KR101240746B1 - 플라이백 컨버터가 통합된 전력 컨버터 - Google Patents

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Abstract

보조 컨버터가 통합된 전력 컨버터가 개시된다. 전력 컨버터는 전원 입력단에 연결된 1차측 회로와, 1차측 회로와 자기적으로 결합된 2차측 회로를 통해 전원 입력단의 입력 전원을 스탠바이 전원으로 변환하여 공급하는 플라이백 컨버터와, 전원 입력단의 입력 전원을 메인 전원으로 변환하여 공급하며, 플라이백 컨버터의 2차측 회로를 통해 전원 입력단의 입력 전원을 스탠바이 전원으로 변환하여 공급하는 메인 컨버터를 포함함으로써, 전력 변환기의 효율을 향상시킬 수 있다.

Description

플라이백 컨버터가 통합된 전력 컨버터{POWER CONVERTER INTEGRATING FLYBACK CONVERTER}
본 발명은 전력 컨버터에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 효율을 향상시킬 수 있는 전력 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로 전자제품의 전원 시스템은 메인 전원을 제공하기 위한 메인 컨버터 외에도 스탠바이 전원을 제공하기 위해 별도의 독립된 보조 컨버터를 구비하고 있다. 이러한 구조를 가진 전자 제품의 전원 시스템은 전자 제품의 동작(이하 '정상모드'라 함) 중에는 메인 컨버터를 통해 메인 전원을 공급하며, 이와 별도로 독립된 보조 컨버터를 통해서도 항상 스탠바이 전원을 공급한다. 또한, 스탠바이 모드('스탠바이 모드'란 전자제품이 정상적으로 동작하기 전의 준비상태로 유지하기 위한 모드를 말한다)에서는 상술한 별도의 보조 컨버터를 통해 전자 제품에 스탠바이 전원을 공급하고 있다.
이러한 스탠바이 전원을 공급하기 위한 보조 컨버터로서, 최근 플라이백 컨버터가 많이 사용되고 있다. 상술한 플라이백 컨버터는 간단한 구조로 인해 많이 사용되기는 하지만, 스위칭 소자에 걸리는 높은 전압 스트레스와 하드 스위칭('하드 스위칭'이란 스위칭 소자간의 전압 또는 스위칭 소자를 흐르는 전류가 0이 아닌 상태에서 이루어지는 스위칭을 말한다)으로 인해 전원 시스템 전체의 효율이 낮아진다는 문제점이 있다.
본 발명의 과제는 상기 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로, 본 발명은 효율을 향상시킬 수 있는 전력 컨버터를 제공하는데 있다.
상기한 본 발명의 과제를 해결하기 위한 본 발명의 제1 기술적인 측면은, 전원 입력단에 연결된 1차측 회로와, 1차측 회로와 자기적으로 결합된 2차측 회로를 통해 전원 입력단의 입력 전원을 스탠바이 전원으로 변환하여 공급하는 플라이백 컨버터와, 전원 입력단의 입력 전원을 메인 전원으로 변환하여 공급하며, 플라이백 컨버터의 2차측 회로를 통해 전원 입력단의 입력 전원을 스탠바이 전원으로 변환하여 공급하는 메인 컨버터를 포함하는 전력 컨버터를 제안하는 것이다.
또한, 정상모드에서는 메인 컨버터를 통해 메인 전원 및 스탠바이 전원을 각각 공급하며, 스탠바이 모드에서는 플라이백 컨버터의 1차측 회로 및 2차측 회로를 이용하여 스탠바이 전원을 공급할 수 있다.
또한, 메인 컨버터는, 직렬 연결된 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자의 양단이 전원 입력단에 병렬 연결되며, 직렬 연결된 제3 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자의 양단이 전원 입력단에 병렬 연결된 브리지 회로와, 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자간 연결부위인 제1 노드와 제3 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자간 연결 부위인 제2 노드 사이에 연결된 1차측 권선과, 1차측 권선에 자기적으로 결합된 적어도 하나 이상의 2차측 권선을 가지는 트랜스포머와, 트랜스포머의 2차측 권선에 연결되는 LC 필터를 포함할 수 있다.
또한, 전력 컨버터는, 트랜스포머의 2차측 권선으로 흐르는 전류를 온오프하기 위한 스위칭 모듈을 더 포함할 수 있다.
또한, 플라이백 컨버터의 2차측 회로는, 트랜스포머의 2차측 권선의 양단과 LC 필터의 양단 사이에 설치될 수 있다.
또한, 전력 컨버터는, 플라이백 컨버터의 2차측 회로로 흐르는 전류를 온오프하기 위한 보조 스위칭 소자를 더 포함할 수 있다.
또한, 제1 스위칭 소자 내지는 제4 스위칭 소자 각각은, 병렬 연결된 기생 커패시터와 바디 다이오드를 포함하며, 제1 스위칭 소자 내지는 제4 스위칭 소자 각각은, 각 스위칭 소자에 포함된 기생 커패시턴스에 충전된 전압이 완전히 방전된 이후 턴온될 수 있다.
또한, 보조 스위칭 소자는, 제1 스위칭 소자 또는 제2 스위칭 소자의 턴온시 함께 턴온될 수 있다.
본 발명에 따르면, 별도의 스탠바이 전원으로 사용되는 보조 컨버터의 2차측 회로를 영전압 스위칭이 가능한 고효율을 가진 메인 컨버터에 통합시켜, 스탠바이 모드시에는 보조 컨버터만으로 스탠바이 전원을 공급하되, 정상모드에서는 보조 컨버터의 2차측 회로를 포함하는 메인 컨버터를 통해 부하에 메인 전원 및 스탠바이 전원을 함께 공급함으로써 전력 컨버터의 효율을 향상시킬 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 보조 컨버터가 통합된 전력 컨버터의 회로도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 컨버터의 주요부의 파형을 도시한 파형도이다.
도 3a 내지 도 3b는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 컨버터의 실험 파형을 도시한 파형도이다.
도 4는 종래 기술에 따른 전력 컨버터와 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 컨버터의 효율을 도시한 비교한 도면이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 컨버터의 회로도이다. 도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 컨버터의 주요부의 파형을 도시한 파형도이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 컨버터는 부하에 메인 전원을 공급하기 위한 메인 컨버터(100)와, 보조 컨버터(110)로서 부하에 스탠바이 전원(Vstanby)을 공급하기 위한 플라이백 컨버터를 포함한다.
보조 컨버터(110)의 1차측 회로(111)는 메인 컨버터(100)의 외부에 위치하며, 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)는 메인 컨버터(100)내로 통합된다. 이러한 구조를 가진 전력 컨버터는 정상모드에서는 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)를 포함하는 메인 컨버터(100)를 통해 부하에 메인 전원(VDC _ DC) 및 스탠바이 전원(Vstanby)을 함께 공급하며, 스탠바이 모드에서는 보조 컨버터(110)의 1차측 회로(111) 및 2차측 회로(112)만을 이용하여 부하에 스탠바이 전원(Vstanby)을 공급한다.
이하 도 1을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 컨버터를 상세하게 설명하기로 한다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 메인 컨버터(100)의 일 예시로서, 출력단에 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)가 통합된 형태의 위상 천이 DC/DC 풀-브리지 컨버터(PSFC: Phase Shift Full-Bridge Converter)가 도시되어 있다. 위상 천이 풀-브리지 DC/DC 컨버터는 낮은 전류/전압 스트레스와 영-전압 스위칭(ZVS; Zero Voltage Switching)으로 인한 높은 효율을 가진다는 장점 때문에 전력 어플리케이션에 있어서는 매우 유용하다는 장점이 있다.
구체적으로, 메인 컨버터(100)는 직렬 연결된 제1 스위칭 소자(Q1) 및 제2 스위칭 소자(Q2)의 양단이 전원 입력단에 병렬 연결되며, 직렬 연결된 제3 스위칭 소자(Q3)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 양단이 전원 입력단에 병렬 연결된 브리지 회로(Q1 내지 Q4)와, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제2 스위칭 소자(Q2)간 연결부위인 제1 노드(N1)와 제3 스위칭 소자(Q3)와 제4 스위칭 소자(Q4)간 연결 부위인 제2 노드(N2) 사이에 연결된 1차측 권선(101)과, 1차측 권선(101)에 자기적으로 결합된 적어도 하나 이상의 2차측 권선(102)을 가지는 트랜스포머(101, 102)와, 트랜스포머(101, 102)의 2차측 권선(102)에 연결되는 LC 필터(LO2, CO2)를 포함한다.
또한, 트랜스포머(1011, 102)의 2차측 권선(102)으로 흐르는 전류(iQ5, iQ6)의 흐름을 개폐하기 위한 스위칭 모듈(Q5, Q6)을 포함할 수 있다. 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)는 트랜스포머(101, 102)의 2차측 권선(102)의 양단과 LC 필터(LO2, CO2)의 양단 사이에 설치되며, 스위칭 소자(Qs)에 의해 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)로 흐르는 전류(iQS)의 흐름이 개폐된다.
한편, 트랜스포머(101, 102)의 권선비는 Np:Ns = n:1일 수 있으며, 1차측 권선(101)은 도시된 바와 같이 누설 인덕턴스(Llkg)와 자화 인덕턴스(Lm) 성분으로 표현될 수 있다. 한편, 제1 스위칭 소자(Q1) 내지 제4 스위칭 소자(Q4) 각각은 다이오드(D1 내지 D4)와 기생 커패시터 성분(C1 내지 C4)을 포함할 수 있다.
이러한 구조의 메인 컨버터(100)는 정상모드에서는 부하(RO2)에 메인 전원을, 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)를 통해서는 부하(RO1)에 스탠바이 전원(Vstanby)을 함께 공급하게 된다.
이하에서는 메인 컨버터(100)의 제1 스위칭 소자(Q1) 내지 제4 스위칭 소자(Q4), 트랜스포머(101, 102)의 1차측 권선(101)을 메인 컨버터(100)의 1차측 회로, 트랜스포머(101, 102)의 2차측 권선(102), 제5 스위칭 소자(Q5), 제6 스위칭 소자(Q6), LC 필터(LO2, CO2), 스위칭 소자(Qs) 및 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)를 메인 컨버터(100)의 2차측 회로라고 지칭하기로 한다.
한편, 보조 컨버터(110)는, 일 실시예로, 2차측이 벅 컨버터(Buck converter) 형태를 가진 플라이백 컨버터(Flyback Converter)를 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 보조 컨버터(110)의 1차측 회로(111)는 전원 입력단에 연결되며, 1차측 권선(111a)과 스탠바이 스위칭 소자(QSTB)가 직렬 연결되어 있다. 미설명된 Lm_STB는 1차측 권선(111a)의 자화 인덕턴스를 의미한다. 한편, 보조 컨버터(110)의 2차측 회로는 다이오드(DO1), 2차측 권선(112a)과 커패시터(CO1)로 구성된 벅 컨버터이며, 메인 컨버터(100)내로 통합되어 있다.
더욱 구체적으로 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)는 트랜스포머(111a, 112a)의 2차측 권선(102)의 양단과 LC 필터(LO2, CO2)의 양단 사이에 설치되며, 각 2차측 권선(102)에는 스위칭 소자(Q5, Q6)가 직렬로 연결될 수 있다.
한편, 스위칭 소자(Qs)에 의해 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)로 흐르는 전류의 흐름이 개폐된다. 이러한 보조 컨버터(110)는 스탠바이 모드에서 소정의 주파수 및 듀티를 갖는 펄스폭변조신호가 1차측 권선(111a)에 연결되어 있는 스탠바이 스위칭 소자(QSTB)의 게이트 단자에 인가되면, 스탠바이 스위칭 소자(QSTB)의 스위칭에 의해 트랜스포머(111a, 112a)의 1차측 권선(111a)으로부터 2차측 권선(112a)으로 에너지가 전달되며, 2차측 권선(112a)으로 공급된 에너지는 다이오드(Do1) 및 출력 캐패시터(Co1)를 거쳐 트랜스포머(111a, 112a)의 1차측 및 2차측의 권선비(n:1)에 따른 직류 전원으로 변환되어 스탠바이 전원인 출력 전압(Vstanby)이 출력된다. 하지만, 정상 모드에서는 스탠바이 스위칭 소자(QSTB)는 오프되므로, 1차측 회로(111)는 동작하지 않는다.
상술한 전력 컨버터는 정상모드에서는 메인 컨버터(100)의 제1 스위칭 소자(Q1) 내지 제6 스위칭 소자(Q6)의 제어를 통해 부하(RO2)에 메인 전원(VDC - DC)을, 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)의 보조 스위칭 소자(Qs)의 제어를 통해 부하(RO1)에 스탠바이 전원(Vstanby)을 공급한다(이 경우는 스탠바이 스위칭 소자(QSTB)는 턴 오프됨). 이때 보조 스위칭 소자(Qs)는 제1 스위칭 소자(Q1) 또는 제2 스위칭 소자(Q2)가 턴온되는 시점에서 함께 턴온됨으로써 보조 스위칭 소자(Qs)의 영전압 스위칭이 가능하여, 전력 변환기의 효율을 증가시킬 수 있다.
한편, 스탠바이 모드에서는 기존의 플라이백 컨버터의 동작과 동일하게 스탠바이 스위칭 소자(QSTB)의 제어를 통해 부하(RO1)에 스탠바이 전원(Vstanby)을 공급한다(이 경우는 메인 컨버터(100)의 제1 스위칭 소자(Q1) 내지 제6 스위칭 소자(Q6)의 제어는 이루어지지 않으며, 보조 스위칭 소자(Qs)는 턴 오프됨). 상술한 구성을 통해 전력 컨버터의 효율을 향상시킬 수 있는 효과가 있다.
이하 도 1 내지 도 2를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 보조 컨버터가 통합된 전력 컨버터의 동작 원리를 상세하게 설명하기로 한다.
스탠바이 모드의 경우, 메인 컨버터(100)의 제1 스위칭 소자(Q1) 내지 제6 스위칭 소자(Q6)는 턴 오프되며, 보조 컨버터의 1차측 회로(111)와 2차측 회로(112)만을 사용하며, 이 경우 동작은 기존 플라이백 컨버터 자체의 동작과 동일하므로 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
이하 도 1 및 도 2를 참조하여, 전력 컨버터가 정상 모드로 동작하는 경우를 가정하여, 정상 모드의 각 구간에 대하여 설명한다.
정상 모드의 각 구간은 크게 제1 구간(to ~ t1), 제2 구간(t1 ~ t2), 제3 구간(t2 ~ t3), 제4 구간(t3 ~ t4), 제5 구간(t4 ~ t5), 제6 구간(t5 ~ t6)으로 나누어질 수 있다. 제4 구간(t3 ~ t4) 내지 제6 구간(t5 ~ t6)은 제1 구간(t0 ~ t0) 내지 제3 구간(t2 ~ t3)과 동일한 원리에 의해 동작하며, 따라서 발명의 간명화를 위해 제1 구간(t0 ~ t0) 내지 제3 구간(t2 ~ t3)을 중심으로 설명한다.
1. 제1 구간( to ~ t1 ) - Q 1 / Q 3 / Q 5 / Qs : ON , Q 2 / Q 4 / Q 6 : OFF
제1 스위칭 소자(Q1)와 제3 스위칭 소자(Q3)가 턴온 상태이므로 메인 컨버터(100)의 1차측 권선(101)의 전압(Vpri)은 전원 전압(Vs)과 같다. 따라서 제1 스위칭 소자(Q1) - 트랜스포머의 1차측 권선(101) - 제3 스위칭 소자(Q3)의 경로를 통해 흐르는 1차측 전류(ipri)는 일정한 기울기로 상승한다. 한편, 제5 스위칭 소자(Q5)가 턴온 상태이므로, 2차측 권선(102a)의 전압(Vrec2)은 권선비(n:1)에 따라 Vs/n 전압이 되며, 그에 따라 인덕터(Lo2)로 흐르는 전류(iLO2)는 (Vs/n - VDC - DC)/LO2의 기울기를 가지고 상승한다. 또한, Qs가 턴온 상태이므로, 다이오드(DO1) 양단간 전압(Vrec1)은 Vs/n 전압이 되며, 인덕터(Lo1)로 흐르는 전류(iLO1)는 (Vs/n - VSTANBY)/LO1의 기울기를 가지고 상승한다.
한편, 제2 스위칭 소자(Q2)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 기생 커패시터(C2, C4)에는 각각 Vs의 전압이 충전된다. 상술한 바와 같이, 제1 구간에서는 메인 컨버터(100)의 1차측 회로(108)로부터 메인 컨버터(100)의 2차측 회로(109)로 메인 전원(VDC _ DC)이, 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)로는 스탠바이 전원(Vstanby)이 파워링된다. 기타 미설명된 부호 iQ5는 제5 스위칭 소자(Q5)를 흐르는 전류, iQ6는 제6 스위칭 소자(Q6)를 흐르는 전류를 의미한다.
2. 제2 구간( t1 ~ t2 ) - Q 1 / Q 3 / Q 5 : ON , Q 2 / Q 4 / Q 6 : OFF , Qs : TURN OFF
보조 스위칭 소자(Qs)가 턴 오프되는 구간이다. 보조 스위칭 소자(Qs)가 턴 오프됨에 따라, 메인 컨버터(100)와 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112) 간의 연결이 끊어진다. 그 결과 보조 스위칭 소자(Qs)를 통해 흐르는 전류(iQS)는 0이 되며, 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)의 인덕터(Lo1)에 흐르는 전류(iLo1)는 다이오드(Do1)를 통해 프리휠링(freewheeling)된다. 따라서, 다이오드(Do1) 양단간의 전압은 0V이며, 전류(iLo1)의 기울기는 VSTANBY/LO1이다.
한편, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제3 스위칭 소자(Q3)는 여전히 턴온 상태이므로 메인 컨버터(100)의 1차측 권선(101)의 전압(Vpri)는 여전히 전원 전압(Vs)과 같고, 제1 스위칭 소자(Q1) - 트랜스포머의 1차측 권선(101) - 제3 스위칭 소자(Q3)의 경로를 통해 흐르는 1차측 전류(ipri)는 일정한 기울기로 상승한다. 상술한 바와 같이 제2 구간에서는 메인 컨버터(100)의 1차측 회로(108)로부터 메인 컨버터(100)의 2차측 회로(109)로 메인 전원(VDC _ DC)만이 파워링된다. 한편, 제2 스위칭 소자(Q2)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 기생 커패시터(C2, C4)에는 각각 Vs의 전압이 충전되어 있다.
3. 제3 구간( t2 ~ t3 )
제3 구간은 보다 구체적으로 (a) 구간(t2~ta), (b) 구간(ta~tb), (c) 구간(tb~tc) (d) 구간(tc~td)의 4개의 구간으로 나누어질 수 있다. 이하 각 구간을 상세하게 설명한다.
(a) 구간( t2 ~ ta ) - Q 3 / Q 5 : ON , Q 2 / Q 4 / Q 6 /Qs: OFF , Q 1 : TURN OFF
제1 스위칭 소자(Q1)가 턴오프되는 구간이다. 제1 스위칭 소자(Q1)가 턴 오프됨에 따라, 제1 스위칭 소자(Q1)의 기생 커패시터(C1) - 트랜스포머의 1차측 권선(101) - 제3 스위칭 소자(Q3)의 경로를 통해 흐르는 1차측 전류(ipri)에 의해 제1 스위칭 소자(Q1)의 기생 커패시터(C1)가 전원전압(Vs)으로 충전되며, 메인 컨버터(100)의 1차측 권선(101)의 전압(Vpri)은 0으로 떨어진다. 메인 컨버터(100)의 1차측 전류(ipri) 역시 약간의 감소 구간이 생긴다.
한편, (a) 구간에서 제2 스위칭 소자(Q2)의 기생 커패시터(C2)에 충전된 전압(Vs)은 트랜스포머(101, 102)의 1차측 권선(101) - 제3 스위칭 소자(Q3)의 경로를 통해 0V로 방전된다. 또한, 보조 스위칭 소자(Qs)는 오프 상태이므로, 보조 스위칭 소자(Qs)를 통해 흐르는 전류(iQS)는 0이 되며, 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)의 인덕터(Lo1)에 흐르는 전류(iLo1)는 다이오드(Do1)를 통해 프리휠링(freewheeling)된다. 이때 전류(iLo1)의 기울기는 Vstanby/LO1이다.
(b) 구간( ta ~ tb ) - Q 3 / Q 5 : ON , Q 1 / Q 4 : OFF , Q 2 / Q 6 / Qs : TURN ON
제2 스위칭 소자(Q2), 제6 스위칭 소자(Q6), 보조 스위칭 소자(Qs)가 턴온되는 구간이다. 상기 (a) 구간에서 제2 스위칭 소자(Q2)의 기생 커패시터(C2)에 충전된 전압이 완전히 방전된 이후에 제2 스위칭 소자(Q2)가 턴온되므로 제2 스위칭 소자(Q2)에 대해서 영전압 스위칭이 가능하다. 메인 컨버터(100)의 1차측 권선(101)의 전압(Vpri)은 0V이며, 그에 따라 1차측 전류(ipri)는 제2 스위칭 소자(Q2) - 트랜스포머의 1차측 권선(101) - 제3 스위칭 소자(Q3)의 경로를 통해 흐른다. 다만, 도시된 바와 같이, 누설저항(미도시)에 의해 1차측 전류(ipri)는 약간 감소할 수 있다. 한편, 메인 컨버터(100)의 1차측 권선(101)의 전압(Vpri)은 0V이므로, 2차측 권선(102)의 전압(Vrec2)도 0V이다.
따라서, 보조 스위칭 소자(Qs)의 영전압 스위칭이 가능하게 되며, 메인 컨버터(100)의 인덕터(Lo2)로 흐르는 전류(iLO2)는 부하(Ro2)와 제5 스위칭 소자(Q5), 제6 스위칭 소자(Q6)를 통해 흐르게 된다. 한편, 보조 스위칭 소자(Qs)가 턴온 상태이므로, 다이오드(DO1) 양단간 전압(Vrec1) 역시 0V이며, 따라서 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)의 인덕터(Lo1)에 흐르는 전류(iLo1)는 다이오드(Do1)를 통해 프리휠링(freewheeling)된다. 이때 전류(iLo1)의 기울기는 VSTANBY/LO1이다.
(c) 구간( tb ~ tc ) - - Q 2 / Q 6 / Qs : ON , Q 1 Q 4 : OFF , Q 3 / Q 5 : TURN OFF
제3 스위칭 소자(Q3), 제5 스위칭 소자(Q5)가 턴오프되는 구간이다. 제3 스위칭 소자(Q3)가 턴 오프됨에 따라 제4 스위칭 소자(Q4)에 충전된 전압이 전원(Vs) - 제2 스위칭 소자(Q2) - 트랜스포머의 1차측 권선(101)의 경로를 통해 완전히 방전되며, 메인 컨버터(100)의 1차측 권선(101)의 전압(Vpri)은 0V에서 -Vs가 된다. 한편, 트랜스포머의 1차측 권선(101)의 전압이 0V에서 -Vs로 떨어짐에 따라 트랜스포머의 1차측 권선(101)에 흐르는 1차측 전류(ipri)도 점차 감소하게 된다. 그리고, 제5 스위칭 소자(Q5)가 턴 오프됨에 따라 기존 제5 스위칭 소자(Q5)의 채널를 통해 흐르던 전류는 다이오드(D5)를 통해 흐르게 된다.
제5 스위칭 소자(Q5)의 다이오드(D5)를 통해 흐르는 전류(iQ5)와 제6 스위칭 소자(Q6)의 바디를 통해 흐르는 전류(iQ6)의 합은 메인 컨버터(100)의 인덕터(Lo2)로 흐르는 전류(iLo2)의 합과 같으며, 도시된 바와 같이 보조 스위칭 소자(Qs)를 흐르는 전류(iQS)는 0이다. 한편, 도시된 바와 같이, 보조 컨버터(110)의 다이오드(DO1)의 전압(Vrec1)과 메인 컨버터(100)의 2차측 권선(102)의 전압(Vrec2)은 0V이다.
(d) 구간( tc ~ td ) - Q 2 / Q 6 / Qs : ON , Q 1 / Q 3 / Q 5 : OFF , Q 4 : TURN ON
제4 스위칭 소자(Q4)가 턴온되는 구간이다. 상기 (c) 구간에서 제4 스위칭 소자(Q4)의 기생 커패시터(C4)에 충전된 전압이 완전히 방전된 이후에 제4 스위칭 소자(Q4)가 턴온되므로 제4 스위칭 소자(Q4)에 대해서 영전압 스위칭이 가능하다. 제2 스위칭 소자(Q2)과 제4 스위칭 소자(Q4)가 턴온 상태이므로 메인 컨버터(100)의 1차측 권선(101)의 전압(Vpri)은 -Vs와 같으며, 그에 따라 제4 스위칭 소자(Q4) - 트랜스포머의 1차측 권선(101) - 제2 스위칭 소자(Q2)의 경로를 통해 흐르는 1차측 전류(ipri)는 일정한 기울기로 하강한다.
한편, 제5 스위칭 소자(Q5)의 다이오드(D5)를 통해 흐르는 전류(iQ5)와 제6 스위칭 소자(Q6)의 바디를 통해 흐르는 전류(iQ6)의 합은 메인 컨버터(100)의 인덕터(Lo2)로 흐르는 전류(iLo2)의 합과 같으며, 도시된 바와 같이 보조 스위칭 소자(Qs)를 흐르는 전류(iQS)는 0이 된다. 제6 스위칭 소자(Q6)를 흐르는 전류(iQ6)가 메인 컨버터(100)의 인덕터(Lo2)로 흐르는 전류(iLo2)와 같아질 때 보조 스위칭 소자(Qs)를 통해 전류(iQS)가 흐르게 된다. 한편, 도시된 바와 같이, 보조 컨버터(110)의 다이오드(DO1)의 전압(Vrec1)과 메인 컨버터(100)의 2차측 권선(102)의 전압(Vrec2)은 0V이다.
한편, 도 2에서 도면부호 Ts는 스위칭의 한 주기를 의미하며, 정상 모드에서의 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)의 출력전압인 스탠바이 전원(Vstanby)의 DC 변환율(conversion ratio)는 다음의 수학식 (1)과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112010083027803-pat00001
여기서, Ds는 보조 스위칭 소자(Qs)의 유효 시비율(duty ratio)를 의미하며, n은 보조 컨버터(110)의 1차측 권선(111a)과 2차측 권선(112a)의 권선비를 의미한다.
한편, 도 3a 내지 도 3b는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 컨버터의 실험 파형을 도시한 파형도로, 도 3a는 풀부하(full load)(100%)에서의 주요부의 파형을, 도 3b는 부하 변동에 다른 보조 스위칭 소자(Qs)의 전압(VQS)와 전류(iQS)의 파형을 도시한 도면이다.
도 3a를 참조하면, 도면부호 300은 메인 컨버터(100)의 1차측 권선(101)의 전압(Vpri)를, 도면부호 301은 메인 컨버터(100)의 1차측 권선(101)에 흐르는 전류(ipri)를 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 메인 컨버터(100)의 1차측 권선(101)의 전압(Vpri) 및 메인 컨버터(100)의 1차측 권선(101)에 흐르는 전류(ipri)가 도 2의 시뮬레이션 파형과 같이 제대로 동작하고 있음을 알 수 있다. 또한, 도면부호 302는 메인 컨버터(100)의 2차측 권선(102)의 전압(Vrec2)을, 도면부호 303은 보조 컨버터(110)의 다이오드(DO1) 양단간의 전압(Vrec1)을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 보조 컨버터(110)의 2차측 전압(Vrec1)의 주파수는 메인 컨버터(100)의 2차측 전압(Vrec2)의 주파수의 2배 정도로, 도 2의 시뮬레이션 파형과 같이 동작하고 있음을 알 수 있다.
한편, 도 3b를 참조하면, 도면부호 305는 풀 부하(100% 부하)에서의 보조 스위칭 소자(Qs)의 전압(VQS)와 전류(iQS)의 파형을, 도면부호 306은 50% 부하에서의 보조 스위칭 소자(Qs)의 전압(VQS)와 전류(iQS)의 파형을, 도면부호 307은 10% 부하에서의 보조 스위칭 소자(Qs)의 전압(VQS)와 전류(iQS)의 파형을 도시하고 있다. 도 3b에 도시된 바와 같이, 보조 스위칭 소자(Qs)가 제1 스위칭 소자(Q1) 또는 제2 스위칭 소자(Q2)의 턴온시 함께 턴온됨으로써, 10% 내지 100% 부하 상태하에서도 보조 스위칭 소자(Qs)의 영전압 스위칭이 가능하다는 것을 알 수 있다.
한편, 도 4는 종래 기술에 따른 전력 컨버터와 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 컨버터의 효율을 도시한 비교한 도면이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따라 보조 컨버터(110)의 2차측 회로(112)를 메인 컨버터(100)내로 통합시킴으로써, 20% 부하 내지 100% 부하 조건하에서도, 기존의 전력 컨버터(즉, 메인 컨버터와 별도로 보조 컨버터를 두는 경우)에 비해 효율이 향상됨을 알 수 있다.
이상 도면과 명세서에서 최적 실시예들이 개시되었다. 본 발명의 일 실시형태에 따르면, 메인 컨버터로 위상 천이 DC/DC 풀-브리지 컨버터(PSFC: Phase Shift Full-Bridge Converter)를, 보조 컨버터로 플라이백 컨버터를 설명하고 있으나, 이는 예시에 불과하며, 메인 컨버터와 보조 컨버터는 이 외에도 다양한 형태의 DC/DC 컨버터가 사용될 수 있음에 유의하여야 한다. 또한, 명세서에는 특정한 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
100: 메인 컨버터(위상 천이 풀-브리지 컨버터)
101: 메인 컨버터(위상 천이 풀-브리지 컨버터)의 1차측 권선
102: 메인 컨버터(위상 천이 풀-브리지 컨버터)의 2차측 권선
110: 보조 컨버터(플라이백 컨버터)
111: 보조 컨버터(플라이백 컨버터)의 1차측 회로
111a: 보조 컨버터(플라이백 컨버터)의 1차측 권선
112: 보조 컨버터(플라이백 컨버터)의 2차측 회로
112a: 보조 컨버터(플라이백 컨버터)의 2차측 권선

Claims (9)

  1. 전원 입력단에 연결된 1차측 회로와, 상기 1차측 회로와 자기적으로 결합된 2차측 회로를 통해 상기 전원 입력단의 입력 전원을 변환하여 스탠바이 전원으로 공급하는 플라이백 컨버터; 및
    상기 전원 입력단의 입력 전원을 변환하여 메인 전원으로 공급하며, 상기 플라이백 컨버터의 2차측 회로를 통해 상기 전원 입력단의 입력 전원을 변환하여 스탠바이 전원으로 공급하는 메인 컨버터를 포함하며,
    상기 메인 컨버터는 정상모드에서 상기 메인 전원을 공급하고, 상기 2차측 회로를 이용하여 상기 스탠바이 전원을 공급하며,
    상기 플라이백 컨버터는 상기 정상모드 이전에 수행되는 스탠바이 모드에서 상기 1차측 회로 및 상기 2차측 회로를 이용하여 상기 스탠바이 전원을 공급하는 것을 특징으로 하는 전력 컨버터.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 메인 컨버터는,
    직렬 연결된 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자의 양단이 전원 입력단에 병렬 연결되며, 직렬 연결된 제3 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자의 양단이 상기 전원 입력단에 병렬 연결된 브리지 회로;
    상기 제1 스위칭 소자와 상기 제2 스위칭 소자간 연결부위인 제1 노드와 상기 제3 스위칭 소자와 상기 제4 스위칭 소자간 연결 부위인 제2 노드 사이에 연결된 1차측 권선과, 상기 1차측 권선에 자기적으로 결합된 적어도 하나 이상의 2차측 권선을 가지는 트랜스포머; 및
    상기 트랜스포머의 2차측 권선에 연결되는 LC 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 전력 컨버터는,
    상기 트랜스포머의 2차측 권선으로 흐르는 전류를 온오프하기 위한 스위칭 모듈을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 컨버터.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 플라이백 컨버터의 2차측 회로는,
    상기 트랜스포머의 2차측 권선의 양단과 상기 LC 필터의 양단 사이에 설치되는 것을 특징으로 하는 전력 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 전력 컨버터는,
    상기 플라이백 컨버터의 2차측 회로로 흐르는 전류를 온오프하기 위한 보조 스위칭 소자를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자 내지는 상기 제4 스위칭 소자 각각은,
    병렬 연결된 기생 커패시터와 바디 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자 내지는 상기 제4 스위칭 소자 각각은,
    각 스위칭 소자에 포함된 기생 커패시턴스에 충전된 전압이 완전히 방전된 이후 턴온되는 것을 특징으로 하는 전력 컨버터.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 보조 스위칭 소자는,
    상기 제1 스위칭 소자 또는 상기 제2 스위칭 소자의 턴온시 함께 턴온되는 것을 특징으로 하는 전력 컨버터.
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