反向电流来消除不连续模式的控制。在一些实施例中，自适应最小占空比电路150还包含第二电流源155(IPTAT)。自适应最小占空比启用信号EN_DMIN进一步使第二电流源155(IPTAT)耦合到振荡器电路130，并使第一恒定电流源133(ICONST)与振荡器电路解耦。IPTAT电流用于补偿由R1的电阻及NM1及PM1的接通阈值电压引起的温度变化。
图3展示说明体现本发明的某些方面的图1及2的SMPS 100的操作的模拟时序信号图形。在图3中，水平轴展示时间，且垂直轴展示以下信号：
VIN–SMPS 100的输入电压；
VOUT–SMPS 100的输出电压；
EN_DMIN–自适应最小占空比启用信号；
VCT–误差电压；
VSUM–锯齿信号；
fsw–SMPS的切换频率；及
VSW–切换节点电压。
下文参考图1、2及3描述SMPS 100的操作。
在图1及2中，SMPS 100的实施例被配置为具有用于扩展操作电压范围的自适应最小占空比(D_min)的DCDC降压转换器。图1及2展示电流控制振荡器130、斜率补偿块140及自适应最小占空比控制电路150。
如图2所展示，降压转换器具有峰值电流模式控制器，所述控制器具有电流感测及电压调节环路。电流感测环路提供具有斜率补偿的电感器电流信息，以消除输出处与电感器及电容器相关联的复共轭极点，使电感器成为电流源，以便于环路补偿及更好的稳定性。振荡器的周期是基于用控制电流源对电容器131充电及放电的时间。当电流值减小时，电容器到预设阈值电压VR2的充电时间增加，因此扩展切换时钟的周期或降低切换频率。在自适应最小占空比启用电路153中，由用于最小占空比检测的感测电路(D_DET)控制时钟周期的扩展的开始。一旦自适应地调整时钟周期，斜率补偿周期也相应地改变，以在经调整的时钟周期内更新补偿。
自适应最小占空比电路150包含用于检测降压转换器的最小占空比条件的电路。如图2所展示，其包含：1)PMOSFET，PM1，其用于VCT电压检测(VCT是误差放大器的输出)；2)NMOSFET，NM1，其中参考电压VR3连接到其栅极，用于控制通过电阻器R1的电流；及3)电流镜151，用于导引电流进入振荡器的电流源中，然后自适应地调整切换时钟的周期。
在一些实施例中，仅在软启动、VOUT功率良好且转换器以连续导通模式(CCM)或强制PWM模式操作之后才允许电流导引。当降压转换器处于两种操作模式时，CLK_EN信号断言为高。如果DCDC降压转换器处于脉冲频率调制(PFM)模式，那么振荡器关断，且CLK_EN信号拉低，因此自适应最小占空比电路关断。在PFM模式中，经由滞后机制通过监控VOUT电压且然后当VOUT电压降到低于预设阈值电压时向输出补充电荷来调节VOUT电压。此外，在达到预设占空比(D)之前，自适应最小占空比电路将不会接通，例如，对于1MHz的切换频率，D＝8％，对应于80nS的Ton。在接通自适应最小占空比电路之前，降压转换器以固定的切换频率操作。一旦自适应电路接通，降压转换器将以自适应切换频率操作，延展基频的能量，因此潜在地减少EMI问题。
如图1及2所展示，振荡器提供切换时钟信号(VSET)及附加有斜率补偿的斜坡电压，以形成用于PWM环路的求和斜坡(VSUM)。通过接通高侧FET(HSFET)，时钟的上升沿开始PWM循环，HSFET将保持接通，直到VSUM波形与误差放大器的输出电压(VCT)相交，如图3中的VCT及VSUM曲线所展示。然后高侧FET(HSFET)关断，且低侧FET(LSFET)接通，直到下一个PWM循环。对于给定的固定VOUT电压，随着VIN电压增加，高侧FET的接通时间减少。电压控制环路通过降低误差放大器的输出电压(VCT)来响应需求。当VCT电压下降时，其在较早的时间与斜坡波形VSUM相交，从而导致较小的占空比。HSFET的最小接通时间(Ton_min)由所需的逻辑延迟、驱动器时序及如前讨论的其它来设置，从而限制最小占空比及操作电压范围。
如图2所展示，自适应最小占空比电路150连续地监控VCT，直到其达到以下等式中指定的条件。
V_RTOP＝VR3-Vthn           (4)
V_RBOT＝VCT+Vthp          (5)
为了接通感测电路并使电流流动
V_RTOP>V_RBOT            (6)
其中V_RTOP及V_RBOT是R1的顶部(top)及底部(bottom)电压，Vthn及Vthp分别是NM1及PM1的接通阈值电压，且VCT是误差放大器的输出电压。
当V_RTOP>V_RBOT时，电流开始在R1中流动，并且电流镜将电流(图2的自适应最小占空比电路150中的I2电流)导引到振荡器电路130的控制电流源133或155中，有效地减少用于对振荡器中的电容器充电的电流量(I1)，这扩展PWM时钟信号的周期。因此，最小占空比可降低到比固定Ton_min更小的数量。因此，操作电压范围将相应地扩展。由于PWM时钟信号的周期与流过R1的电流量成线性比例地增加，所以时钟周期也将由误差电压VCT平滑且自适应地改变。
为了使用自适应最小占空比电路更有效且更稳健地操作降压转换器，存在几个补充块以在工艺及温度范围内成功地操作。如图2所展示，为了在低功率节省模式下节省静态电流，在需要CCM操作之前，自适应电路将不接通。如上文提及，其由CLK_EN信号门控，并在PFM操作中关断。自适应电路不干扰软启动过程；因此，在VOUT电压达到功率良好状态之前，其是不接通的。而且，自适应最小占空比电路只有在降压转换器达到预设占空比后才接通。用于占空比检测的电路将1)VSW节点电压的平均值与2)由预先确定的电源电压百分比设置的参考电压进行比较，以获得占空比信息。由于VSW节点电压的平均值还与电源电压成比例(即，VSW节点电压的平均值等于D x VIN，D是占空比，VIN是电源电压)，所以所获得的占空比信息将在工艺、电源电压及温度(PVT)的变化中维持相同的值。换句话说，自适应最小占空比电路将在PVT拐角处以预设占空比持续接通。
一旦最小占空比的自适应开始，时钟周期的偏差由导引电流的量(即，汲取到振荡器的控制电流源中的图2中的I_STEERING)确定。如等式(7)所展示：
Figure BDA0003686138570000091
其中M是固定的电流镜比，但V_RTOP、V_RNOT及R1的值归因于晶体管阈值电压及电阻器电阻的变化而在PVT拐角上变化。因此，VR3在工艺拐角上被修整。电流镜具有良好的输出阻抗，以在电源电压变化下获得恒定输出电流，并使用IPTAT电流源使导引电流的温度系数最小化。IPTAT电流是指与绝对温度电流成比例的电流。随着温度增加，IPTAT电流增加。由于晶体管NM1及PM1的阈值电压以及R1的电阻全部随温度变化，因此I2电流也将随温度变化。当自适应最小占空比电路启用时，IPTAT电流用于补偿温度变化。
参考图3，对于固定的VOUT电压，随着VIN增加，从时间T1开始，误差放大器的输出电压VCT减少；因此，占空比减少。当输入电压VIN增加到阈值电压VIN_C_H时，在时间T2，DCDC转换器将达到Ton＝Ton_min条件。然后启用自适应DMIN电路，并且EN_DMIN信号在时间T2切换为高。切换频率(fsw)开始减小，且其周期(T)增加。因此，其占空比将保持自适应地减小，直到VIN在时间T3达到其最大值。在另一方向上，当VIN在时间T4开始减少时，fsw将增加，直到VIN在时间T5下降到VIN_C_L＝VIN_C_H–VIN_hysteresis。然后EN_DMIN信号切换为低以关断自适应DMIN电路，且fsw返回其正常频率。使用VIN_hysteresis来防止模式跳变。
在一些实施例中，Ton＝Ton_min条件是通过测量Ton的宽度并将其直接与预设Ton_min阈值进行比较来确定的。基本上利用固定的切换周期T，在VSW节点电压高时，Ton是HSFET的接通时间。当HSFET关断而LSFET接通时，那么VSW节点电压变低。高-低VSW节点电压的平均值等于D x VIN电压，并且D＝VOUT/VIN＝Ton/T。例如T＝1uS(fsw＝1MHz)，预设阈值Ton＝Ton_min为80nS，导致D＝8％，如果平均VSW节点电压变为VIN电压的8％，那么Ton＝Ton_min。因此通过使用比较器将平均VSW节点电压与预设VIN电压百分比进行比较，可确定Ton_min条件的开始。因此，一旦Ton达到Ton_min阈值，自适应DMIN电路启用，且EN_DMIN信号切换为高，从而开始自适应最小占空比操作。
图4是说明体现本发明的某些方面的切换模式电源(SMPS)的方法的简化流程图。如图4所展示，用于SMPS的操作的方法400可如下简要概括并在下文进一步描述。
在410，基于所述SMPS的经采样输出电压与目标电压信号之间的差提供误差电压信号；
在420，产生以振荡频率为特征的时钟信号；
在430，监控占空比或接通时间Ton；
在431，确定Ton是否等于或小于Ton_min；
如果“是”，那么转到步骤440，否则直接转到步骤450；
在440，根据误差电压信号改变时钟信号的振荡频率；
在450，使用脉宽调制基于误差电压信号及时钟信号产生切换控制信号；
在460，施加切换控制信号以控制SMPS的功率开关。
在410，方法400包含基于SMPS的经采样输出电压与目标电压信号之间的差提供误差电压信号(VCT)。在一些实施例中，例如图2中展示，误差放大器121被配置为将经采样输出电压122与第一参考电压VR1进行比较，以在误差放大器121的输出节点123处提供误差电压信号VCT。
在420，方法400包含产生以振荡频率为特征的时钟信号。在一些实施例中，例如图2中展示，产生时钟信号包含使用来自第一恒定电流源133的第一电流来对电容器131充电，以及使用比较器(OSC CMP)将电容器上的电压(VC)与第二参考电压(VR2)进行比较，以确定对电容器放电的条件。
在430，方法包含监控占空比D或接通时间Ton。在一些实施例中，如图2中展示，将平均VSW电压113与输入电压VIN 111的预设百分比(例如8％)比较，形成D_DET电路153。高-低切换VSW节点电压的平均值等于D x VIN电压并且D＝VOUT/VIN＝Ton/T。例如，如果T＝1uS(fsw＝1MHz)，预设阈值Ton＝Ton_min为80nS，导致D＝8％，如果平均VSW节点电压变为VIN电压的8％，那么Ton＝Ton_min。
在431，方法包含使用比较器，所述比较器具有从输入电压的预设百分比耦合的第一输入及从平均VSW节点电压耦合的第二输入。如果平均VSW节点电压等于或小于输入电压的预设百分比，那么比较器输出高信号，指示达到Ton＝<Ton_min条件，并启用自适应DMIN电路以将具有减慢切换频率的时钟信号发送到后面的步骤440。否则，具有正常切换频率的振荡器时钟信号被直接发送到后面的步骤450。
在440，方法包含根据误差电压信号改变时钟信号的振荡频率。这里，改变振荡频率包含根据误差电压信号产生第二电流，以及使用第二电流来改变电容器的充电电流。方法还包含使用自适应最小占空比电路150，其包含具有耦合到误差电压信号VCT的栅极节点的第一PMOS晶体管(P型金属氧化物硅晶体管)PM1、具有耦合到第三参考电压VR3的栅极节点的第一NMOS晶体管(N型金属氧化物硅晶体管)NM1、以及第一电阻器R1。自适应最小占空比电路150还包含电流镜151，其具有耦合到串联连接的第一NMOS晶体管NM1、第一电阻器R1及第一PMOS晶体管PM1的第一分支151-1，以及向振荡器电路130提供第二电流I2的第二分支151-2。如在431展示，方法包含确定是否达到最小接通时间条件，且如果达到，那么提供使第二电流耦合到振荡器电路的自适应最小占空比启用信号。
在450，方法包含使用脉宽调制基于误差电压信号及时钟信号产生切换控制信号。在图1及2的实例中，脉宽调制(PWM)电路124包含比较器PWM CMP，其被配置成比较误差电压信号VCT及锯齿信号VSUM，接着提供输出信号125。PWM电路124还包含锁存器126，其被配置为接收来自比较器PWM CMP的输出信号125及来自振荡器电路130的时钟信号VSET，并提供第一及第二切换控制信号127及128，以使用PWM控制来控制第一开关114及第二开关115。
在460，方法包含施加切换控制信号以控制SMPS的功率开关。在图1及2的实例中，PWM电路124被配置为接收来自比较器PWM CMP的输出信号125及来自振荡器电路130的时钟信号VSET，并提供第一及第二切换控制信号127及128，以使用PWM控制来控制第一开关114及第二开关115。
在一些实施例中，确定是否达到最小接通时间条件包含将划分的输入电压与阈值电压进行比较。在替代实施例中，确定是否达到最小接通时间条件包括将测量的接通时间(Ton)与预设最小接通时间(Ton_min)进行比较。
图5展示说明体现本发明的某些方面的包含自适应最小占空比的降压转换器的操作的模拟波形。图6展示图5的波形的一部分的放大视图。图5展示针对给定的固定VOUT＝5V对于高达60V的扩展VIN，具有自适应最小占空比设计的DCDC降压转换器的模拟结果。图6展示图5的放大图，展示针对VIN＝60V及VOUT＝5V，开关节点电压及电感器电流的干净波形。
在图5及6中，水平轴展示时间，且垂直轴展示输入电压VIN、输出电压VOUT、切换节点113处的电压VSW及电感器116中的电流I_IND的模拟波形。图5展示实际上具有自适应最小占空比电路的转换器的开关节点电压VSW及电感器电流I_IND的干净波形，VIN一直操作到高达60V。如图6的放大图形所展示，在图5的约VIN＝60V的中心部分中，针对给定的固定5V的VOUT，DCDC降压转换器能够以干净逐循环电感器电流波形I_IND及连续的开关节点电压波形VSW进行正常调节。
图7展示说明没有上述自适应最小占空比的降压转换器的操作的模拟波形，且图8展示图7的波形的一部分的放大视图。图7展示没有自适应最小占空比设计的DCDC降压转换器的模拟结果，且对于给定的固定VOUT＝5V，VIN仅扩展高达31.5V。图8展示图7的放大图，展示针对约31.5V开始的VIN且VOUT＝5V的开关节点波形中的跳跃脉冲及电感器电流中的不稳定性。
在图7及8中，水平轴展示时间，且垂直轴展示输入电压VIN、输出电压VOUT、切换节点113处的电压VSW及电感器116中的电流I_IND的模拟波形。如图7及8所展示，在没有自适应最小占空比电路的情况下，DCDC降压转换器展示针对给定的固定5V的VOUT的从约VIN＝31.5V开始的异常线调节。如图8的具有异常线调节的放大图形所展示，开关节点波形VSW开始展示跳跃脉冲810，且电感器电流波形I_IND还展示次谐波振荡820。当满足条件“D_min＝Ton_min/T”时，Ton达到其物理最小值(Ton_min)，且切换周期T是固定的。任何进一步降低D_min的尝试将导致开关节点(VSW)中的脉冲跳跃及电感器电流(I_IND)中的不规则波形。开关节点波形中出现脉冲跳跃；因此，VOUT电压将展示不规则的电压纹波。当不规则的VOUT电压过低时，转换器将尝试在几个循环内供应更多的电感器电流来升高VOUT电压，对应于电感器电流波形I_IND的上坡。但归因于不规则波形，VOUT可被过校正得过高；然后转换器将电荷从VOUT节点拉出，对应于电感器电流波形I_IND的下坡。当VIN被拉到甚至更高的电压时，这些不规则性变得更糟。
上述实施例提供一种成本有效的解决方案，以利用更宽的操作电压范围来扩展DCDC转换器的最小占空比。其不需要额外的掩模层或重新设计复杂的高压放大器。如模拟结果中展示，具有自适应最小占空比电路的DCDC转换器展示扩展的操作范围，及输出电压、开关节点及电感器电流中的稳定波形，而没有脉冲跳跃或次谐波振荡。自适应方法还可应用于所有类型的DCDC转换器，且不仅限于降压转换器，例如，升压及降压-升压转换器的控制器。
虽然已关于其特定实施例详细描述主题，但所属领域的技术人员应了解，一旦理解了前述内容，就可容易地产生此类实施例的替代例、变化及等效物。因此，应理解，如所属领域的一般技术人员应容易地明白，本公开已经出于实例而不是限制的目的呈现，且不排除包含对主题的此类修改、变化及/或添加。实际上，本文中描述的方法及系统可以各种其它形式体现；此外，在不背离本公开的精神的情况下，可对本文中描述的方法及系统的形式作出各种省略、替代及改变。随附权利要求书及其等效物希望涵盖将落在本公开的范围及精神内的此类形式或修改。

Claims (20)

1.一种切换模式电源SMPS，其包括：
输入节点，其用于耦合到输入电压；
输出节点，其用于提供输出电压；
第一开关，其耦合在所述输入节点与切换节点之间；
第二开关，其耦合在所述切换节点与接地节点之间；
电感器，其耦合在所述切换节点与所述输出节点之间，用于响应于切换控制信号在所述第一及第二开关的控制下向所述输出节点提供电感器电流；
误差放大器，其被配置为将经采样输出电压与第一参考电压进行比较以提供误差电压信号；
振荡器电路，其用于提供时钟信号；自适应最小占空比电路，其被配置为接收所述误差电压信号，并响应于所述误差电压信号而产生电流信号以改变所述时钟信号的振荡频率；及
脉宽调制PWM电路，其被配置为接收所述误差电压信号及所述时钟信号，并提供所述切换控制信号以控制所述第一及第二开关。
2.根据权利要求1所述的切换模式电源，所述振荡器电路包括：
电容器；
第一恒定电流源；
电流镜，其耦合到所述第一恒定电流源，以提供用于对所述电容器充电的第一电流；
比较器，其用于将所述电容器上的电压与第二参考电压进行比较以用于使所述电容器放电；及
反相器，其耦合到所述比较器的输出以提供时钟信号。
3.根据权利要求2所述的切换模式电源，所述自适应最小占空比电路包括：
第一PMOS晶体管(P型金属氧化物硅晶体管)，其栅极节点耦合到所述误差电压信号；
第一NMOS晶体管(N型金属氧化物硅晶体管)，其栅极节点耦合到第三参考电压；
第一电阻器；及
电流镜，其具有：
第一分支，其耦合到串联连接的所述第一NMOS晶体管、所述第一电阻器及所述第一PMOS晶体管；及
第二分支，其向所述振荡器电路提供第二电流。
4.根据权利要求3所述的切换模式电源，其中所述自适应最小占空比电路进一步包括自适应最小占空比启用电路，所述自适应最小占空比启用电路被配置为确定是否达到最小接通时间条件，且如果达到，那么提供自适应最小占空比启用信号，所述信号使所述第二电流耦合到所述振荡器电路。
5.根据权利要求4所述的切换模式电源，其中所述自适应最小占空比启用电路进一步被配置为在提供所述自适应最小占空比启用信号之前确定满足以下条件：
软启动完成；
输出电压功率良好；及
连续导通模式CCM或强制PWM模式。
6.根据权利要求4所述的切换模式电源，其中所述自适应最小占空比电路进一步包括第二电流源(IPTAT)；
其中所述自适应最小占空比启用信号进一步使所述第二电流源(IPTAT)耦合到所述振荡器电路，并使所述第一恒定电流源与所述振荡器电路解耦。
7.根据权利要求4所述的切换模式电源，所述PWM电路包括：
比较器，其被配置为比较所述误差电压信号及所述锯齿信号并提供输出信号；
锁存器，其被配置为接收来自所述比较器的所述输出信号，并使用脉宽调制PWM提供所述切换控制信号以控制所述第一及第二开关；及
电流感测电路，其包含放大器、晶体管及电阻器，所述电流感测电路被配置为提供信号。
8.根据权利要求4所述的切换模式电源，所述切换模式电源被配置为降压转换器。
9.一种用于切换模式电源SMPS的控制器，其包括：
误差放大器，其被配置为将所述SMPS的经采样输出电压与第一参考电压进行比较以产生误差电压信号；
振荡器电路，其被配置以提供时钟信号；
自适应最小占空比电路，其被配置为接收所述误差电压信号，并响应于所述误差电压信号产生电流信号以改变所述时钟信号的振荡频率；及
PWM切换控制电路，其被配置为接收所述误差电压信号及所述时钟信号，并提供用于控制所述SMPS的所述第一及第二功率开关的PWM切换控制信号。
10.根据权利要求9所述的控制器，其中所述振荡器电路包括：
电容器；
第一恒定电流源；
电流镜，其耦合到所述第一恒定电流源，以提供用于对所述电容器充电的第一电流；
比较器，其用于将所述电容器上的电压与第二参考电压进行比较以用于使所述电容器放电；及
反相器，其耦合到所述比较器的输出以提供时钟信号。
11.根据权利要求10所述的控制器，其中所述自适应最小占空比电路包括：
第一PMOS晶体管(P型金属氧化物硅晶体管)，其栅极节点耦合到所述误差电压信号；
第一NMOS晶体管(N型金属氧化物硅晶体管)，其栅极节点耦合到第三参考电压；
第一电阻器；及
电流镜，其具有：
第一分支，其耦合到串联连接的所述第一NMOS晶体管、所述第一电阻器及所述第一PMOS晶体管；及
第二分支，其向所述振荡器电路提供第二电流。
12.根据权利要求11所述的控制器，其中所述自适应最小占空比电路进一步包括自适应最小占空比启用电路，所述自适应最小占空比启用电路被配置为确定是否达到最小接通时间条件，且如果达到，那么提供自适应最小占空比启用信号，所述信号使所述第二电流耦合到所述振荡器电路。
13.根据权利要求12所述的控制器，其中所述自适应最小占空比电路进一步包括第二电流源(IPTAT)；
其中所述自适应最小占空比启用信号进一步使所述第二电流源(IPTAT)耦合到所述振荡器电路，并使所述第一恒定电流源与所述振荡器电路解耦。
14.一种用于切换模式电源SMPS的方法，其包括：
基于所述SMPS的经采样输出电压与目标电压之间的差提供误差电压信号；
产生以振荡频率为特征的时钟信号；使用脉宽调制PWM基于所述误差电压信号及所述时钟信号产生切换控制信号；
根据所述误差电压信号改变所述时钟信号的所述振荡频率；及
施加所述切换控制信号以控制所述SMPS的所述第一及第二功率开关。
15.根据权利要求14所述的方法，其中产生时钟信号包括：
使用来自第一恒定电流源的第一电流对电容器充电；及
使用比较器用于将所述电容器上的电压与第二参考电压进行比较以确定用于使所述电容器放电的条件。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述振荡器频率包括：
使用所述误差电压信号作为输入而产生第二电流；及
使用所述第二电流改变所述电容器的充电电流。
17.根据权利要求16所述的方法，其进一步包括使用自适应最小占空比电路，所述自适应最小占空比电路包含：
第一PMOS晶体管(P型金属氧化物硅晶体管)，其栅极节点耦合到所述误差电压信号；
第一NMOS晶体管(N型金属氧化物硅晶体管)，其栅极节点耦合到第三参考电压；
第一电阻器；及
电流镜，其具有：
第一分支，其耦合到串联连接的所述第一NMOS晶体管、所述第一电阻器及所述第一PMOS晶体管；及
第二分支，其向所述振荡器电路提供第二电流。
18.根据权利要求16所述的方法，其进一步包括确定是否达到最小接通时间条件，且如果达到，那么提供自适应最小占空比启用信号，所述信号使所述第二电流耦合到所述振荡器电路。
19.根据权利要求18所述的方法，其中确定是否达到最小接通时间条件包括将划分的输入电压与阈值电压进行比较。
20.根据权利要求18所述的方法，其中确定是否达到最小接通时间条件包括将测量的接通时间与预设最小接通时间进行比较。
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