JP2004535150A - 電力コンバータの同期整流器を制御するための方法及び装置 - Google Patents
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title claims abstract description 105
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 19
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 24
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 3
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007812 deficiency Effects 0.000 description 1
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
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Abstract
入力部と出力部との間にパワースイッチ及び同期整流器(３０１)が接続された電力コンバータにおいて使用される制御回路、同期整流器(３０１)を動作禁止とする方法及び該制御回路と方法を用いた電力コンバータであって、一実施例において、該制御回路は、コンバータの出力部と同期整流器(３０１)に結合された同期整流器(３０１)コントローラに結合され、出力電圧の時間導関数を検出し、時間導関数が負で、かつ、所定値よりも大きいときに前記同期整流器(３０１)を動作禁止とする同期整流器(３０１)コントローラを含む。
Description
【技術分野】
【０００１】
この発明は、一般に同期整流器に関し、特に、出力電圧バイアス下での起動時に同期整流器を適切に制御するための簡素なコントローラを提供する手段に関する。
【背景技術】
【０００２】
コンバータに同期整流回路を用いると、起動（電源投入）時に、コンバータの出力電圧がゼロでなく多少の電圧がある場合に問題が発生する。これは、異なる出力電圧が必要とされ、かつ、動作が許可されている状態におけるシーケンスが確定しているシステムにおいて共通の問題である。通常、最も低い電圧用のコンバータが最初に立ち上がり、最も高い電圧用のコンバータが最後に立ち上がる。たとえ高い出力電圧用のコンバータが動作許可となる前であっても、集積回路（ＩＣ）内の寄生ダイオードによって、高い出力電圧用（例えば３.３Ｖ）のコンバータが、低い出力電圧用（例えば２.５Ｖ）のコンバータから印加される出力電圧を、定格出力より低い電圧として検知してしまう。同期整流器が適切に制御されない場合、低い出力電圧用のコンバータの出力電圧に瞬時低下が起こり、電流が制限され、両コンバータがラッチアップされてしまう。似たような問題が、同期整流器を持つコンバータがダイオードＯＲ回路なしで並列に接続され、ほとんど同時にシーケンス起動された時に起こる。
【０００３】
起動時に同期整流器を動作禁止とし、その後動作許可とすることができれば都合が良いが、残念ながら、この問題の解決は容易ではない。特に無負荷時や最小負荷の場合に、たとえ起動時に同期整流器を動作禁止としても、出力電圧が定格値に到達した後に急に動作許可とすると、コンバータの過大な負電流と出力電圧の低下が引き起こされてしまう。
【０００４】
停止時の過渡状態もまた、システムの重要な注意点である。同期整流器が、出力に対してインダクタを共通に介して出力に並列に接続された状態で、この過渡期に動作禁止とされなかった場合や正しく制御されなかった場合、同期整流器のループ上のインダクタと出力コンデンサとの共振によって出力に負電圧が発生し得る。同期整流器は正負両方向に電流を流せる装置なので、同期整流器は、負電圧を発生させる負のインダクタ電流を流すことになる。これは、多くの場合、負荷を故障させることになる。この問題は、２個かそれ以上のコンバータが並列に接続された場合に起こることがある。
【０００５】
従って、ここで必要なのは、電力コンバータに関連したこれらの過渡期に、同期整流器に改善された制御を与えるシステム及び方法である。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
従来の技術における上述の欠点に対処するため、入力部と出力部との間にパワースイッチ及び同期整流器が結合される電力コンバータに使用するための、制御回路、同期整流器を動作禁止にする方法及びその制御回路と方法を用いた電力コンバータを提供する。
【０００７】
一実施例において、制御回路は、電力コンバータの出力電圧の時間導関数を検出して、時間導関数が負で、かつ、設定値よりも大きい場合に、前記同期整流器を動作禁止とする前記同期整流器に結合された同期整流器コントローラを含むものである。
【０００８】
本発明の実施例においては、同期整流器はインダクタを介して電力コンバータの出力に並列に接続されるが、本発明は、電力コンバータに関するあらゆる場所に接続された同期整流器に対して同じように適用可能である。
【０００９】
本発明の実施例において、電力コンバータは、さらに複数の同期整流器を含むものである。同期整流器コントローラは、少なくとも１つの同期整流器を動作禁止にするように適応される。関連する代替案において、電力コンバータはさらに複数のパワースイッチを含む。本発明は、非絶縁型であれ、絶縁型であれ、少なくとも１つの同期整流器を用いたトポロジーに対して同様に応用可能である。
【００１０】
本発明の実施例において、同期整流器は、対応する少なくとも１つの同期整流器を動作許可又は動作禁止する少なくとも１つのロジックゲート及び出力電圧の前記時間導関数を検出するための微分手段からなる。微分手段は、反転入力部と非反転入力部を具備するコンパレータ、該コンパレータの前記反転入力部及び前記非反転入力部での定常状態での電圧と過渡状態における所定の大きさを定義するように抵抗値の各々が選択された抵抗回路、及び、前記電力コンバータの出力部と前記コンパレータの一方の入力部との間に接続されたコンデンサからなり、該コンデンサの容量が、前記コンパレータの一方の入力に接続された前記抵抗の抵抗値とともに時定数を決定し、該時定数は、前記出力部にゼロでない電圧が存在する状態での起動時に前記コンバータの適切な動作が行われるように充分長く設定される。もちろん、出力電圧の負の導関数を検出し、そのような状況下で同期整流器を動作禁止にする他のコントローラは、本発明の範囲に入るものである。
【００１１】
本発明の実施例において、同期整流器コントローラは、さらに、コンバータが起動され、出力電圧が一定制御に移行した後にコンパレータの動作を無効化するＯＮ/ＯＦＦ回路からなる。ＯＮ/ＯＦＦ回路は、前記コンバータが起動された瞬間から所定の時間経過後にコンパレータの動作を無効化する。関連する代替案において、ＯＮ/ＯＦＦ回路は、電力コンバータの出力電圧を検出し、出力電圧が起動シーケンス中に定格値に対して所定の割合に到達した時にコンパレータの動作を無効化する。
【００１２】
当業者であれば、この発明と同様の目的を実行するために他の構造を設計し、又は他の構造に変更することによって、開示した概念及び特定の実施例を容易に使用できるものとする。当業者であればまた、そのような同様の構成は、この発明の最も広い形態において本発明の精神と範囲から逸脱しないことが分かる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図に関して、一例として、特に図１に、ハーフブリッジコンバータが発明のコントローラとともに示されている。１次側スイッチ１０１及び１０２、同期整流器又はスイッチ３０１及び３０２、コンデンサ１０３及び１０４、トランス２００並びにインダクタ３００がハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータを構成する。発明はまた、同期整流器を用いた絶縁型ＤＣ/ＤＣコンバータ（例えば、フォワード、フライバック、ＳＥＰＩＣ、ＺＥＴＡ、Ｃｕｋ、プッシュプル、フルブリッジコンバータ、その他）と同様に非絶縁型（例えば、同期型、バック型、ブースト型、バックブースト型、Ｃｕｋコンバータ、その他）を含むトポロジーにおいても実現できる。入力電圧ＶＩＮはコンデンサ１０３と１０４に分圧される。トランス２００の１次巻線ＮＰの一端はこれらのコンデンサの接続点Ｎに接続され、他端はスイッチ１０１及び１０２の接続点Ｍに接続される。２つの２次巻線ＮＳ１とＮＳ２は直列接続されている。これらの巻線の接続点２０１はインダクタ３００の一端に接続され、インダクタ３００の他端はコンバータ出力ＶＯＵＴと負荷回路３０４に並列接続されるコンデンサ３０３に接続される。巻線ＮＳ１の他端は同期整流器（スイッチ）３０１に接続され、巻線ＮＳ２の他端は同期整流器（スイッチ）３０２に接続される。トランス２００の極性は、スイッチ１０１がオンのとき同期整流器３０１がオフとなるように選ばれる。逆に、スイッチ１０２がオンのとき同期整流器３０２はオフとなる。両スイッチ１０１及び１０２がオフの時、整流器３０１及び３０２は両方ともオンとなる。同期整流器３０１と３０２は、それぞれドライバ５０４と５０５によって駆動される。これらのドライバは反転動作を行うが、ロジックゲート５０１及び５０２の適切な更新とコンパレータ５００の入力の切換えに従って反転しないようにすることもできる。図２に、１次側スイッチ１０１及び１０２と同期整流器３０１及び３０２に対する駆動パルス波形を示す。スイッチ１０１及び１０２はともにＭＯＳＦＥＴで例示されるが、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）やバイポーラトランジスタでも実現できる。
【００１４】
コンバータの動作パラメータを調整するために、出力電圧ＶＯＵＴが検出され、１次側スイッチ１０２と１０１をそれぞれ駆動する駆動パルスＯＵＴ_ＡとＯＵＴ_Ｂを発生する制御回路５０に入力される。制御回路は、増幅器、基準電圧、変調器（例えばＰＷＭ式）、反転位相出力ＯＵＴ_Ａ及びＯＵＴ_Ｂを発生するドライバ段並びにオン/オフロジックを含む。コンバータによく見られる他の保護機能もまた含まれ得るが、それらは本発明の目的とは関係がないのでここには含まれていない。なお、絶縁フィードバック回路は説明簡略化のため省いた。
【００１５】
出力電圧ＶＯＵＴの出力低下勾配を検出する回路は、コンパレータ５００、抵抗４００、４０１、４０２、４０３及び４０４並びにコンデンサ４０５からなる。抵抗４００、４０１、４０２、４０３及び４０４は、コンパレータ５００の（抵抗４００及び４０１からなる抵抗分圧回路で決まる）反転入力電圧が、（抵抗４０２、４０３及びヒステリシス抵抗４０４からなる抵抗分圧回路で決まる）非反転入力電圧よりも低いときにコンパレータ５００の出力部にLow信号ＶＥを発生するように選択される。コンデンサ４０５はコンパレータ５００の反転入力部と出力電圧部ＶＯＵＴ間に接続され、抵抗４００と４０１とともに、コンデンサ４０５の容量及び抵抗４００と４０１の並列合成抵抗で決まる時定数を持ったＲＣ微分回路を構成する。コンパレータの出力ＶＥは２つの入力ロジックＯＲゲート５０１及び５０２の第１の入力部に入力される。駆動パルスＯＵＴ_ＡとＯＵＴ_Ｂは、ロジックゲート５０２と５０１の第２の入力部にそれぞれ入力される。ロジックゲート５０１の出力Ｖ５０１はドライバ５０４に入力され、ロジックゲート５０２の出力Ｖ５０２はドライバ５０５に入力される。
【００１６】
図２に関して、コンバータの通常動作中、コンパレータ５００の出力ＶＥはLowであり、同期整流器３０１及び３０２の駆動波形に影響を与えない。ＯＵＴ_ＡがHighの時、１次側スイッチ１０２と同期整流器３０１はオン状態となる一方、ＯＵＴ_ＢはLowであり、１次側スイッチ１０１及び同期整流器３０２の両方がオフとなる。ＯＵＴ_Ｂがスイッチング周期ＴＳの半周期ＴＳ/２後にHighとなると、同期整流器３０１はオフされる一方、同期整流器３０２は依然オンであり、１次側スイッチ１０２はオフのまま１次側スイッチ１０１はオンされる。時間ＴＰ２の後、ＯＵＴ_ＢがLowになり、ＯＵＴ_Ａは依然Lowで１次側スイッチ１０１及び１０２はオフである一方、同期整流器３０１及び３０２はオンである。スイッチング周期ＴＳの後から、このシーケンスが繰り返される。
【００１７】
図２に示すように、時間ｔ＝ｔ１に、コンパレータ５００の出力ＶＥがHighとなると、ロジックゲート５０１の出力Ｖ５０１は、ＯＵＴ_ＢにかかわらずHighとなり、ロジックゲート５０２の出力Ｖ５０２は、ＯＵＴ_ＡにかかわらずHighとなる。結果として、同期整流器３０１及び３０２はオフされ、ＶＥがHighである限り動作禁止となる。時間ｔ＝ｔ２で、ＶＥがLowとなると、同期整流器の通常動作が再開される。
【００１８】
コンバータが起動した時に、コンバータの出力が電圧Ｖ１の電圧源（例えば、他のコンバータの出力）から予めバイアスされている場合、一度コンバータが起動して同期整流器が動作許可となると（起動されると）、出力電圧ＶＯＵＴはその初期値Ｖ１から低下する傾向を持つ。その主な理由は以下の通りである。コンバータをソフトスタートさせるために、ＯＵＴ_ＡとＯＵＴ_Ｂのパルス幅ＴＰ１とＴＰ２が、出力電圧ＶＯＵＴの定電圧制御が開始されると、起動時の値ゼロから定常時の値まで広げられる。起動時において、起動直後はＯＵＴ_ＡとＯＵＴ_Ｂは非常に狭いパルスなので、同期整流器はスイッチング周期ＴＳのほとんどの期間でオン状態となり、インダクタ３００の電圧-時間平衡を負の値としてしまうことにより、バイアスされた電圧源Ｖ１から供給される負の平均インダクタ電流を発生させてしまう。この負のインダクタ電流は、適切に制御されなかった場合、電圧源Ｖ１に過大な負担をかけ、出力電圧ＶＯＵＴの低下を招くとともに、電圧源Ｖ１において過負荷保護が働くことによってバイアス電圧下での起動を抑止してしまうことになる。
【００１９】
抵抗４００、４０１、４０２、４０３及び４０４は、通常動作時にコンパレータ５００の非反転入力（Ｖ＋）が反転入力（Ｖ−）よりも小さくなるようにして、出力にLow信号ＶＥを発生するように設定される。ＶＥがLowの時、同期整流器３０１及び３０２の動作は影響を受けない。この場合、コンパレータ５００の非反転入力部の電圧は、
【数１】
となる。ここで、
【数２】
であり、//は抵抗４０３と４０４の並列接続を示し、Ｖccはコンパレータ５００の電源電圧である。
【００２０】
同様に、出力電圧ＶＯＵＴが一定制御されているとすると、つまり、
【数３】
とすると、コンパレータ５００の反転入力部の電圧は、
【数４】
となる。
【００２１】
コンパレータ５００は、Ｖ−＜Ｖ＋となった時、つまり、
【数５】
の時は必ず出力ＶＥをHighに変える。出力ＶＥがHighの時、コンパレータ５００の非反転入力部の電圧は、
【数６】
となる。
電圧差
【数７】
は、コンパレータ５００のヒステリシス電圧ＶＨを決める。図３は起動時のＶＥ及びＶＯＵＴの波形図である。ｔ＝ｔ０でコンバータが起動される前にコンバータの出力にＶ１が印加されている。電圧ＶＥがHighになり、同期整流器３０１及び３０２がオフされると出力電圧は時間ｔ＝ｔ１にかけて降下し始め、ＶＥがLowとなり、整流器３０１と３０２が再びオンされ、出力電圧ＶＯＵＴは、ＶＯＵＴが再び降下し始める時間ｔ＝ｔ２まで上昇することになる。時間ｔ＝ｔ３でＶＥはHighになり、再び同期整流器３０１及び３０２はオフされ、ＶＯＵＴは上昇する。この工程は、パルスＯＵＴ_ＡとＯＵＴ_Ｂが、同期整流器が動作許可状態でインダクタ３００に正の電圧-時間平衡を与えるのに十分広い幅になる時間ｔ＝ｔ６まで繰り返される。時間ｔ＝ｔ６以降は、コンバータはバイアス電圧が存在しないかのように通常の動作を再開し、時間ｔ＝ｔ７以降に定格値Ｖｎｏｍに到達する。時間ｔ＝ｔ０からｔ＝ｔ６の間、出力電圧ＶＯＵＴはヒステリシスＶＨと平均上昇勾配に従って発振する。
【００２２】
同期整流器を動作禁止とすることによって、コンバータは、負の総出力電流の発生によってＶ１の電圧源（往々にして他のコンバータ）の出力に負担がかかってしまう状況から保護される。コンデンサ４０５は、コンバータの出力から抵抗分圧回路４００及び４０１への交流カップリングのみを与える。コンデンサ４０５はＲ４００//Ｒ４０１とともに微分回路を構成する。時定数τ＝Ｃ４０５・（Ｒ４００//Ｒ４０１）は、バイアス電圧下での起動時にコンバータが適切な動作をできるように充分長く（例えば、図３におけるｔ６より長く）設定される。本例によると、時定数τはおよそ数百μｓから１ｍｓの間になる。
【００２３】
図１に示す発明はまた、コンバータの停止時にも適切に制御される。即ち、コンパレータ５００は停止時の過渡期にも同期整流器を動作禁止とし、インダクタ３００の負の総電流を防止することによって、停止時の過渡期にコンデンサ３０３と負荷回路３０４の負電圧を防止する。
【００２４】
図３について具体的には、ｔ＝ｔ０ではＶＯＵＴ≠０であり、ＶＯＵＴはバイアスされている。この時モジュールが起動される。ＶＯＵＴが降下しようとすると、ＶＥはHighとなり、同期整流器３０１及び３０２を動作禁止とする。ＶＯＵＴが降下するとまた、インダクタ電流ＩＬが負となる。時間ｔ＝ｔ７でモジュールのデューティサイクルが出力電圧の上昇を与えるほどに充分高くなるまで、出力電圧はバイアス電圧付近で跳ね返る。それゆえ、バイアス下でコンバータが急に動作許可となった時に起こるであろう過大な負電圧の過渡状態を回避することができる。
【００２５】
図４に示された他の例において、図５に示すように、同期整流器の各々が、対応する１次側スイッチのオン時にオンさせるために２つのロジックゲート５０３と５０６が追加されている。この実施例の主な利点は、インダクタ３００の電圧がダイオード（同期整流器の外部に接続したダイオードであっても、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードであってもよい。）の電圧降下に対して高いので、図１に示す回路よりも出力電圧が速く上昇する点である。
【００２６】
図５に関して、ＶＥがｔ＝ｔ１においてHighになると、同期整流器３０１及び３０２は両方ともオフされる。ｔ＝ｔ２で、ＯＵＴ_ＡがHighとなり１次側スイッチ１０２がオンされ、同様に同期整流器３０１もオンされる。ｔ＝ｔ３でＯＵＴ_ＡがLowになると、１次側スイッチ１０２と同期整流器３０１の両方がオンされる。同様に、ｔ＝ｔ４でＯＵＴ_ＢがHighになり１次側スイッチ１０１がオンされると、同期整流器３０２がオンされる。ｔ＝ｔ５でＯＵＴ_ＢがLowとなり、１次側スイッチ１０１及び同期整流器３０２の両方がオフされる。
ＶＥがLowになるｔ＝ｔ６で、駆動波形は通常動作を再開する。
【００２７】
図６に示すように、さらに他の実施例において、コンパレータ５００の出力ＶＥを無効化するＯＮ/ＯＦＦ回路６０が付加されている。図４における２入力ロジックゲート５０６が図６においては、３入力のロジックゲート５０７に置き換えられ、ＯＮ/ＯＦＦ回路６０が第３のロジックゲート５０７に入力される。１つの実現例において、コンバータが起動されてからの所定の期間ＴＯＮ / ＯＦＦの後、ＯＮ/ＯＦＦ回路６０はLow信号を出力する。このようにして、コンパレータ５００は、期間ＴＯＮ / ＯＦＦの間のみ同期整流器３０１及び３０２の動作に影響する。
【００２８】
図６でまた示すように、他の実施例において、ＯＮ/ＯＦＦ回路６０は出力電圧を検出し、その検出値に基づいて（例えば、ＶＯＵＴが定格値の９０％以内である場合）、信号ＶＥが同期整流器３０１及び３０２を制御するのを無効化するためのHigh信号を発生する。
【００２９】
他の実施例において、コンバータが停止されるシーケンスにある時は必ず、ＯＮ/ＯＦＦ回路６０はHigh信号を出力する。これは、コンパレータ５００が停止時シーケンスの間に同期整流器３０１及び３０２の状態を制御するようにして、コンバータの停止時特性がコンパレータ５００で制御される一応用例である。例えば、ＯＮ/ＯＦＦ回路６０は、コンバータが停止される時は必ず制御回路５０からLow信号６１を受け取り、信号ＶＥが同期整流器３０１及び３０２を制御するのを有効とする。
【００３０】
上述の実施例は、付随する請求項によって取り扱われる本発明の創作の特徴を説明する目的のための例であって、この発明の精神と範囲を逸脱しない範疇で全ての展開例を包含するものである。当業者であれば考案できるような変更は全て付随する請求項の範囲に含まれるものとする。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
本発明の狙い、利点及び特徴は、詳細な説明で添付の図面と関連付けることによってより明確に理解される。
【図１】本発明の実施例のコントローラをハーフブリッジコンバータに関連付けて示した回路図である。
【図２】図１に示すコントローラの駆動パルスのタイミングチャートである。
【図３】図１のコンバータの起動時における同期スイッチの動作許可信号と出力電圧を示す波形図である。
【図４】本発明のコントローラの代替例を示す図である。
【図５】図４の実施例におけるパルスのタイミングチャートである。
【図６】本発明のコントローラの他の代替例を示す図である。
【符号の説明】
【００３２】
１０１，１０２・・・スイッチ、１０３，１０４，３０３，４０５・・・コンデンサ、２００・・・トランス、３００・・・インダクタ、３０１，３０２・・・同期整流器、３０４・・・負荷、４００，４０１，４０２，４０３，４０４・・・抵抗、５００・・・コンパレータ、５０１，５０２・・・ロジックゲート、５０４，５０５・・・ドライバ
【０００１】
この発明は、一般に同期整流器に関し、特に、出力電圧バイアス下での起動時に同期整流器を適切に制御するための簡素なコントローラを提供する手段に関する。
【背景技術】
【０００２】
コンバータに同期整流回路を用いると、起動（電源投入）時に、コンバータの出力電圧がゼロでなく多少の電圧がある場合に問題が発生する。これは、異なる出力電圧が必要とされ、かつ、動作が許可されている状態におけるシーケンスが確定しているシステムにおいて共通の問題である。通常、最も低い電圧用のコンバータが最初に立ち上がり、最も高い電圧用のコンバータが最後に立ち上がる。たとえ高い出力電圧用のコンバータが動作許可となる前であっても、集積回路（ＩＣ）内の寄生ダイオードによって、高い出力電圧用（例えば３.３Ｖ）のコンバータが、低い出力電圧用（例えば２.５Ｖ）のコンバータから印加される出力電圧を、定格出力より低い電圧として検知してしまう。同期整流器が適切に制御されない場合、低い出力電圧用のコンバータの出力電圧に瞬時低下が起こり、電流が制限され、両コンバータがラッチアップされてしまう。似たような問題が、同期整流器を持つコンバータがダイオードＯＲ回路なしで並列に接続され、ほとんど同時にシーケンス起動された時に起こる。
【０００３】
起動時に同期整流器を動作禁止とし、その後動作許可とすることができれば都合が良いが、残念ながら、この問題の解決は容易ではない。特に無負荷時や最小負荷の場合に、たとえ起動時に同期整流器を動作禁止としても、出力電圧が定格値に到達した後に急に動作許可とすると、コンバータの過大な負電流と出力電圧の低下が引き起こされてしまう。
【０００４】
停止時の過渡状態もまた、システムの重要な注意点である。同期整流器が、出力に対してインダクタを共通に介して出力に並列に接続された状態で、この過渡期に動作禁止とされなかった場合や正しく制御されなかった場合、同期整流器のループ上のインダクタと出力コンデンサとの共振によって出力に負電圧が発生し得る。同期整流器は正負両方向に電流を流せる装置なので、同期整流器は、負電圧を発生させる負のインダクタ電流を流すことになる。これは、多くの場合、負荷を故障させることになる。この問題は、２個かそれ以上のコンバータが並列に接続された場合に起こることがある。
【０００５】
従って、ここで必要なのは、電力コンバータに関連したこれらの過渡期に、同期整流器に改善された制御を与えるシステム及び方法である。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
従来の技術における上述の欠点に対処するため、入力部と出力部との間にパワースイッチ及び同期整流器が結合される電力コンバータに使用するための、制御回路、同期整流器を動作禁止にする方法及びその制御回路と方法を用いた電力コンバータを提供する。
【０００７】
一実施例において、制御回路は、電力コンバータの出力電圧の時間導関数を検出して、時間導関数が負で、かつ、設定値よりも大きい場合に、前記同期整流器を動作禁止とする前記同期整流器に結合された同期整流器コントローラを含むものである。
【０００８】
本発明の実施例においては、同期整流器はインダクタを介して電力コンバータの出力に並列に接続されるが、本発明は、電力コンバータに関するあらゆる場所に接続された同期整流器に対して同じように適用可能である。
【０００９】
本発明の実施例において、電力コンバータは、さらに複数の同期整流器を含むものである。同期整流器コントローラは、少なくとも１つの同期整流器を動作禁止にするように適応される。関連する代替案において、電力コンバータはさらに複数のパワースイッチを含む。本発明は、非絶縁型であれ、絶縁型であれ、少なくとも１つの同期整流器を用いたトポロジーに対して同様に応用可能である。
【００１０】
本発明の実施例において、同期整流器は、対応する少なくとも１つの同期整流器を動作許可又は動作禁止する少なくとも１つのロジックゲート及び出力電圧の前記時間導関数を検出するための微分手段からなる。微分手段は、反転入力部と非反転入力部を具備するコンパレータ、該コンパレータの前記反転入力部及び前記非反転入力部での定常状態での電圧と過渡状態における所定の大きさを定義するように抵抗値の各々が選択された抵抗回路、及び、前記電力コンバータの出力部と前記コンパレータの一方の入力部との間に接続されたコンデンサからなり、該コンデンサの容量が、前記コンパレータの一方の入力に接続された前記抵抗の抵抗値とともに時定数を決定し、該時定数は、前記出力部にゼロでない電圧が存在する状態での起動時に前記コンバータの適切な動作が行われるように充分長く設定される。もちろん、出力電圧の負の導関数を検出し、そのような状況下で同期整流器を動作禁止にする他のコントローラは、本発明の範囲に入るものである。
【００１１】
本発明の実施例において、同期整流器コントローラは、さらに、コンバータが起動され、出力電圧が一定制御に移行した後にコンパレータの動作を無効化するＯＮ/ＯＦＦ回路からなる。ＯＮ/ＯＦＦ回路は、前記コンバータが起動された瞬間から所定の時間経過後にコンパレータの動作を無効化する。関連する代替案において、ＯＮ/ＯＦＦ回路は、電力コンバータの出力電圧を検出し、出力電圧が起動シーケンス中に定格値に対して所定の割合に到達した時にコンパレータの動作を無効化する。
【００１２】
当業者であれば、この発明と同様の目的を実行するために他の構造を設計し、又は他の構造に変更することによって、開示した概念及び特定の実施例を容易に使用できるものとする。当業者であればまた、そのような同様の構成は、この発明の最も広い形態において本発明の精神と範囲から逸脱しないことが分かる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図に関して、一例として、特に図１に、ハーフブリッジコンバータが発明のコントローラとともに示されている。１次側スイッチ１０１及び１０２、同期整流器又はスイッチ３０１及び３０２、コンデンサ１０３及び１０４、トランス２００並びにインダクタ３００がハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータを構成する。発明はまた、同期整流器を用いた絶縁型ＤＣ/ＤＣコンバータ（例えば、フォワード、フライバック、ＳＥＰＩＣ、ＺＥＴＡ、Ｃｕｋ、プッシュプル、フルブリッジコンバータ、その他）と同様に非絶縁型（例えば、同期型、バック型、ブースト型、バックブースト型、Ｃｕｋコンバータ、その他）を含むトポロジーにおいても実現できる。入力電圧ＶＩＮはコンデンサ１０３と１０４に分圧される。トランス２００の１次巻線ＮＰの一端はこれらのコンデンサの接続点Ｎに接続され、他端はスイッチ１０１及び１０２の接続点Ｍに接続される。２つの２次巻線ＮＳ１とＮＳ２は直列接続されている。これらの巻線の接続点２０１はインダクタ３００の一端に接続され、インダクタ３００の他端はコンバータ出力ＶＯＵＴと負荷回路３０４に並列接続されるコンデンサ３０３に接続される。巻線ＮＳ１の他端は同期整流器（スイッチ）３０１に接続され、巻線ＮＳ２の他端は同期整流器（スイッチ）３０２に接続される。トランス２００の極性は、スイッチ１０１がオンのとき同期整流器３０１がオフとなるように選ばれる。逆に、スイッチ１０２がオンのとき同期整流器３０２はオフとなる。両スイッチ１０１及び１０２がオフの時、整流器３０１及び３０２は両方ともオンとなる。同期整流器３０１と３０２は、それぞれドライバ５０４と５０５によって駆動される。これらのドライバは反転動作を行うが、ロジックゲート５０１及び５０２の適切な更新とコンパレータ５００の入力の切換えに従って反転しないようにすることもできる。図２に、１次側スイッチ１０１及び１０２と同期整流器３０１及び３０２に対する駆動パルス波形を示す。スイッチ１０１及び１０２はともにＭＯＳＦＥＴで例示されるが、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）やバイポーラトランジスタでも実現できる。
【００１４】
コンバータの動作パラメータを調整するために、出力電圧ＶＯＵＴが検出され、１次側スイッチ１０２と１０１をそれぞれ駆動する駆動パルスＯＵＴ_ＡとＯＵＴ_Ｂを発生する制御回路５０に入力される。制御回路は、増幅器、基準電圧、変調器（例えばＰＷＭ式）、反転位相出力ＯＵＴ_Ａ及びＯＵＴ_Ｂを発生するドライバ段並びにオン/オフロジックを含む。コンバータによく見られる他の保護機能もまた含まれ得るが、それらは本発明の目的とは関係がないのでここには含まれていない。なお、絶縁フィードバック回路は説明簡略化のため省いた。
【００１５】
出力電圧ＶＯＵＴの出力低下勾配を検出する回路は、コンパレータ５００、抵抗４００、４０１、４０２、４０３及び４０４並びにコンデンサ４０５からなる。抵抗４００、４０１、４０２、４０３及び４０４は、コンパレータ５００の（抵抗４００及び４０１からなる抵抗分圧回路で決まる）反転入力電圧が、（抵抗４０２、４０３及びヒステリシス抵抗４０４からなる抵抗分圧回路で決まる）非反転入力電圧よりも低いときにコンパレータ５００の出力部にLow信号ＶＥを発生するように選択される。コンデンサ４０５はコンパレータ５００の反転入力部と出力電圧部ＶＯＵＴ間に接続され、抵抗４００と４０１とともに、コンデンサ４０５の容量及び抵抗４００と４０１の並列合成抵抗で決まる時定数を持ったＲＣ微分回路を構成する。コンパレータの出力ＶＥは２つの入力ロジックＯＲゲート５０１及び５０２の第１の入力部に入力される。駆動パルスＯＵＴ_ＡとＯＵＴ_Ｂは、ロジックゲート５０２と５０１の第２の入力部にそれぞれ入力される。ロジックゲート５０１の出力Ｖ５０１はドライバ５０４に入力され、ロジックゲート５０２の出力Ｖ５０２はドライバ５０５に入力される。
【００１６】
図２に関して、コンバータの通常動作中、コンパレータ５００の出力ＶＥはLowであり、同期整流器３０１及び３０２の駆動波形に影響を与えない。ＯＵＴ_ＡがHighの時、１次側スイッチ１０２と同期整流器３０１はオン状態となる一方、ＯＵＴ_ＢはLowであり、１次側スイッチ１０１及び同期整流器３０２の両方がオフとなる。ＯＵＴ_Ｂがスイッチング周期ＴＳの半周期ＴＳ/２後にHighとなると、同期整流器３０１はオフされる一方、同期整流器３０２は依然オンであり、１次側スイッチ１０２はオフのまま１次側スイッチ１０１はオンされる。時間ＴＰ２の後、ＯＵＴ_ＢがLowになり、ＯＵＴ_Ａは依然Lowで１次側スイッチ１０１及び１０２はオフである一方、同期整流器３０１及び３０２はオンである。スイッチング周期ＴＳの後から、このシーケンスが繰り返される。
【００１７】
図２に示すように、時間ｔ＝ｔ１に、コンパレータ５００の出力ＶＥがHighとなると、ロジックゲート５０１の出力Ｖ５０１は、ＯＵＴ_ＢにかかわらずHighとなり、ロジックゲート５０２の出力Ｖ５０２は、ＯＵＴ_ＡにかかわらずHighとなる。結果として、同期整流器３０１及び３０２はオフされ、ＶＥがHighである限り動作禁止となる。時間ｔ＝ｔ２で、ＶＥがLowとなると、同期整流器の通常動作が再開される。
【００１８】
コンバータが起動した時に、コンバータの出力が電圧Ｖ１の電圧源（例えば、他のコンバータの出力）から予めバイアスされている場合、一度コンバータが起動して同期整流器が動作許可となると（起動されると）、出力電圧ＶＯＵＴはその初期値Ｖ１から低下する傾向を持つ。その主な理由は以下の通りである。コンバータをソフトスタートさせるために、ＯＵＴ_ＡとＯＵＴ_Ｂのパルス幅ＴＰ１とＴＰ２が、出力電圧ＶＯＵＴの定電圧制御が開始されると、起動時の値ゼロから定常時の値まで広げられる。起動時において、起動直後はＯＵＴ_ＡとＯＵＴ_Ｂは非常に狭いパルスなので、同期整流器はスイッチング周期ＴＳのほとんどの期間でオン状態となり、インダクタ３００の電圧-時間平衡を負の値としてしまうことにより、バイアスされた電圧源Ｖ１から供給される負の平均インダクタ電流を発生させてしまう。この負のインダクタ電流は、適切に制御されなかった場合、電圧源Ｖ１に過大な負担をかけ、出力電圧ＶＯＵＴの低下を招くとともに、電圧源Ｖ１において過負荷保護が働くことによってバイアス電圧下での起動を抑止してしまうことになる。
【００１９】
抵抗４００、４０１、４０２、４０３及び４０４は、通常動作時にコンパレータ５００の非反転入力（Ｖ＋）が反転入力（Ｖ−）よりも小さくなるようにして、出力にLow信号ＶＥを発生するように設定される。ＶＥがLowの時、同期整流器３０１及び３０２の動作は影響を受けない。この場合、コンパレータ５００の非反転入力部の電圧は、
【数１】
【数２】
【００２０】
同様に、出力電圧ＶＯＵＴが一定制御されているとすると、つまり、
【数３】
【数４】
【００２１】
コンパレータ５００は、Ｖ−＜Ｖ＋となった時、つまり、
【数５】
【数６】
電圧差
【数７】
【００２２】
同期整流器を動作禁止とすることによって、コンバータは、負の総出力電流の発生によってＶ１の電圧源（往々にして他のコンバータ）の出力に負担がかかってしまう状況から保護される。コンデンサ４０５は、コンバータの出力から抵抗分圧回路４００及び４０１への交流カップリングのみを与える。コンデンサ４０５はＲ４００//Ｒ４０１とともに微分回路を構成する。時定数τ＝Ｃ４０５・（Ｒ４００//Ｒ４０１）は、バイアス電圧下での起動時にコンバータが適切な動作をできるように充分長く（例えば、図３におけるｔ６より長く）設定される。本例によると、時定数τはおよそ数百μｓから１ｍｓの間になる。
【００２３】
図１に示す発明はまた、コンバータの停止時にも適切に制御される。即ち、コンパレータ５００は停止時の過渡期にも同期整流器を動作禁止とし、インダクタ３００の負の総電流を防止することによって、停止時の過渡期にコンデンサ３０３と負荷回路３０４の負電圧を防止する。
【００２４】
図３について具体的には、ｔ＝ｔ０ではＶＯＵＴ≠０であり、ＶＯＵＴはバイアスされている。この時モジュールが起動される。ＶＯＵＴが降下しようとすると、ＶＥはHighとなり、同期整流器３０１及び３０２を動作禁止とする。ＶＯＵＴが降下するとまた、インダクタ電流ＩＬが負となる。時間ｔ＝ｔ７でモジュールのデューティサイクルが出力電圧の上昇を与えるほどに充分高くなるまで、出力電圧はバイアス電圧付近で跳ね返る。それゆえ、バイアス下でコンバータが急に動作許可となった時に起こるであろう過大な負電圧の過渡状態を回避することができる。
【００２５】
図４に示された他の例において、図５に示すように、同期整流器の各々が、対応する１次側スイッチのオン時にオンさせるために２つのロジックゲート５０３と５０６が追加されている。この実施例の主な利点は、インダクタ３００の電圧がダイオード（同期整流器の外部に接続したダイオードであっても、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードであってもよい。）の電圧降下に対して高いので、図１に示す回路よりも出力電圧が速く上昇する点である。
【００２６】
図５に関して、ＶＥがｔ＝ｔ１においてHighになると、同期整流器３０１及び３０２は両方ともオフされる。ｔ＝ｔ２で、ＯＵＴ_ＡがHighとなり１次側スイッチ１０２がオンされ、同様に同期整流器３０１もオンされる。ｔ＝ｔ３でＯＵＴ_ＡがLowになると、１次側スイッチ１０２と同期整流器３０１の両方がオンされる。同様に、ｔ＝ｔ４でＯＵＴ_ＢがHighになり１次側スイッチ１０１がオンされると、同期整流器３０２がオンされる。ｔ＝ｔ５でＯＵＴ_ＢがLowとなり、１次側スイッチ１０１及び同期整流器３０２の両方がオフされる。
ＶＥがLowになるｔ＝ｔ６で、駆動波形は通常動作を再開する。
【００２７】
図６に示すように、さらに他の実施例において、コンパレータ５００の出力ＶＥを無効化するＯＮ/ＯＦＦ回路６０が付加されている。図４における２入力ロジックゲート５０６が図６においては、３入力のロジックゲート５０７に置き換えられ、ＯＮ/ＯＦＦ回路６０が第３のロジックゲート５０７に入力される。１つの実現例において、コンバータが起動されてからの所定の期間ＴＯＮ / ＯＦＦの後、ＯＮ/ＯＦＦ回路６０はLow信号を出力する。このようにして、コンパレータ５００は、期間ＴＯＮ / ＯＦＦの間のみ同期整流器３０１及び３０２の動作に影響する。
【００２８】
図６でまた示すように、他の実施例において、ＯＮ/ＯＦＦ回路６０は出力電圧を検出し、その検出値に基づいて（例えば、ＶＯＵＴが定格値の９０％以内である場合）、信号ＶＥが同期整流器３０１及び３０２を制御するのを無効化するためのHigh信号を発生する。
【００２９】
他の実施例において、コンバータが停止されるシーケンスにある時は必ず、ＯＮ/ＯＦＦ回路６０はHigh信号を出力する。これは、コンパレータ５００が停止時シーケンスの間に同期整流器３０１及び３０２の状態を制御するようにして、コンバータの停止時特性がコンパレータ５００で制御される一応用例である。例えば、ＯＮ/ＯＦＦ回路６０は、コンバータが停止される時は必ず制御回路５０からLow信号６１を受け取り、信号ＶＥが同期整流器３０１及び３０２を制御するのを有効とする。
【００３０】
上述の実施例は、付随する請求項によって取り扱われる本発明の創作の特徴を説明する目的のための例であって、この発明の精神と範囲を逸脱しない範疇で全ての展開例を包含するものである。当業者であれば考案できるような変更は全て付随する請求項の範囲に含まれるものとする。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
本発明の狙い、利点及び特徴は、詳細な説明で添付の図面と関連付けることによってより明確に理解される。
【図１】本発明の実施例のコントローラをハーフブリッジコンバータに関連付けて示した回路図である。
【図２】図１に示すコントローラの駆動パルスのタイミングチャートである。
【図３】図１のコンバータの起動時における同期スイッチの動作許可信号と出力電圧を示す波形図である。
【図４】本発明のコントローラの代替例を示す図である。
【図５】図４の実施例におけるパルスのタイミングチャートである。
【図６】本発明のコントローラの他の代替例を示す図である。
【符号の説明】
【００３２】
１０１，１０２・・・スイッチ、１０３，１０４，３０３，４０５・・・コンデンサ、２００・・・トランス、３００・・・インダクタ、３０１，３０２・・・同期整流器、３０４・・・負荷、４００，４０１，４０２，４０３，４０４・・・抵抗、５００・・・コンパレータ、５０１，５０２・・・ロジックゲート、５０４，５０５・・・ドライバ
Claims (29)
- 入力部と出力部との間にパワースイッチ及び同期整流器が結合された電力コンバータにおいて使用される制御回路であって、
該電力コンバータの出力電圧の時間導関数を検出し、前記時間導関数が負で、かつ、所定値よりも大きい場合に前記同期整流器を動作禁止とする前記同期整流器に結合された同期整流器コントローラからなる制御回路。 - 請求項１記載の制御回路であって、前記同期整流器が前記電力コンバータのインダクタと出力コンデンサ間の放電経路中に配置された制御回路。
- 請求項１記載の制御回路であって、前記電力コンバータが、さらに複数の同期整流器からなり、前記同期整流器コントローラが、前記複数の同期整流器の少なくとも１つを動作禁止にするために適応された制御回路。
- 請求項１記載の制御回路であって、前記電力コンバータが、さらに複数のパワースイッチからなり、前記同期整流器コントローラが、前記複数のパワースイッチの少なくとも１つが非導通状態の時に、前記同期整流器を動作禁止にするために適応された制御回路。
- 請求項１記載の制御回路であって、前記所定値が定格出力電圧の５％未満である制御回路。
- 請求項１記載の制御回路であって、前記同期整流器コントローラが、対応する少なくとも１つの同期整流器を動作許可又は動作禁止とするための少なくとも１つのロジックゲート、及び、前記出力電圧の前記時間導関数を検出する微分手段からなる制御回路。
- 請求項６記載の制御回路であって、前記微分手段が、
反転入力部及び非反転入力部を具備するコンパレータ、
抵抗回路であって、各抵抗の抵抗値が前記コンパレータの前記反転入力部及び前記非反転入力部での定常時電圧及び過渡期の前記所定値を定義するように選ばれた抵抗回路、及び、
前記電力コンバータの前記出力部と前記コンパレータの一方の入力部との間に接続されたコンデンサであって、該コンデンサの容量が、前記コンパレータの一方の入力に接続された前記抵抗の抵抗値とともに時定数を決定し、該時定数は、前記出力部にゼロでない電圧が存在する状態での起動時に前記コンバータの適切な動作が行われるように充分長く設定されるコンデンサからなる制御回路。 - 請求項６記載の制御回路であって、前記同期整流器コントローラが、さらに、前記コンバータが起動され出力電圧が一定制御となった後に、前記コンパレータの動作を無効化するＯＮ/ＯＦＦ回路からなる制御回路。
- 請求項８記載の制御回路であって、前記ＯＮ/ＯＦＦ回路が、前記コンバータが起動された時から所定の時間経過後に前記コンパレータの動作を無効化することからなる制御回路。
- 請求項８記載の制御回路であって、前記ＯＮ/ＯＦＦ回路が前記コンバータの出力電圧を検出し、起動時シーケンス中に該出力電圧が定格値に対して所定の割合に達したとき、前記コンパレータの動作を無効化する制御回路。
- 入力部と出力部との間にパワースイッチ及び同期整流器が結合された電力コンバータにおいて使用される前記同期整流器を動作禁止とする方法であって、
前記電力コンバータの出力電圧を微分し、
前記電力コンバータの出力電圧の時間導関数が負で、かつ、所定値よりも大きい場合に同期整流器を動作禁止とすることからなる方法。 - 請求項１１記載の方法であって、さらに、前記同期整流器が前記電力コンバータのインダクタと出力コンデンサ間の放電経路に配置されることからなる方法。
- 請求項１１記載の方法であって、前記電力コンバータがさらに複数の同期整流器からなり、前記複数の同期整流器の少なくとも１つを動作禁止とすることからなる方法。
- 請求項１１記載の方法であって、前記電力コンバータがさらに複数のパワースイッチからなり、前記複数のパワースイッチの少なくとも１つが非導通状態のときに前記同期整流器を動作禁止とすることからなる方法
- 請求項１１記載の方法であって、前記所定値が定格出力電圧の５％未満である方法。
- 請求項１１記載の方法であって、動作禁止とする行為が、対応する少なくとも１つの同期整流器を動作許可又は動作禁止とする少なくとも１つのロジックゲート、及び、前記出力電圧の時間導関数を検出する微分手段からなる同期整流器コントローラによって実行される方法。
- 請求項１６記載の方法であって、前記微分は、反転入力部と非反転入力部を具備するコンパレータ、抵抗回路及びコンデンサによって行われる方法。
- 請求項１６記載の方法であって、さらに、前記ＯＮ/ＯＦＦ回路による前記コンパレータの動作無効化を、前記電力コンバータが起動され該出力電圧が一定制御となった後に行う方法。
- 請求項１８記載の方法であって、さらに、前記ＯＮ/ＯＦＦ回路による前記コンパレータの動作無効化を、前記コンバータが起動された時から所定の時間経過後に行う方法。
- 請求項１８記載の方法であって、さらに、前記ＯＮ/ＯＦＦ回路による前記コンパレータの動作無効化を、起動時シーケンス中に前記電力コンバータの出力電圧が定格値に対して所定の割合に達した時に行う方法。
- 電力コンバータであって、
前記電力コンバータの入力部に結合されたパワースイッチ、
前記パワースイッチに結合されたインダクタ、
前記電力コンバータの出力部に結合された出力コンデンサ、
前記インダクタと前記出力コンデンサとの間の放電経路に配置された同期整流器、及び、
制御回路であって、前記同期整流器に結合され、該電力コンバータの出力電圧の時間導関数を検出し、前記時間導関数が負で、かつ、所定値よりも大きいときに前記同期整流器を動作禁止とする同期整流器コントローラからなる制御回路、からなる電力コンバータ。 - 請求項２０記載の電力コンバータであって、さらに、複数のパワースイッチからなり、前記複数のパワースイッチの少なくとも１つが非導通状態のときに前記同期整流器を動作禁止とするように前記同期整流器コントローラが適応された電力コンバータ。
- 請求項２０記載の電力コンバータであって、さらに、複数のパワースイッチからなり、前記複数のパワースイッチの少なくとも１つが非導通状態のときに前記同期整流器を動作禁止とするように前記同期整流器コントローラが適応された電力コンバータ。
- 請求項２０記載の電力コンバータであって、前記所定値が定格出力電圧の５％未満である電力コンバータ。
- 請求項２０記載の電力コンバータであって、前記同期整流器コントローラが、対応する少なくとも１つの同期整流器を動作許可又は動作禁止とするための少なくとも１つのロジックゲート、及び、前記出力電圧の前記時間導関数を検出する微分手段からなる電力コンバータ。
- 請求項２０記載の電力コンバータであって、前記微分手段が、
反転入力部及び非反転入力部を具備するコンパレータ、
抵抗回路であって、各抵抗の抵抗値が前記コンパレータの前記反転入力部及び前記非反転入力部での定常時電圧及び過渡期の前記所定値を定義するように選ばれる抵抗回路、及び、
前記電力コンバータの前記出力部と前記コンパレータの一方の入力部との間に接続されたコンデンサであって、該コンデンサの容量が、前記コンパレータの一方の入力部に接続された前記抵抗の抵抗値とともに時定数を決定し、該時定数は、前記出力部にゼロでない電圧が存在する状態での起動時に前記コンバータの適切な動作が行われるように充分長く設定されるコンデンサからなる電力コンバータ。 - 請求項２０記載の電力コンバータであって、前記同期整流器コントローラが、さらに、前記コンバータが起動され出力電圧が一定制御となった後に、前記コンパレータの動作を無効化するＯＮ/ＯＦＦ回路からなる電力コンバータ。
- 請求項２０記載の電力コンバータであって、前記ＯＮ/ＯＦＦ回路が、前記コンバータが起動された時から所定の時間経過後に前記コンパレータの動作を無効化することからなる電力コンバータ。
- 請求項２０記載の電力コンバータであって、前記ＯＮ/ＯＦＦ回路が前記コンバータの出力電圧を検出し、起動時シーケンス中に該出力電圧が定格値に対して所定の割合に達したとき、前記コンパレータの動作を無効化する電力コンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US30320801P | 2001-07-05 | 2001-07-05 | |
| PCT/US2002/020892 WO2003005546A1 (en) | 2001-07-05 | 2002-07-02 | Method and apparatus for controlling synchronous rectifiers of a power converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004535150A true JP2004535150A (ja) | 2004-11-18 |
| JP4119363B2 JP4119363B2 (ja) | 2008-07-16 |
Family
ID=23171014
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003511396A Expired - Fee Related JP4119363B2 (ja) | 2001-07-05 | 2002-07-02 | 電力コンバータの同期整流器を制御するための方法及び装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6711039B2 (ja) |
| EP (1) | EP1415387A4 (ja) |
| JP (1) | JP4119363B2 (ja) |
| WO (1) | WO2003005546A1 (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
2002
- 2002-07-02 WO PCT/US2002/020892 patent/WO2003005546A1/en active Application Filing
- 2002-07-02 JP JP2003511396A patent/JP4119363B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2002-07-02 US US10/187,562 patent/US6711039B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-02 EP EP02756359A patent/EP1415387A4/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4119363B2 (ja) | 2008-07-16 |
| EP1415387A4 (en) | 2006-08-23 |
| US6711039B2 (en) | 2004-03-23 |
| US20030021128A1 (en) | 2003-01-30 |
| EP1415387A1 (en) | 2004-05-06 |
| WO2003005546A1 (en) | 2003-01-16 |
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| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110502 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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