WO2013015214A1 - スイッチング電源 - Google Patents

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次夫 西村
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株式会社オートネットワーク技術研究所
住友電装株式会社
住友電気工業株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • a bridge circuit having a plurality of switches converts an input DC voltage into an AC voltage, and a transformer transforms the converted AC voltage and outputs it from an intermediate tap of a secondary coil.
  • the present invention relates to a switching power supply in which a smoothing circuit smoothes and outputs an output voltage.
  • FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the switching power supply device described in Patent Document 1.
  • an inverter 1 having an H-type bridge composed of four switches converts a DC voltage Vin applied to input terminals T1 and T2 provided at both ends of a capacitor 2 into an AC voltage.
  • a resonance inductor 4 and a primary coil of the transformer 3 are connected in series to the bridge portion of the H-shaped bridge, and the AC voltage converted by the inverter 1 is transformed by the transformer 3, and the transformed AC voltage is converted into a rectifier circuit. 5 is rectified.
  • the rectifier circuit 5 includes a diode 51 having an anode connected to one terminal TA of the secondary coil of the transformer 3 and a diode 52 having an anode connected to the other terminal TB of the secondary coil. These cathodes are connected in common.
  • the rectifier circuit 5 outputs the rectified DC voltage to the snubber circuit 6 from each cathode of the diodes 51 and 52 connected in common.
  • one terminal of a capacitor 61 is connected to the commonly connected cathodes of the diodes 51 and 52, and the other terminal of the capacitor 61 is connected to the anode of the diode 62 and one terminal of the regenerative inductor 63. It is connected.
  • the cathode of the diode 62 and the other terminal of the regenerative inductor 63 are connected to the intermediate tap of the secondary coil of the transformer 3.
  • the DC voltage whose surge voltage is absorbed and reduced by the snubber circuit 6 is smoothed by the smoothing circuit 7, and the smoothed DC voltage Vout is output from the output terminals T3 and T4.
  • one terminal of the inductor 71 is connected to one terminal of the capacitor 61 of the snubber circuit 6, and the other terminal of the inductor 71 is connected to one terminal of the output terminal T 3 and the capacitor 72.
  • the other terminal of the capacitor 72 is connected to the output terminal T4 and the intermediate tap of the secondary side coil of the transformer 3.
  • the LC series resonance circuit is configured by the capacitor 61 of the snubber circuit 6 and the resonance inductor 4 provided on the primary side of the transformer 3.
  • the surge voltage applied to the diodes 51 and 52 can be suppressed.
  • the surge voltage is suppressed by the snubber circuit 6 to prevent the diodes 51 and 52 of the rectifier circuit 5 from being damaged.
  • the inductance of the secondary coil of the transformer 3 that causes a surge voltage is large, so that the regenerative inductor 63 of the snubber circuit 6 is used.
  • the flowing current is large and the loss in the regenerative inductor 63 is large.
  • the present invention has been made in view of the above-described circumstances, and an object of the present invention is to provide a switching power supply capable of suppressing surge voltage with a low loss and a small number of components.
  • the switching power supply according to the first invention has a plurality of switches, a bridge circuit that converts an input DC voltage into an AC voltage by switching, and an AC voltage converted by the bridge circuit is applied to a primary coil and transformed.
  • a transformer for outputting a voltage from the intermediate tap of the secondary coil, two second switches for connecting and separating both ends of the secondary coil to a fixed potential, and a voltage output from the intermediate tap are smoothed
  • a smoothing circuit, and the second switch is turned on / off by each control signal synchronized with the switching to output a rectified DC voltage from the intermediate tap, and the smoothing circuit smoothes the DC voltage.
  • two power sources are connected to both ends of the secondary coil, and each of the currents from the both ends is allowed to flow therethrough.
  • a third switch connected between the capacitor and the intermediate tap, wherein the third switch is synchronized with the switching.
  • the capacitor is configured to be discharged from the capacitor to the smoothing circuit when turned on.
  • a bridge circuit having a plurality of switches converts an input DC voltage into an AC voltage by switching, and a transformer to which the AC voltage converted by the bridge circuit is applied to a primary coil is used to convert the transformed voltage.
  • Two second switches connect and disconnect both ends of the secondary coil to a fixed potential, respectively, and a smoothing circuit smoothes the voltage output from the intermediate tap.
  • Two diodes respectively connected to both ends of the secondary coil pass currents from both ends of the secondary coil, respectively, and a capacitor stores the currents passed by the two diodes.
  • the third switch connected between the capacitor and the intermediate tap of the secondary coil is turned on by the second control signal synchronized with the switching of the bridge circuit, the capacitor is discharged to the smoothing circuit.
  • the switching power supply according to the second invention is characterized in that the second control signal is generated based on a switching portion of each control signal.
  • the second control signal for turning on / off the third switch is created based on the switching portion of each control signal of the second switch.
  • a switching power supply has a plurality of switches, a bridge circuit that converts an input DC voltage into an AC voltage by switching, and an AC voltage converted by the bridge circuit is applied to a primary coil and transformed.
  • Transformer that outputs voltage from the intermediate tap of the secondary coil, two diodes each having a cathode connected to both ends of the secondary coil and an anode connected to a fixed potential, and the voltage output from the intermediate tap being smoothed
  • a switching power supply that outputs a DC voltage that is smoothed by the smoothing circuit, two second diodes that are respectively connected to both ends of the secondary coil and that allow current from the both ends to flow through the switching power supply.
  • the second switch by the second switch is turned on in synchronization with the switching, characterized in that the said capacitor is arranged to discharge to the smoothing circuit.
  • a bridge circuit having a plurality of switches converts an input DC voltage into an AC voltage by switching, and a transformer to which the AC voltage converted by the bridge circuit is applied to a primary coil is used to convert the transformed voltage.
  • Two diodes have cathodes connected to both ends of the secondary coil, anodes connected to a fixed potential, and a smoothing circuit smoothes the voltage output from the intermediate tap of the secondary coil and outputs a smoothed DC voltage .
  • Two second diodes connected to both ends of the secondary coil respectively pass current from both ends of the secondary coil, and a capacitor stores the current respectively passed through the second diode.
  • the second switch connected between the capacitor and the intermediate tap of the secondary coil is turned on in synchronization with the switching of the bridge circuit, thereby discharging from the capacitor to the smoothing circuit.
  • the smoothing circuit has a coil for smoothing a current from the intermediate tap, and the second switch is configured to be turned on by a voltage across the coil. It is characterized by.
  • the coil smoothes the current from the intermediate tap of the secondary coil, and the second switch is turned on by the voltage across the coil.
  • the switching power supply according to the present invention it is possible to realize a switching power supply capable of suppressing surge voltage with low loss and a small number of components.
  • Control part 11 Control signal preparation part 13 H type bridge circuit 14 Transformer C1, C2 Capacitor D1-D6 Diode L1 Primary coil L2, L3 Secondary coil L5 Choke coil (coil) M1-M4 FET (switch) M5, M6 Rectifier (second switch) M7 FET (second switch, third switch)
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing the main configuration of a switching power supply according to Embodiment 1 of the present invention.
  • This switching power supply is constituted by four N-channel MOS FETs (Field-Effect Transistors, switches) M1 to M4, and includes an H-type bridge circuit 13 for converting a given DC voltage into an AC voltage.
  • the H-type bridge circuit 13 is bridged by a primary coil L1 of the transformer 14, and the secondary coil of the transformer 14 is configured by two coils L2 and L3 separated by an intermediate tap.
  • each of the coils L2 and L3 is connected by an intermediate tap, and the other end of each of the coils L2 and L3 is connected to the drains of rectifying elements (second switches) M6 and M5 that are N-channel MOS FETs. Each is connected.
  • the source of the rectifying element M6 is grounded, the gate is grounded through the resistor R3, and is connected to the constant voltage source V1 through the resistor R4.
  • the source of the rectifying element M5 is grounded, the gate is grounded through the resistor R2, and is connected to the constant voltage source V2 through the resistor R5.
  • the other ends of the coils L2 and L3 are respectively connected to the anodes of the diodes D1 and D2, and the cathodes of the diodes D1 and D2 are commonly connected to one terminal of the capacitor C2.
  • the other terminal of the capacitor C2 is grounded.
  • One terminal of the capacitor C2 is also connected to the drain of an N-channel MOS type FET (third switch) M7, and the source of the FET M7 is connected to an intermediate tap of the secondary coils L2 and L3 of the transformer 14.
  • the diodes D1, D2, the capacitor C2, and the FET M7 constitute a snubber circuit that absorbs a surge generated from the secondary coils L2, L3 of the transformer 14.
  • the intermediate tap of the secondary coil of the transformer 14 is also connected to one terminal of the choke coil (coil) L5, and the other terminal of the choke coil L5 is connected to one terminal of the capacitor C1.
  • the other terminal of the capacitor C1 is grounded.
  • the choke coil L5 and the capacitor C1 constitute a smoothing circuit, and the DC voltage smoothed by the smoothing circuit is output from both terminals of the capacitor C1 as the output voltage of the switching power supply.
  • the gates of the FETs M1 to M4 and the rectifying elements M5 and M6 are given respective control signals from the control unit 10.
  • Each control signal from the control unit 10 of the rectifying elements M5 and M6 is also supplied to the control signal creating unit 11, and the control signal creating unit 11 creates a control signal for the FET M7 based on each given control signal, and the FET M7 Give to the gate.
  • the FET M ⁇ b> 1 and M ⁇ b> 4 and the FET M ⁇ b> 2 and M ⁇ b> 3 are turned on / off in a predetermined cycle according to each control signal from the control unit 10.
  • an AC voltage (current) having a predetermined period is generated in the primary coil L1 of the transformer 14, and an AC voltage corresponding to the winding ratio is induced in the secondary coils L2 and L3.
  • the rectifier elements M6 and M5 are turned on, respectively, so that current flows from the ground side to the secondary coils L2 and L3.
  • the voltage at each end of the secondary coil L2, L3 is maintained at approximately 0V. Therefore, the voltage of the intermediate tap rises by a voltage that the voltage at each end should be negative, and a full-wave rectified DC voltage is generated at the intermediate tap.
  • the drain-source voltage Vds of the rectifying element M5 on the positive voltage side is switched on / off of the FETs M1, M4 and FETs M2, M3, and the current direction of the primary coil L1 is switched.
  • a surge voltage is generated.
  • the surge voltage is I ⁇ ⁇ L / C.
  • Vds drain-source voltage
  • the capacitor C2 needs to be discharged until the current direction of the primary coil L1 is next switched and a surge voltage is generated in the drain-source voltage Vds of the rectifying element M6 that becomes the positive voltage side. Therefore, when the voltage VL (FIG. 3C) of the intermediate tap of the secondary coils L2 and L3 falls, as shown in FIG. 3D, the control signal generator 11 generates the drive signal Vg of the FET M7 and gives it to the gate. .
  • the FET M7 is turned on when the source voltage (intermediate tap voltage VL) falls and is lower than the gate voltage (Vg).
  • the capacitor C2 is discharged through the FET M7 and the choke coil L5 as shown by the arrow a in FIG. 2, and the discharge current IdM1 flows as shown in FIG. 3E.
  • the FET M7 is already off when the direction of the current of the primary coil L1 is switched and a surge voltage is generated in the drain-source voltage Vds of the rectifying element M6 that becomes the positive voltage side. The included charge is accumulated in the capacitor C2.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the control signal creation unit 11.
  • the control signal generation unit 11 includes a diode D3 to which the control signal Vgs5 of the rectifying element M5 is supplied to the cathode, and a diode D4 to which the control signal Vgs6 of the rectifying element M6 is supplied to the cathode.
  • the control signal generator 11 also includes an amplifier 12 having an input terminal that is commonly connected to the anodes of the diodes D3 and D4 and pulled up through the resistor R1 by the power supply voltage Vcc. From the output terminal of the amplifier 12, the FET M7 Control signal Vgs7 (Vg).
  • FIG. 5 is a timing chart showing an operation example of the control signal creation unit 11.
  • the control signals (drive signals) Vgs5 and Vgs6 of the rectifying elements M5 and M6 are repeatedly turned on and off with a shift of about a half cycle. Overlap each other.
  • the diodes D5 and D6 and the resistor R1 constitute an AND circuit, and when any of the control signals Vgs5 and Vgs6 is off, the input signal of the amplifier 12 is as shown in FIG. 5C due to a voltage drop due to the resistor R1. Off.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing an actual operation example of the switching power supply shown in FIG. 1, and FIG. 7 is a waveform diagram showing this operation example.
  • the input voltage to the bridge circuit 13 is 288 V
  • the output current from the switching power supply is 100 A.
  • FIG. 7A when a surge voltage is generated in the drain-source voltage Vds of the rectifying element M5, the control signal Vgs7 (FIG. 7C) of the FET M7 is output from the output voltage VL of the intermediate taps of the secondary coils L2 and L3 ( FET M7 is off because it is lower than the source voltage of FET M7 (FIG. 7B).
  • the current Id (FIG. 7F) including the surge voltage flows through the diode D2 and is accumulated in the capacitor C2, and the capacitor C2 is charged.
  • the voltage VC (FIG. 7D) increases.
  • the control signal Vgs7 (FIG. 7C) of the FET M7 is turned on and rises. Therefore, the control signal Vgs7 (FIG. 7C) becomes higher than the output voltage VL (source voltage of the FET M7) (FIG. 7B) of the intermediate taps of the secondary coils L2 and L3, and the FET M7 is turned on.
  • the capacitor C2 When the FET M7 is turned on, the capacitor C2 is discharged, and the discharge current Ifet (FIG. 7E) flows to the choke coil L5 through the FET M7. As a result, the charging voltage VC (FIG. 7D) of the capacitor C2 decreases.
  • the control signal Vgs7 (FIG. 7C) of the FET M7 When the control signal Vgs7 (FIG. 7C) of the FET M7 is turned off and becomes lower than the output voltage VL (source voltage of the FET M7) (FIG. 7B) of the intermediate taps of the secondary coils L2 and L3, the FET M7 is turned off. Thereafter, on the rectifying element M6 side, the same operation as that in the rectifying element M5 described above is performed, and the operations in the rectifying elements M5 and 6 are alternately performed.
  • the current Id including the surge voltage flows and accumulates in the capacitor C2 through the diode D2, so that the surge voltage can be suppressed to about 68 V as shown in FIG. 7A. .
  • the surge voltage without the diodes D1 and D2 and the capacitor C2 reaches about 108V as shown in FIG.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a main configuration of the switching power supply according to the second embodiment of the present invention.
  • an AC voltage input from an H-type bridge circuit 13 (FIG. 1, not shown) having four N-channel MOS type FETs (switches) M1 to M4 is converted into a primary coil L1 (FIG. 1).
  • the voltage transformed by the transformer 14 is output from the intermediate taps of the secondary coils L2 and L3.
  • each of the coils L2 and L3 is connected by an intermediate tap, and the other end of each of the coils L2 and L3 is replaced by the cathodes of the diodes D6 and D5 instead of the rectifying elements M6 and M5 (FIG. 1).
  • the anodes of the diodes D6 and D5 are respectively connected to the ground.
  • the gate of the FET (second switch) M7 is connected to the output side terminal of the choke coil L5 instead of the control signal generator 11 (FIG. 1), and the FET M7 has a gate-source voltage Vgs (both ends of the choke coil L5). ON / OFF by voltage). Since the other configuration of this switching power supply is the same as that of the switching power supply (FIG. 1) described in the first embodiment, the same parts are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the H-type bridge circuit 13 (FIG. 1) switches on / off the FETs M1, M4 and FETs M2, M3 at a predetermined cycle, and generates an alternating voltage with a predetermined cycle at the primary coil L1 of the transformer 14, thereby generating a secondary coil L2.
  • L3 is induced with an AC voltage corresponding to the winding ratio, as in the switching power supply described in the first embodiment.
  • the voltage Vds across the positive voltage side diode D5 is switched on / off between the FETs M1 and M4 and the FETs M2 and M3 (FIG. 1), and the current direction of the primary coil L1 of the transformer 14 is switched.
  • FIG. 10A a surge voltage is generated at the time of switching.
  • the surge voltage is I ⁇ ⁇ L / C.
  • the current including the surge voltage is accumulated in the capacitor C2 through the diode (second diode) D2, and the charging voltage VC of the capacitor C2 changes as shown in FIG. 10B.
  • the capacitor C2 is immediately fully charged and is not charged until it is discharged.
  • the capacitor C2 needs to be discharged until the direction of the current of the primary coil L1 is next switched and a surge voltage is generated at the voltage Vds across the diode D6 on the positive voltage side.
  • the FET M7 is turned on and the capacitor C2 is discharged at the timing when the voltage VL of the intermediate tap of the secondary coils L2 and L3 falls.
  • the FET M7 When the gate-source voltage Vgs becomes positive, the FET M7 is turned on, and the capacitor C2 is discharged through the FET M7 and the choke coil L5. This discharges the energy of the surge voltage stored in the capacitor C2 as the output of the switching power supply when the choke coil L5 is recirculated, and suppresses the surge voltage while preventing an increase in loss.
  • the FET M7 When the direction of the current of the primary coil L1 is switched and a surge voltage is generated in the voltage Vds across the diode D6 on the positive voltage side, the FET M7 is already turned off because the gate-source voltage Vgs is 0 or less. Therefore, the charge including the surge voltage is accumulated in the capacitor C2.
  • the bridge circuit converts the input DC voltage into an AC voltage
  • the transformer converts the converted AC voltage

Abstract

　低損失で部品数が少なく、サージ電圧を抑制することができるスイッチング電源を提供する。　ブリッジ回路１３が変換した交流電圧を変圧し、変圧した電圧を二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップから出力する変圧器１４と、二次コイルＬ２，Ｌ３の両端をそれぞれ固定電位に接離する２つの第２スイッチＭ６，Ｍ５とを備え、第２スイッチＭ６，Ｍ５がそれぞれオン／オフして整流した直流電圧を中間タップから出力するスイッチング電源。二次コイルＬ２，Ｌ３の両端にそれぞれ接続され、両端からの電流をそれぞれ通流させる２つのダイオードＤ１，Ｄ２と、その通流させた電流を蓄電するコンデンサＣ２と、コンデンサＣ２及び中間タップ間に接続された第３スイッチＭ７とを備え、第３スイッチＭ７がオンすることにより、コンデンサＣ２から平滑回路Ｌ５へ放電する構成である。

Description

スイッチング電源
　本発明は、複数のスイッチを有するブリッジ回路が、入力された直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を変圧器が変圧して二次コイルの中間タップから出力し、中間タップから出力された電圧を、平滑回路が平滑化して出力するスイッチング電源に関するものである。
　図１１は、特許文献１に記載されたスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。
　このスイッチング電源装置は、コンデンサ２の両端に設けられた入力端子Ｔ１，Ｔ２に与えられた直流電圧Ｖｉｎを、４つのスイッチで構成されたＨ型ブリッジを有するインバータ１が交流電圧に変換する。Ｈ型ブリッジの橋絡部分には、共振用インダクタ４及びトランス３の一次コイルが直列に接続され、インバータ１が変換した交流電圧は、トランス３により変圧され、変圧された交流電圧は、整流回路５により整流される。
　整流回路５は、トランス３の二次コイルの一方の端子ＴＡにアノードが接続されたダイオード５１と、二次コイルの他方の端子ＴＢにアノードが接続されたダイオード５２とを備え、ダイオード５１，５２の各カソードが共通接続されている。整流回路５は、整流した直流電圧を、共通接続されたダイオード５１，５２の各カソードから、スナバ回路６へ出力する。
　スナバ回路６は、ダイオード５１，５２の共通接続されたカソードに、コンデンサ６１の一方の端子が接続され、コンデンサ６１の他方の端子は、ダイオード６２のアノード、及び回生用インダクタ６３の一方の端子に接続されている。ダイオード６２のカソード、及び回生用インダクタ６３の他方の端子は、トランス３の二次コイルの中間タップに接続されている。
　スナバ回路６でサージ電圧を吸収低減された直流電圧は、平滑回路７で平滑化され、平滑化された直流電圧Ｖｏｕｔは、出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力される。
　平滑回路７は、スナバ回路６のコンデンサ６１の一方の端子に、インダクタ７１の一方の端子が接続され、インダクタ７１の他方の端子は、出力端子Ｔ３及びコンデンサ７２の一方の端子に接続されている。コンデンサ７２の他方の端子は、出力端子Ｔ４、及びトランス３の二次側コイルの中間タップに接続されている。
　このような構成のスイッチング電源装置では、スナバ回路６のコンデンサ６１と、トランス３の一次側に設けられた共振用インダクタ４とにより、ＬＣ直列共振回路を構成しており、これにより、整流回路５のダイオード５１，５２に印加されるサージ電圧を抑制できる。
特開２００５－１３７１７８号公報
　上述したようなスイッチング電源装置では、スナバ回路６によりサージ電圧を抑制することで、整流回路５のダイオード５１，５２が破損されるのを防止している。しかし、このようなスイッチング電源装置を、大電流を扱うＤＣ／ＤＣコンバータに適用した場合、サージ電圧の原因となるトランス３の二次コイルのインダクタンスが大きい為、スナバ回路６の回生用インダクタ６３に流れる電流が大きく、回生用インダクタ６３での損失が大きいという問題がある。
　本発明は、上述したような事情に鑑みてなされたものであり、低損失で部品数が少なく、サージ電圧を抑制することができるスイッチング電源を提供することを目的とする。
　第１発明に係るスイッチング電源は、複数のスイッチを有し、入力された直流電圧をスイッチングにより交流電圧に変換するブリッジ回路と、該ブリッジ回路が変換した交流電圧が一次コイルに印加され、変圧した電圧を二次コイルの中間タップから出力する変圧器と、該二次コイルの両端をそれぞれ固定電位に接離する為の２つの第２スイッチと、前記中間タップから出力された電圧を平滑化する平滑回路とを備え、前記第２スイッチが前記スイッチングに同期した各制御信号によりそれぞれオン／オフすることにより、整流した直流電圧を前記中間タップから出力し、前記平滑回路が平滑化した直流電圧を出力するスイッチング電源において、前記二次コイルの両端にそれぞれ接続され、該両端からの電流をそれぞれ通流させる２つのダイオードと、該ダイオードがそれぞれ通流させた電流を蓄電するコンデンサと、該コンデンサ及び前記中間タップ間に接続された第３スイッチとを備え、該第３スイッチが前記スイッチングに同期した第２制御信号によりオンすることにより、前記コンデンサから前記平滑回路へ放電するように構成してあることを特徴とする。
　このスイッチング電源では、複数のスイッチを有するブリッジ回路が、入力された直流電圧をスイッチングにより交流電圧に変換し、ブリッジ回路が変換した交流電圧が一次コイルに印加される変圧器が、変圧した電圧を二次コイルの中間タップから出力する。２つの第２スイッチが、二次コイルの両端をそれぞれ固定電位に接離し、平滑回路が、中間タップから出力された電圧を平滑化する。第２スイッチが、ブリッジ回路のスイッチングに同期した各制御信号でそれぞれオン／オフすることにより、整流した直流電圧を二次コイルの中間タップから出力し、平滑回路が平滑化した直流電圧を出力する。二次コイルの両端にそれぞれ接続された２つのダイオードが、二次コイルの両端からの電流をそれぞれ通流させ、コンデンサが、２つのダイオードがそれぞれ通流させた電流を蓄電する。コンデンサ及び二次コイルの中間タップ間に接続された第３スイッチが、ブリッジ回路のスイッチングに同期した第２制御信号によりオンすることにより、コンデンサから平滑回路へ放電する。
　第２発明に係るスイッチング電源は、前記第２制御信号は、前記各制御信号の切替わり部分に基づき作成するように構成してあることを特徴とする。
　このスイッチング電源では、第３スイッチをオン／オフする第２制御信号は、第２スイッチの各制御信号の切替わり部分に基づき作成する。
　第３発明に係るスイッチング電源は、複数のスイッチを有し、入力された直流電圧をスイッチングにより交流電圧に変換するブリッジ回路と、該ブリッジ回路が変換した交流電圧が一次コイルに印加され、変圧した電圧を二次コイルの中間タップから出力する変圧器と、該二次コイルの両端にカソードが、固定電位にアノードがそれぞれ接続された２つのダイオードと、前記中間タップから出力された電圧を平滑化する平滑回路とを備え、該平滑回路が平滑化した直流電圧を出力するスイッチング電源において、前記二次コイルの両端にそれぞれ接続され、該両端からの電流をそれぞれ通流させる２つの第２ダイオードと、該第２ダイオードがそれぞれ通流させた電流を蓄電するコンデンサと、該コンデンサ及び前記中間タップ間に接続された第２スイッチとを備え、該第２スイッチが前記スイッチングに同期してオンすることにより、前記コンデンサから前記平滑回路へ放電するように構成してあることを特徴とする。
　このスイッチング電源では、複数のスイッチを有するブリッジ回路が、入力された直流電圧をスイッチングにより交流電圧に変換し、ブリッジ回路が変換した交流電圧が一次コイルに印加される変圧器が、変圧した電圧を二次コイルの中間タップから出力する。２つのダイオードが、二次コイルの両端にカソードが、固定電位にアノードがそれぞれ接続され、平滑回路が、二次コイルの中間タップから出力された電圧を平滑化し、平滑化した直流電圧を出力する。二次コイルの両端にそれぞれ接続された２つの第２ダイオードが、二次コイルの両端からの電流をそれぞれ通流させ、コンデンサが、第２ダイオードがそれぞれ通流させた電流を蓄電する。コンデンサ及び二次コイルの中間タップ間に接続された第２スイッチが、ブリッジ回路のスイッチングに同期してオンすることにより、コンデンサから平滑回路へ放電する。
　第４発明に係るスイッチング電源は、前記平滑回路は、前記中間タップからの電流を平滑化するコイルを有し、前記第２スイッチは、該コイルの両端電圧によりオンするように構成してあることを特徴とする。
　このスイッチング電源では、平滑回路は、コイルが二次コイルの中間タップからの電流を平滑化し、第２スイッチは、コイルの両端電圧によりオンする。
　本発明に係るスイッチング電源によれば、低損失で部品数が少なく、サージ電圧を抑制することができるスイッチング電源を実現することができる。
本発明に係るスイッチング電源の実施の形態の要部構成を示す回路図である。 本発明に係るスイッチング電源の動作例を示す説明図である。 本発明に係るスイッチング電源の動作例を示すタイミングチャートである。 制御信号作成部の構成例を示すブロック図である。 制御信号作成部の動作例を示すタイミングチャートである。 図１に示すスイッチング電源の実際の動作例を示す説明図である。 図１に示すスイッチング電源の実際の動作例を示す波形図である。 従来のスイッチング電源の動作例を示す波形図である。 本発明に係るスイッチング電源の実施の形態の要部構成を示す回路図である。 本発明に係るスイッチング電源の動作例を示すタイミングチャートである。 従来のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。
　１０　制御部
　１１　制御信号作成部
　１３　Ｈ型ブリッジ回路
　１４　変圧器
　Ｃ１，Ｃ２　コンデンサ
　Ｄ１～Ｄ６　ダイオード
　Ｌ１　一次コイル
　Ｌ２，Ｌ３　二次コイル
　Ｌ５　チョークコイル（コイル）
　Ｍ１～Ｍ４　ＦＥＴ（スイッチ）
　Ｍ５，Ｍ６　整流素子（第２スイッチ）
　Ｍ７　ＦＥＴ（第２スイッチ、第３スイッチ）
　以下に、本発明をその実施の形態を示す図面に基づき説明する。
（実施の形態１）
　図１は、本発明に係るスイッチング電源の実施の形態１の要部構成を示す回路図である。
　このスイッチング電源は、４つのＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴ（Field-Effect Transistor、スイッチ）Ｍ１～Ｍ４により構成され、与えられた直流電圧を交流電圧に変換するＨ型ブリッジ回路１３を備えている。Ｈ型ブリッジ回路１３は、変圧器１４の一次コイルＬ１により橋絡され、変圧器１４の二次コイルは、中間タップにより分けられた２つのコイルＬ２，Ｌ３により構成されている。
　コイルＬ２，Ｌ３の各一方の端部は、中間タップで接続され、コイルＬ２，Ｌ３の各他方の端部は、ＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴである整流素子（第２スイッチ）Ｍ６，Ｍ５のドレインにそれぞれ接続されている。
　整流素子Ｍ６のソースは接地され、ゲートは、抵抗Ｒ３を通じて接地され、抵抗Ｒ４を通じて定電圧源Ｖ１に接続されている。
　整流素子Ｍ５のソースは接地され、ゲートは、抵抗Ｒ２を通じて接地され、抵抗Ｒ５を通じて定電圧源Ｖ２に接続されている。
　コイルＬ２，Ｌ３の各他方の端部は、また、ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードにそれぞれ接続され、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、コンデンサＣ２の一方の端子に共通接続されている。コンデンサＣ２の他方の端子は接地されている。
　コンデンサＣ２の一方の端子は、また、ＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴ（第３スイッチ）Ｍ７のドレインに接続され、ＦＥＴＭ７のソースは、変圧器１４の二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップに接続されている。
　ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ２及びＦＥＴＭ７は、変圧器１４の二次コイルＬ２，Ｌ３から発生するサージを吸収するスナバ回路を構成する。
　変圧器１４の二次コイルの中間タップは、また、チョークコイル（コイル）Ｌ５の一方の端子に接続され、チョークコイルＬ５の他方の端子は、コンデンサＣ１の一方の端子に接続されている。コンデンサＣ１の他方の端子は接地されている。
　チョークコイルＬ５及びコンデンサＣ１は、平滑回路を構成し、平滑回路が平滑化した直流電圧は、このスイッチング電源の出力電圧として、コンデンサＣ１の両端子から出力される。
　ＦＥＴＭ１～Ｍ４及び整流素子Ｍ５，Ｍ６の各ゲートは、制御部１０から各制御信号を与えられる。整流素子Ｍ５，Ｍ６の制御部１０からの各制御信号は、制御信号作成部１１へも与えられ、制御信号作成部１１は、与えられた各制御信号に基づきＦＥＴＭ７の制御信号を作成し、ＦＥＴＭ７のゲートへ与える。
　以下に、このような構成のスイッチング電源の動作例を、それを示す図２の説明図、及び図３のタイミングチャートを参照しながら説明する。
　Ｈ型ブリッジ回路１３は、制御部１０からの各制御信号により、所定周期でＦＥＴＭ１，Ｍ４とＦＥＴＭ２，Ｍ３とのオン／オフが切替わる。これにより、変圧器１４の一次コイルＬ１に所定周期の交流電圧（電流）が発生し、二次コイルＬ２，Ｌ３に巻線比に応じた交流電圧が誘起される。
　ここで、二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップ側でない各端部の電圧がそれぞれマイナスになるタイミングで、整流素子Ｍ６，Ｍ５をそれぞれオンにすると、接地側から二次コイルＬ２，Ｌ３へ電流が流れ、二次コイルＬ２，Ｌ３の各端部の電圧はそれぞれ略０Ｖに維持される。その為、中間タップの電圧は、各端部の電圧がそれぞれマイナスになるべきであった電圧分上昇し、中間タップには、全波整流された直流電圧が発生する。
　そのときの例えばプラス電圧側の整流素子Ｍ５のドレイン-ソース間電圧Ｖｄｓには、ＦＥＴＭ１，Ｍ４とＦＥＴＭ２，Ｍ３とのオン／オフが切替わり、一次コイルＬ１の電流の向きが切替わるタイミングで、図３Ａに示すように、サージ電圧が発生する。ここで、二次コイルＬ２，Ｌ３に流れる電流をＩ、二次コイルＬ２，Ｌ３の合成インダクタンスをＬ、合成キャパシタンスをＣとすると、サージ電圧はＩ×√Ｌ／Ｃとなる。
　尚、二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップの電圧ＶＬは、図３Ｃに示すように、整流素子Ｍ５のドレイン-ソース間電圧Ｖｄｓ（＝Ｖｔ）（図３Ａ）の１／２である。
　サージ電圧が発生したとき、ダイオードＤ２を通じて、サージ電圧分を含む電流がコンデンサＣ２に蓄積され、コンデンサＣ２の充電電圧ＶＣは、図３Ｂに示すように変化する。コンデンサＣ２は、即座に満充電状態になり、以後は放電する迄充電されない。
　コンデンサＣ２は、次に一次コイルＬ１の電流の向きが切替わり、プラス電圧側になる整流素子Ｍ６のドレイン-ソース間電圧Ｖｄｓにサージ電圧が発生する迄に、放電する必要がある。
　その為、二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップの電圧ＶＬ（図３Ｃ）が立ち下がるときに、図３Ｄに示すように、制御信号作成部１１がＦＥＴＭ７の駆動信号Ｖｇを作成してゲートに与える。ＦＥＴＭ７は、ソース電圧（中間タップの電圧ＶＬ）が立ち下がって、ゲート電圧（Ｖｇ）よりも低いときにオンになる。
　これにより、図２の矢印ａに示すように、コンデンサＣ２が、ＦＥＴＭ７、チョークコイルＬ５を通じて放電し、図３Ｅに示すように、その放電電流ＩｄＭ１が流れる。これは、コンデンサＣ２が蓄えたサージ電圧のエネルギーを、チョークコイルＬ５の還流時に、スイッチング電源の出力として放出しており、損失の増加を防止しつつ、サージ電圧を抑制している。
　ＦＥＴＭ７は、次に一次コイルＬ１の電流の向きが切替わり、プラス電圧側になる整流素子Ｍ６のドレイン-ソース間電圧Ｖｄｓにサージ電圧が発生するときには、既にオフになっており、サージ電圧分を含む電荷がコンデンサＣ２に蓄積される。
　図４は、制御信号作成部１１の構成例を示すブロック図である。
　制御信号作成部１１は、整流素子Ｍ５の制御信号Ｖｇｓ５がカソードに与えられるダイオードＤ３と、整流素子Ｍ６の制御信号Ｖｇｓ６がカソードに与えられるダイオードＤ４とを備えている。
　制御信号作成部１１は、また、ダイオードＤ３，Ｄ４のアノードが共通接続され、電源電圧Ｖｃｃにより抵抗Ｒ１を通じてプルアップされた入力端子を有するアンプ１２を備えており、アンプ１２の出力端子より、ＦＥＴＭ７の制御信号Ｖｇｓ７（Ｖｇ）を出力する。
　図５は、制御信号作成部１１の動作例を示すタイミングチャートである。
　整流素子Ｍ５，Ｍ６の制御信号（駆動信号）Ｖｇｓ５，Ｖｇｓ６は、図５Ａ，Ｂに示すように、互いに約半周期ずれてオン／オフを繰り返しているが、オン信号の先端部及び後端部が互いに重なっている。
　ダイオードＤ５，Ｄ６及び抵抗Ｒ１は、論理積回路を構成しており、制御信号Ｖｇｓ５，Ｖｇｓ６の何れかがオフのとき、抵抗Ｒ１による電圧降下により、アンプ１２の入力信号は、図５Ｃに示すようにオフである。
　制御信号Ｖｇｓ５，Ｖｇｓ６の両方がオン（Ｖｃｃ）であり、オン信号の先端部及び後端部が互いに重なっているとき、抵抗Ｒ１による電圧降下は生じず、アンプ１２の入力信号は、図５Ｃに示すようにオン（Ｖｃｃ）である。アンプ１２は、図５Ｄに示すように、このオン信号を所定時間遅延させて、ＦＥＴ（スイッチデバイス）Ｍ７の制御信号（駆動信号）Ｖｇｓ７として出力する。
　図６は、図１に示すスイッチング電源の実際の動作例を示す説明図であり、図７は、この動作例を示す波形図である。尚、この際の、ブリッジ回路１３への入力電圧は２８８Ｖ、スイッチング電源からの出力電流は１００Ａである。
　図７Ａに示すように、整流素子Ｍ５のドレイン-ソース間電圧Ｖｄｓにサージ電圧が発生するとき、ＦＥＴＭ７の制御信号Ｖｇｓ７（図７Ｃ）は、二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップの出力電圧ＶＬ（ＦＥＴＭ７のソース電圧）（図７Ｂ）より低いので、ＦＥＴＭ７はオフになっている。
　従って、整流素子Ｍ５のドレイン-ソース間電圧Ｖｄｓにサージ電圧が発生する際には、ダイオードＤ２を通じて、サージ電圧分を含む電流Ｉｄ（図７Ｆ）がコンデンサＣ２に流れて蓄積され、コンデンサＣ２の充電電圧ＶＣ（図７Ｄ）が上昇する。
　ブリッジ回路１３（図１）のスイッチングに同期して、整流素子Ｍ５のドレイン-ソース間電圧Ｖｄｓ（図７Ａ）が立ち下がるとき、ＦＥＴＭ７の制御信号Ｖｇｓ７（図７Ｃ）はオンになり上昇する。この為、制御信号Ｖｇｓ７（図７Ｃ）は、二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップの出力電圧ＶＬ（ＦＥＴＭ７のソース電圧）（図７Ｂ）より高くなり、ＦＥＴＭ７はオンになる。
　ＦＥＴＭ７がオンになると、コンデンサＣ２が放電し、その放電電流Ｉｆｅｔ（図７Ｅ）は、ＦＥＴＭ７を通じてチョークコイルＬ５へ流れる。これにより、コンデンサＣ２の充電電圧ＶＣ（図７Ｄ）が下降する。
　ＦＥＴＭ７の制御信号Ｖｇｓ７（図７Ｃ）がオフになり、二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップの出力電圧ＶＬ（ＦＥＴＭ７のソース電圧）（図７Ｂ）より低くなると、ＦＥＴＭ７はオフになる。以下、整流素子Ｍ６側においても、上述した整流素子Ｍ５における動作と同様に実行され、整流素子Ｍ５，６における動作が交互に実行される。
　上述したように、ダイオードＤ２を通じて、サージ電圧分を含む電流Ｉｄ（図７Ｆ）がコンデンサＣ２に流れて蓄積されることにより、図７Ａに示すように、サージ電圧を６８Ｖ程度に抑制することができる。ダイオードＤ１，Ｄ２及びコンデンサＣ２を備えない場合のサージ電圧は、図８に示すように１０８Ｖ程度に達する。
（実施の形態２）
　図９は、本発明に係るスイッチング電源の実施の形態２の要部構成を示す回路図である。
　このスイッチング電源は、４つのＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴ（スイッチ）Ｍ１～Ｍ４を有するＨ型ブリッジ回路１３（図１、図示省略）から入力された交流電圧が、変圧器１４の一次コイルＬ１（図１、図示省略）に印加され、変圧器１４が変圧した電圧は二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップから出力される。
　コイルＬ２，Ｌ３の各一方の端部は、中間タップで接続され、コイルＬ２，Ｌ３の各他方の端部は、整流素子Ｍ６，Ｍ５（図１）に代えて、ダイオードＤ６，Ｄ５のカソードがそれぞれ接続され、ダイオードＤ６，Ｄ５のアノードはそれぞれ接地されている。
　ＦＥＴ（第２スイッチ）Ｍ７のゲートは、制御信号作成部１１（図１）に代えて、チョークコイルＬ５の出力側端子に接続され、ＦＥＴＭ７は、ゲート－ソース間電圧Ｖｇｓ（チョークコイルＬ５の両端電圧）によりオン／オフする。
　このスイッチング電源のその他の構成は、実施の形態１で説明したスイッチング電源（図１）の構成と同様であるので、同一部分には同一符号を付して、説明を省略する。
　以下に、このような構成のスイッチング電源の動作を、それを示す図１０のタイミングチャートを参照しながら説明する。
　Ｈ型ブリッジ回路１３（図１）が、所定周期でＦＥＴＭ１，Ｍ４とＦＥＴＭ２，Ｍ３とのオン／オフを切替え、変圧器１４の一次コイルＬ１に所定周期の交流電圧を発生させ、二次コイルＬ２，Ｌ３に巻線比に応じた交流電圧が誘起されるのは、実施の形態１で説明したスイッチング電源と同様である。
　ここで、二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップ側でない各端部の電圧がそれぞれマイナスになると、ダイオードＤ６，Ｄ５を通じて、接地側から二次コイルＬ２，Ｌ３へ電流が流れ、二次コイルＬ２，Ｌ３の各端部の電圧はそれぞれ略０Ｖに維持される。その為、中間タップの電圧は、各端部の電圧がそれぞれマイナスになるべきであった電圧分上昇するので、中間タップには、全波整流された直流電圧が発生する。
　そのときの例えばプラス電圧側のダイオードＤ５の両端電圧Ｖｄｓには、ＦＥＴＭ１，Ｍ４とＦＥＴＭ２，Ｍ３（図１）とのオン／オフが切替わり、変圧器１４の一次コイルＬ１の電流の向きが切替わるタイミングで、図１０Ａに示すように、サージ電圧が発生する。ここで、二次コイルＬ２，Ｌ３に流れる電流をＩ、二次コイルＬ２，Ｌ３の合成インダクタンスをＬ、合成キャパシタンスをＣとすると、サージ電圧はＩ×√Ｌ／Ｃとなる。
　また、二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップの電圧ＶＬは、図１０Ｃに示すように、ダイオードＤ５の両端電圧Ｖｄｓ（＝Ｖｔ）（図１０Ａ）の１／２である。
　このとき、ダイオード（第２ダイオード）Ｄ２を通じて、サージ電圧分を含む電流がコンデンサＣ２に蓄積され、コンデンサＣ２の充電電圧ＶＣは、図１０Ｂに示すように変化する。コンデンサＣ２は、即座に満充電状態になり、以後は放電する迄充電されない。
　コンデンサＣ２は、次に一次コイルＬ１の電流の向きが切替わり、プラス電圧側になるダイオードＤ６の両端電圧Ｖｄｓにサージ電圧が発生する迄に、放電する必要がある。
　その為には、図１０Ｃに示すように、二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップの電圧ＶＬが立ち下がるタイミングで、ＦＥＴＭ７がオンになり、コンデンサＣ２が放電すれば良い。
　二次コイルＬ２，Ｌ３の中間タップの電圧ＶＬ（図１０Ｃ）は、上述したように、周期的に立ち下がるが、この電圧ＶＬは、平滑回路のチョークコイルＬ５及びコンデンサＣ１により、図１０Ｄに示すように平滑され、中間タップの電圧ＶＬ（＝Ｖｔ／２）より低い出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。
　この出力電圧Ｖｏｕｔ（チョークコイルＬ５の出力端子電圧）をＦＥＴＭ７のゲートに与えるので、ＦＥＴＭ７のソース電圧（中間タップの電圧ＶＬ）が立ち下がる際に、ＦＥＴＭ７のゲート-ソース間電圧Ｖｇｓ（チョークコイルＬ５の両端電圧＝Ｖｏｕｔ－ＶＬ）は、図１０Ｅに示すようにプラスになる。
　ゲート-ソース間電圧Ｖｇｓがプラスになることにより、ＦＥＴＭ７がオンになり、コンデンサＣ２が、ＦＥＴＭ７及びチョークコイルＬ５を通じて放電する。これは、コンデンサＣ２が蓄えたサージ電圧のエネルギーを、チョークコイルＬ５の還流時に、スイッチング電源の出力として放出しており、損失の増加を防止しつつ、サージ電圧を抑制している。
　次に、一次コイルＬ１の電流の向きが切替わり、プラス電圧側になるダイオードＤ６の両端電圧Ｖｄｓにサージ電圧が発生するときには、ＦＥＴＭ７は、ゲート-ソース間電圧Ｖｇｓが０以下になり、既にオフになっているので、サージ電圧分を含む電荷がコンデンサＣ２に蓄積される。
　本発明は、ブリッジ回路が、入力された直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を変圧器が変圧して二次コイルの中間タップから出力し、中間タップから出力された電圧を、平滑回路が平滑化して出力するスイッチング電源に適用できる。

Claims (4)

  1. 　複数のスイッチを有し、入力された直流電圧をスイッチングにより交流電圧に変換するブリッジ回路と、該ブリッジ回路が変換した交流電圧が一次コイルに印加され、変圧した電圧を二次コイルの中間タップから出力する変圧器と、該二次コイルの両端をそれぞれ固定電位に接離する為の２つの第２スイッチと、前記中間タップから出力された電圧を平滑化する平滑回路とを備え、前記第２スイッチが前記スイッチングに同期した各制御信号によりそれぞれオン／オフすることにより、整流した直流電圧を前記中間タップから出力し、前記平滑回路が平滑化した直流電圧を出力するスイッチング電源において、
    　前記二次コイルの両端にそれぞれ接続され、該両端からの電流をそれぞれ通流させる２つのダイオードと、該ダイオードがそれぞれ通流させた電流を蓄電するコンデンサと、該コンデンサ及び前記中間タップ間に接続された第３スイッチとを備え、該第３スイッチが前記スイッチングに同期した第２制御信号によりオンすることにより、前記コンデンサから前記平滑回路へ放電するように構成してあることを特徴とするスイッチング電源。
  2. 　前記第２制御信号は、前記各制御信号の切替わり部分に基づき作成するように構成してある請求項１記載のスイッチング電源。
  3. 　複数のスイッチを有し、入力された直流電圧をスイッチングにより交流電圧に変換するブリッジ回路と、該ブリッジ回路が変換した交流電圧が一次コイルに印加され、変圧した電圧を二次コイルの中間タップから出力する変圧器と、該二次コイルの両端にカソードが、固定電位にアノードがそれぞれ接続された２つのダイオードと、前記中間タップから出力された電圧を平滑化する平滑回路とを備え、該平滑回路が平滑化した直流電圧を出力するスイッチング電源において、
    　前記二次コイルの両端にそれぞれ接続され、該両端からの電流をそれぞれ通流させる２つの第２ダイオードと、該第２ダイオードがそれぞれ通流させた電流を蓄電するコンデンサと、該コンデンサ及び前記中間タップ間に接続された第２スイッチとを備え、該第２スイッチが前記スイッチングに同期してオンすることにより、前記コンデンサから前記平滑回路へ放電するように構成してあることを特徴とするスイッチング電源。
  4. 　前記平滑回路は、前記中間タップからの電流を平滑化するコイルを有し、前記第２スイッチは、該コイルの両端電圧によりオンするように構成してある請求項３記載のスイッチング電源。
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