JP2010226931A

JP2010226931A - 絶縁形ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP2010226931A
Application number: JP2009074199A
Authority: JP
Inventors: Tomoyuki Mase; 知行間瀬; Toyonori Oyabu; 豊仙大藪; Nobuo Hirabayashi; 信夫平林
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2009-03-25
Filing date: 2009-03-25
Publication date: 2010-10-07
Anticipated expiration: 2029-03-25
Also published as: US8670247B2; EP2242170A2; US20100246215A1; JP5157987B2; CN101847933B; EP2242170A3; CN101847933A; EP2242170B1

Abstract

【課題】再起動時にソフトスタートで起動してもトランスが磁気飽和に至るのを防止して、アクティブクランプ回路を構成する補助スイッチとして電圧耐量の大きなスイッチング素子を用いる必要のない絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】トランス１０の一次巻線１１に対して補助スイッチＱ２とクランプコンデンサ１３の直列回路が接続されたアクティブクランプ回路を備えている。運転時には主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とが交互にオン／オフ制御される。制御装置２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータの停止時から再起動時までの間に、主スイッチＱ１をオフに保持した状態で、クランプコンデンサ１３の電圧がソフトスタートによる再起動時にトランス１０の磁気飽和に至る電圧未満になるまで補助スイッチＱ２のオン／オフを繰り返すように主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータに係り、詳しくはアクティブクランプ回路を備えた絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータとして、アクティブクランプ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータが利用されている（例えば特許文献１）。具体的には、例えば図８に示すように、トランス５０の一次巻線側の回路構成として主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２が用いられ、トランス５０の一次巻線に対してクランプコンデンサＣと補助スイッチＱ２の直列回路が並列に接続されてアクティブクランプ回路を構成している。主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２は図示しない制御回路により交互にオン／オフ制御される。補助スイッチＱ２の駆動信号は、主スイッチＱ１への駆動信号を反転して作られる。

また、アクティブクランプ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの起動時には、トランス５０の偏励磁を防止するために、ソフトスタートでＤＣ−ＤＣコンバータを起動させる。

特開２００６−１９１７４１号公報

図９に示すように、ソフトスタート時には、補助スイッチＱ２のデューティ（オン／オフ時間に対するオン時間の割合）は主スイッチＱ１のデューティより大きい。そして、補助スイッチＱ２がオン（時間ｔ２）の間のトランス５０の印加積Ｖｃ×ｔ２は、主スイッチＱ１がオン（時間ｔ１）の間のトランス５０の印加積Ｖ１×ｔ１より大きくなる。そのため、ソフトスタート開始時におけるクランプコンデンサＣに充電されている電荷の量、即ちクランプコンデンサＣの電圧によっては、偏励磁を引き起こし、偏励磁状態が続くと場合によってはトランス５０が磁気飽和してしまう。トランス５０が磁気飽和すればインダクタンスが急激に減少し、励磁電流が急激に増大して補助スイッチＱ２に過電流が流れる状態になり、補助スイッチＱ２が損傷する虞がある。補助スイッチＱ２に電圧・電流耐量の大きなスイッチング素子を用いれば損傷を回避することはできるが、コストアップになる。

特許文献１には、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２を制御する制御回路の起動時の電源をクランプコンデンサＣから取るように構成し、起動時にクランプコンデンサＣに蓄えられている電荷を制御回路の制御電源を構成するコンデンサに移すことによりクランプコンデンサＣに蓄えられた電荷を放電させる構成が提案されている。この構成では、新たな回路構成が必要になり、構造が複雑になるとともに製造コストも高くなる。

本発明は、前記従来の問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、再起動時にソフトスタートで起動してもトランスが磁気飽和に至るのを防止することができ、アクティブクランプ回路を構成する補助スイッチとして電圧・電流耐量の大きなスイッチング素子を用いる必要のない絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

前記の目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、トランスの一次巻線に対してスイッチング素子で形成された補助スイッチとクランプコンデンサの直列回路が接続されたアクティブクランプ回路を備え、運転時にはスイッチング素子で形成された主スイッチと前記補助スイッチとが交互にオン／オフ制御される絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータである。そして、絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの停止時から再起動時のソフトスタート開始までの間に、前記主スイッチをオフに保持した状態で、前記クランプコンデンサの電圧が、ソフトスタートによる再起動時にトランスが磁気飽和に至る電圧未満になるまで前記補助スイッチのオン／オフを繰り返すように前記主スイッチ及び前記補助スイッチを制御する磁気飽和防止制御を行う制御手段を備えている。ここで、「運転時」とは、直流電源の電力をトランスの一次側から二次側に供給する状態を意味する。また、「絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの停止」とは、主スイッチ及び補助スイッチが交互にオン／オフしてトランスの一次巻線に電圧を印加する動作を停止することを意味し、一次巻線に電圧を印加する目的以外で補助スイッチをオン／オフ動作させていても停止に含まれる。

この発明では、絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータが停止した後、再起動時のソフトスタートが開始されるまでの間に制御手段からの指令により、主スイッチがオフに保持された状態で補助スイッチだけがオン／オフを繰り返すように制御される。その結果、トランスの出力側へ電力が放出されてクランプコンデンサが放電されてクランプコンデンサの電圧が低下する。補助スイッチのオン／オフ動作は、クランプコンデンサの電圧が、ソフトスタートによる再起動時にトランスが磁気飽和に至る電圧未満になるまで行われる。したがって、絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの再起動時にソフトスタートで起動させて、補助スイッチを主スイッチより大きなデューティで動作させても、クランプコンデンサの電圧が低くなっているため、トランスが磁気飽和には至らない。そのため、アクティブクランプ回路を構成する補助スイッチとして電圧・電流耐量の大きなスイッチング素子を用いる必要がない。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記制御手段は再起動時に前記磁気飽和防止制御を行う。この発明では、制御手段は、再起動指令（起動指令）が入力されると、再起動の制御の実施に先立って磁気飽和防止制御を行う。したがって、絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの停止後、再起動が開始されるまでの任意のときに行う場合に比べて、停止からの経過時間を計測する必要もなく、必ず再起動に先立って磁気飽和防止制御を行うことができる。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載の発明において、前記磁気飽和防止制御の際における前記補助スイッチのオン時間は、前記トランスへの印加電圧Ｅと印加時間Ｔとの積であるＥＴ積より前記クランプコンデンサの残容量と前記補助スイッチのオン時間との積が小さくなるように設定されている。この発明では、クランプコンデンサの放電を行う際にトランスが飽和磁束密度に達する虞がない。

本発明によれば、再起動時にソフトスタートで起動してもトランスが磁気飽和に至るのを防止することができ、アクティブクランプ回路を構成する補助スイッチとして電圧・電流耐量の大きなスイッチング素子を用いる必要のない絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

一実施形態における絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。作用を説明するためのタイムチャート。別の実施形態における絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。別の実施形態における絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。別の実施形態における絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。別の実施形態における絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。別の実施形態における絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。従来技術の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。ソフトスタート時の作用を説明するためのタイムチャート。

以下、本発明をアクティブクランプフォワードコンバータ（以下、単にコンバータという場合もある。）に具体化した一実施形態を図１及び図２にしたがって説明する。
図１に示すように、トランス１０の一次巻線１１と主スイッチＱ１と直流電源１２とが直列に接続されている。主スイッチＱ１には、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴが使用され、一次巻線１１の第１端子１１ａが直流電源１２の正極端子と接続され、一次巻線１１の第２端子１１ｂが主スイッチＱ１のＭＯＳＦＥＴのドレインと接続されている。主スイッチＱ１のＭＯＳＦＥＴのソースは直流電源１２の負極端子に接続されている。主スイッチＱ１にはダイオードＤ１が逆並列に接続されている。

一次巻線１１に対して補助スイッチＱ２とクランプコンデンサ１３の直列回路が並列に接続されている。補助スイッチＱ２には、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴが使用されている。クランプコンデンサ１３は、一端が一次巻線１１と直流電源１２の正極端子との接続点に接続され、他端が補助スイッチＱ２のＭＯＳＦＥＴのドレインに接続されている。補助スイッチＱ２のＭＯＳＦＥＴはソースが一次巻線１１と主スイッチＱ１との接続点に接続されている。補助スイッチＱ２にはダイオードＤ２が逆並列に接続されている。補助スイッチＱ２とクランプコンデンサ１３の直列回路によりアクティブクランプ回路が構成されている。

トランス１０の二次巻線１４は中間タップ１４ｃを有し、中間タップ１４ｃと第２端子１４ｂとの間には、コイル１５とコンデンサ１６とＭＯＳＦＥＴ１７とが直列に接続されている。コンデンサ１６には抵抗（負荷）１８が並列に接続されている。二次巻線１４の第１端子１４ａはＭＯＳＦＥＴ１９を介してＭＯＳＦＥＴ１７のソースと接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１７にはダイオードＤ３が逆並列に接続され、ＭＯＳＦＥＴ１９にはダイオードＤ４が逆並列に接続されている。

主スイッチＱ１、補助スイッチＱ２及びＭＯＳＦＥＴ１７，１９はゲートにおいて制御手段としての制御装置２０に接続されている。制御装置２０は、ＣＰＵ及びメモリを備え、コンバータの運転時に主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２を交互にオン／オフ制御して直流電源１２の電力をトランス１０に供給する。制御装置２０は、両ＭＯＳＦＥＴ１７，１９を、一次巻線１１を流れる電流の向きの変化に同期して相補的にオン／オフ制御、即ち交互にオン、オフ制御する。

制御装置２０は、コンバータを起動する際には、補助スイッチＱ２のデューティ（オン／オフ時間に対するオン時間の割合）が主スイッチＱ１のデューティより大きいソフトスタートを行うように主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２を制御する。制御装置２０は、起動指令が入力されると、ソフトスタートの開始に先立って、磁気飽和防止制御を行うようになっている。磁気飽和防止制御とは、主スイッチＱ１をオフに保持した状態で、クランプコンデンサ１３の電圧が、ソフトスタートによる再起動時にトランス１０が磁気飽和に至る電圧未満になるまで、補助スイッチＱ２のオン／オフを繰り返すように主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２を制御する制御方法である。補助スイッチＱ２のオン／オフの周期は、例えば、運転時に補助スイッチＱ２をオン／オフ制御する際と同じ周期で行われる。

ソフトスタートによる再起動時にトランス１０が磁気飽和に至る電圧未満の電圧として０Ｖを採用すれば、ソフトスタートの際にトランス１０が磁気飽和に至る虞はないが、磁気飽和防止制御に要する時間が長くなる。そのため、ソフトスタートによる再起動時にトランス１０が磁気飽和に至る電圧の最小値を予め試験により求めて、その電圧を基準に余裕を見て電圧値を設定する。磁気飽和防止制御の際にクランプコンデンサ１３の電圧を電圧センス回路で検出してコンデンサ電圧が設定値に達したか否かの判断を行って、磁気飽和防止制御の終了時期を決定してもよいが、電圧センス回路が必要になる。この実施形態では、終了時期を磁気飽和防止制御開始からの補助スイッチＱ２の積算オンパルス数が予め設定された値に達したときを終了時期にしている。終了時期となる積算オンパルス数は、磁気飽和防止制御による補助スイッチＱ２のオン／オフの繰り返し制御が開始されてからコンデンサ電圧が前記設定値に達するまでに必要な積算オンパルス数を予め試験により求め、その積算オンパルス数を基準に、余裕を見た値に設定している。

磁気飽和防止制御の際における補助スイッチＱ２のオン時間は、トランス１０への印加電圧Ｅと印加時間Ｔとの積であるＥＴ積よりクランプコンデンサ１３の残容量と補助スイッチＱ２のオン時間との積が小さくなるように設定されている。

次に前記のように構成されたコンバータの作用を説明する。
運転時（定常状態）では、主スイッチＱ１がオンのときのトランス１０のＥＴ積と、補助スイッチＱ２がオンのときのトランス１０のＥＴ積とが同じになるデューティで、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２が交互にオン／オフ制御される。主スイッチＱ１がオン、補助スイッチＱ２がオフのときには、一次巻線１１に第１端子１１ａから第２端子１１ｂに向かう方向に電流が流れ、二次巻線１４には第２端子１４ｂから第１端子１４ａに向かう方向に電流が流れる。このとき、二次巻線１４に流れる電流が中間タップ１４ｃ及びコイル１５を経て抵抗１８に出力されるように、ＭＯＳＦＥＴ１７がオン状態に制御され、ＭＯＳＦＥＴ１９がオフ状態に制御される。一方、主スイッチＱ１がオフ、補助スイッチＱ２がオンのときには一次巻線１１に第２端子１１ｂから第１端子１１ａに向かう方向に電流が流れ、二次巻線１４には第１端子１４ａから第２端子１４ｂに向かう方向に電流が流れる。このとき、二次巻線１４に流れる電流が中間タップ１４ｃ及びコイル１５を経て抵抗１８に出力されるように、ＭＯＳＦＥＴ１９がオン状態に制御され、ＭＯＳＦＥＴ１７がオフ状態に制御される。即ち、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２が交互にオン／オフ制御されて一次巻線１１に流れる電流の向きが所定周期で変更されるとき、一次巻線１１に流れる電流の向きの変更に同期してＭＯＳＦＥＴ１７，１９が交互にオン・オフ制御されることにより、二次巻線１４に発生した電流は直流として抵抗１８に出力される。

制御装置２０は、起動スイッチ（図示せず）のオン操作等により再起動指令（起動指令）が入力されると、ソフトスタートの制御の実施に先立って磁気飽和防止制御を行う。磁気飽和防止制御では、主スイッチＱ１をオフに保持した状態で、クランプコンデンサ１３の電圧がソフトスタートによる再起動時にトランス１０の磁気飽和に至る電圧未満になるまで補助スイッチＱ２のオン／オフを繰り返すように主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２を制御する。制御装置２０は、磁気飽和防止制御の開始からの補助スイッチＱ２のオンパルス数を積算し、積算オンパルス数が予め設定された値に達すると、磁気飽和防止制御を終了し、ソフトスタートの制御を開始する。

補助スイッチＱ２のオン／オフの繰り返しにより、クランプコンデンサ１３に充電されている（残存している）電荷（電圧）が放電されて、図２に示すように、クランプコンデンサ１３の電圧Ｖｃが次第に低下する。また、トランス１０の印加電圧及びトランス電流も次第に小さくなる。そして、クランプコンデンサ１３の電圧Ｖｃが閾値電圧、即ちソフトスタートによる再起動時にトランス１０が磁気飽和に至る電圧未満の電圧以下になり、放電動作が終了した後、即ち、磁気飽和防止制御終了後、ソフトスタートが開始される。

ソフトスタート時には、補助スイッチＱ２のデューティ（オン／オフ時間に対するオン時間の割合）は主スイッチＱ１のデューティより大きい。しかし、磁気飽和防止制御により、クランプコンデンサ１３の電圧が充分小さな状態からソフトスタートが開始される。そのため、補助スイッチＱ２がオン（時間ｔ２）の間のトランス１０の印加積Ｖｃ×ｔ２は、主スイッチＱ１がオン（時間ｔ１）の間のトランス１０の印加積Ｖ１×ｔ１とアンバランスにはなるが、トランス１０が磁気飽和に至るほどの偏励磁には至らない。

この実施形態によれば、以下に示す効果を得ることができる。
（１）トランス１０の一次巻線１１に対して補助スイッチＱ２とクランプコンデンサ１３の直列回路が並列に接続されたアクティブクランプ回路を備え、運転時には主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とが交互にオン／オフ制御される。そして、コンバータの停止時から再起動時のソフトスタート開始までの間に、ソフトスタートの際にトランス１０が磁気飽和に至るのを防止するための磁気飽和防止制御を行う制御装置２０を備えている。磁気飽和防止制御は、主スイッチＱ１をオフに保持した状態で、クランプコンデンサ１３の電圧が、ソフトスタートによる再起動時にトランス１０が磁気飽和に至る電圧未満になるまで補助スイッチＱ２のオン／オフを繰り返すように主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２を制御する制御方法である。したがって、コンバータの再起動時にソフトスタートで起動させて、補助スイッチＱ２を主スイッチＱ１より大きなデューティで動作させても、クランプコンデンサ１３の電圧が低くなっているため、トランス１０が磁気飽和には至らない。そのため、アクティブクランプ回路を構成する補助スイッチＱ２として電圧・電流耐量の大きなスイッチング素子を用いる必要がない。

（２）制御装置２０はコンバータの再起動時に磁気飽和防止制御を行う。したがって、コンバータの停止後、再起動が開始されるまでの任意のときに行う場合に比べて、停止からの経過時間を計測する必要もなく、必ず再起動に先立って磁気飽和防止制御を行うことができる。

（３）磁気飽和防止制御の際における補助スイッチＱ２のオン時間は、トランス１０への印加電圧Ｅと印加時間Ｔとの積であるＥＴ積よりクランプコンデンサ１３の残容量と補助スイッチＱ２のオン時間との積が小さくなるように設定されている。したがって、クランプコンデンサ１３の放電を行う際にトランス１０が飽和磁束密度に達する虞がない。

（４）制御装置２０は、磁気飽和防止制御の終了時期を電圧センサ（電圧センス回路）で検出したクランプコンデンサ１３の電圧が設定電圧以下になった時とするのではなく、磁気飽和防止制御開始からの補助スイッチＱ２の積算オンパルス数で決定する。したがって、クランプコンデンサ１３の電圧を検出するための電圧センス回路が不要となり、ハードウエアを変更せずに、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２の制御プログラムを変更することにより対応することができる。

（５）ソフトスタートによる再起動時にトランス１０が磁気飽和に至る電圧未満の電圧として０Ｖではなく、ソフトスタートによる再起動時にトランス１０が磁気飽和に至る電圧の最小値を予め試験により求めて、その電圧を基準に余裕を見て電圧を設定している。したがって、クランプコンデンサ１３の電圧が０Ｖになるまで磁気飽和防止制御を行う構成に比べて磁気飽和防止制御に要する時間を短くすることができる。

（６）磁気飽和防止制御時における補助スイッチＱ２のオン／オフ周期は、運転時に補助スイッチＱ２がオン／オフ制御される際と同じ周期に設定されている。したがって、磁気飽和防止制御時に補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するために専用の駆動回路を新たに設ける必要がない。

実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○ 図３に示すように、本発明をブーストハーフブリッジコンバータに適用してもよい。この実施形態では、２次側の構成は前記実施形態と同様で、一次側の構成が異なっている。コイル２１と主スイッチＱ１と直流電源１２とが直列に接続されるとともに、トランス２２の一次巻線２３とコンデンサ２４の直列回路が主スイッチＱ１に対し並列に接続されている。クランプコンデンサ１３と補助スイッチＱ２の直列回路がトランス２２の一次巻線２３に対し並列に接続されている。主スイッチＱ１にはダイオードＤ１が逆並列に接続され、補助スイッチＱ２にはダイオードＤ２が逆並列に接続されている。

○ アクティブクランプフォワードコンバータにおいて、アクティブクランプ回路を構成するクランプコンデンサ１３と補助スイッチＱ２の直列回路を一次巻線１１に対して並列に接続するのではなく、図４に示すように、主スイッチＱ１に対して並列に接続してもよい。

○ ブーストハーフブリッジコンバータにおいて、アクティブクランプ回路を構成するクランプコンデンサ１３と補助スイッチＱ２の直列回路を一次巻線１１に対して並列に接続するのではなく、図５に示すように、一次巻線２３とコンデンサ２４との直列回路に対して並列に接続してもよい。

○ 図６に示すように、２個のトランス２５とトランス２６を備えた２トランス方式アクティブクランプフォワードコンバータに適用してもよい。トランス２５の一次巻線２５ａとトランス２６の一次巻線２６ａと主スイッチＱ１と直流電源１２とが直列に接続されている。クランプコンデンサ１３と補助スイッチＱ２の直列回路が、トランス２５の一次巻線２５ａとトランス２６の一次巻線２６ａの直列回路に対し並列に接続されている。トランス２５の一次巻線２５ａにはコイル２７が並列に接続され、また、トランス２６の一次巻線２６ａにはコイル２８が並列に接続されている。主スイッチＱ１にはダイオードＤ１が逆並列に接続され、補助スイッチＱ２にはダイオードＤ２が逆並列に接続されている。トランス２５の二次巻線２５ｂとトランス２６の二次巻線２６ｂとが直列に接続され、両二次巻線２５ｂ，２６ｂの接続点にはコイル２９を介して直流電源３０の負極端子が接続されている。直流電源３０の正極端子とトランス２５の二次巻線２５ｂとの間には、ダイオードＤ５が、カソードが正極端子に対応するように接続されている。また、直流電源３０の正極端子とトランス２６の二次巻線２６ｂとの間には、ダイオードＤ６が、カソードが正極端子に対応するように接続されている。

○ 図７に示すように、２トランス方式アクティブクランプフォワードコンバータにおいて、トランス２５が別の一次巻線３１も有しており、トランス２６が別の一次巻線３２も有している構成にしてもよい。一次巻線３１と一次巻線３２の直列回路の一端がコンデンサ３３を介して直流電源１２の負極端子に接続されており、他端が主スイッチＱ１のＭＯＳＦＥＴのドレインに接続されている。クランプコンデンサ１３と補助スイッチＱ２の直列回路は、クランプコンデンサ１３の補助スイッチＱ２に接続された側と反対側が直流電源１２の負極端子に接続され、補助スイッチＱ２のＭＯＳＦＥＴのソースが主スイッチＱ１のＭＯＳＦＥＴのドレインに接続されている。

○ 制御装置２０が磁気飽和防止制御を実施する時期はコンバータの再起動時に限らず、コンバータの停止時から再起動時のソフトスタート開始までの間であればよく、例えば、停止時に、停止動作に引き続いて実施したり、停止から所定時間経過後に実施したりするようにしてもよい。

○ 磁気飽和防止制御においてコンデンサ電圧が０Ｖになった状態でクランプコンデンサ１３の放電動作を終了するようにしてもよい。しかし、コンデンサ電圧が０Ｖになるまで放電動作を実施すると時間がかかる。

○ 磁気飽和防止制御の際の補助スイッチＱ２のデューティは一定である必要はなく、例えば、デューティが次第に大きくなるようにしたり、デューティが複数段階で変化するようにしたりしてもよい。

○ 磁気飽和防止制御の終了時期を磁気飽和防止制御開始からの補助スイッチＱ２の積算オンパルス数で決定するのではなく、磁気飽和防止制御開始からの経過時間で決定してもよい。終了時期となる経過時間は、磁気飽和防止制御による補助スイッチＱ２のオン／オフの繰り返し制御が開始されてからコンデンサ電圧が、ソフトスタートによる再起動時にトランスが磁気飽和に至る電圧未満になるまでに必要な経過時間を予め試験により求め、その経過時間を基準に余裕を見て設定した時間に設定される。この場合も磁気飽和防止制御開始からの補助スイッチＱ２の積算オンパルス数で決定する場合と同様に電圧センス回路が不要である。

○ 磁気飽和防止制御の際にクランプコンデンサ１３の電圧を検出して、コンデンサ電圧が予め設定した電圧以下になったときに磁気飽和防止制御を終了するようにしてもよい。クランプコンデンサ１３の電圧を検出する方法では、電圧センス回路が必要になるが、予め試験により、クランプコンデンサ１３の電圧がソフトスタートによる再起動時にトランスの磁気飽和に至る電圧未満になるまでの磁気飽和防止制御開始からの経過時間や補助スイッチＱ２の積算オンパルス数を求める必要がない。

○ 主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２を構成するスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ）を用いてもよい。
以下の技術的思想（発明）は前記実施形態から把握できる。

（１）請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の発明において、前記制御手段は、前記磁気飽和防止制御の開始からの経過時間が予め設定された時間に達するまで前記補助スイッチのオン／オフを繰り返すように前記補助スイッチを制御する。

（２）請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の発明において、前記制御手段は、前記磁気飽和防止制御の開始からの前記補助スイッチのオン／オフの繰り返し回数が予め設定された回数に達するまで前記補助スイッチのオン／オフを繰り返すように前記補助スイッチを制御する。

（３）請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の発明において、前記制御手段は、前記磁気飽和防止制御時に前記クランプコンデンサの電圧を検出する電圧センサ（電圧センス回路）の検出信号から前記クランプコンデンサの電圧が、ソフトスタートによる再起動時にトランスの磁気飽和に至る電圧未満になるまで前記補助スイッチのオン／オフを繰り返すように前記補助スイッチを制御する。

Ｑ１…主スイッチ、Ｑ２…補助スイッチ、１０，２２，２５，２６…トランス、１１，２３，２５ａ，２６ａ，３１，３２…一次巻線、１３…クランプコンデンサ、２０…制御手段としての制御装置。

Claims

トランスの一次巻線に対してスイッチング素子で形成された補助スイッチとクランプコンデンサの直列回路が接続されたアクティブクランプ回路を備え、運転時にはスイッチング素子で形成された主スイッチと前記補助スイッチとが交互にオン／オフ制御される絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの停止時から再起動時のソフトスタート開始までの間に、前記主スイッチをオフに保持した状態で、前記クランプコンデンサの電圧が、ソフトスタートによる再起動時にトランスが磁気飽和に至る電圧未満になるまで前記補助スイッチのオン／オフを繰り返すように前記主スイッチ及び前記補助スイッチを制御する磁気飽和防止制御を行う制御手段を備えていることを特徴とする絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記制御手段は、再起動時に前記磁気飽和防止制御を行う請求項１に記載の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記磁気飽和防止制御の際における前記補助スイッチのオン時間は、前記トランスへの印加電圧Ｅと印加時間Ｔとの積であるＥＴ積より前記クランプコンデンサの残容量と前記補助スイッチのオン時間との積が小さくなるように設定されている請求項１又は請求項２に記載の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータ。