JP2006514528A - スイッチモード電源装置用の制御回路 - Google Patents

Abstract

本発明は、一次回路（Ｔ１０）および補助巻線（１０４）を有するトランス（１０１）を含む一次制御スイッチモード電源装置の出力を制御する制御回路（１００）に関する。電圧パルスは、一次側開閉動作によって、補助巻線に誘導される。上記出力を制御する際には上記電圧パルスが考慮される。動作パラメータに対して制御を向上させ増進した適応性を達成するために、走査モーメントは、前の開閉サイクル中の上記補助巻線（１０４）での電圧パルスに基づいて決定される。非常に簡単かつ安全な方法で、上記補助巻線（１０４）と上記制御回路（１００）との間の接続不良を見分けるためには、正しい接続を確証する目的で上記スイッチ（Ｔ１０）がクローズされるときに、上記補助巻線（１０４）上の負の電圧パルスを考慮することができる。上記回路（Ｔ１０）のシャットダウンを最適化して電力損失を低減するために、出力は、上記一次巻線を流れる電流を２つの閾値と比較するによって制御できる。

Description

本発明は、一次制御スイッチモード電源装置の出力電力を制御するための制御回路に関する。特に、本発明は、一次スイッチと、補助巻線を有するトランスを備えた一次制御スイッチモード電源装置の制御回路に関する。上記出力電力を制御する際に考慮できる一次側開閉動作によって、この補助巻線内に電圧パルスが誘導される。さらにまた、本発明は、この種類のスイッチモード電源装置を操作する方法に関する。さらに、本発明は、トランスと、ドライバによって制御できる一次側スイッチを備えた一次制御スイッチモード電源装置の出力を制御する方法に関する。

スイッチモード電源装置は、主電圧から、電子部品に供給するために必要な低直流電圧を発生させるために、数多くの電子機器に使用されている。多くの応用分野において、スイッチモード電源装置の方が、主トランスを有する従来の電源装置より好ましい。なぜなら、前者は、ある特定の性能カテゴリから始まって、より優れた効率を有し、特に、より低いスペース条件を有するからである。後者は、特に、上記主電圧の代わりに、高周波交流電圧が変圧されることを原因とする。従来の主要周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの代わりに、例えば、２０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲の周波数を有することがある。上記トランスの必要回転数が周波数に反比例して減少するので、銅損は大きく減少し、必要とされるトランスはかなり小さくなる。

上記効率をさらに最適化するためには、特に、一次スイッチ電源装置が知られている。この電源装置において、スイッチ手段、例えばバイポーラトランジスタによって高周波トランスの一次側に発生する周波数は、上記高周波トランスの飽和状態を避けるために、上記電源装置の二次側に存在する負荷によって制御される。このような制御方式に必要なフィードバックは、例えば、補助巻線に注ぎ込まれた電圧を制御変数として用いることで実現できる。このことは、例えば、欧州特許出願公開第１１４６６３０号明細書に示されている。この欧州特許出願公開第１１４６６３０号明細書に示されたスイッチ電源装置の出力電流および／または出力電圧を制御する方法は、それぞれのパルスで同一エネルギーが上記トランスに与えられる。上記スイッチのオープンに対する一定時間が経過する毎に、上記補助巻線での電圧は、サンプルおよびホールド素子（Ｓ＆Ｈ素子）でサンプリングされ記憶される。しかし、この方法の短所は、上記サンプリングのタイミングは上記制御性能にとって大きな意味を持っていること、上記補助巻線での上記電圧パルスの形は、入力電圧、妨害作用等の様々な動作パラメータに大きく左右されることである。これは、サンプリングの時期に対する固定値は、このようなスイッチモード電源装置への応用の適応性および範囲を大きく制限することを意味する。
欧州特許出願公開第１１４６６３０号明細書

本発明の目的は、動作パラメータに対する改良された制御および増進した適応性が達成される、一次制御スイッチモード電源回路の出力電力を制御するための制御回路と、それに対応する、スイッチモード電源装置の制御方法を提供することである。

この目的は、請求項１の特徴を有する制御回路、請求項１０の特徴を有するサンプル信号を発生するための回路装置、並びに請求項１６の特徴を有する一次制御スイッチモード電源装置の出力電力を制御する方法によって解決される。

さらにまた、このようなスイッチモード電源装置では、上記補助巻線の接続不良の発生に備えて、または、ワイヤ破断の発生に備えて、上記スイッチモード電源装置の出力電圧は、適当な手段で安全なレベルに制限されていることが保証されなければならない。一般に、これは、さらなる制御回路、過電圧モニタ装置または類似した手段で達成される。これら既知の方法には、普通、追加電子部品が必要になるので、不必要に回路が複雑になり費用がかさむという短所がある。

したがって、本発明のさらなる目的は、このようなフォールトを認識するための改良された方法を提供することである。

この目的は、請求項２８の特徴を有する方法によって解決される。

最後に、このようなスイッチモード電源装置の一次側スイッチとして使用されるバイポーラ、電界効果またはＩＧＢＴトランジスタ用の統合ドライバでは、開閉の最中、高い電流が上記駆動トランジスタを流れるという問題が発生する。この電流は、回路の電源装置に影響を及ぼし、不必要な電力損失を生じる。さらにまた、この電流は、例えば、集積回路の性能を低下させる妨害作用をもたらす。一般に、これは、一方の駆動トランジスタは常に、他方の駆動トランジスタがオンする前、オフに切り換えられることを確保する遅延回路で対処される。しかし、スイッチモード電源装置内で使用される場合、この解決策では、上記一次側スイッチをオフする前の遅延時間の最中に、上記トランス内の電流はさらに増大するという欠点がある。増大する速度の入力電圧への依存度のために、上記遅延は、同じように入力電圧に依存するピーク電流を発生させる。例えば、上記欧州特許出願公開第１１４６６３０号明細書の装置では、上記ピーク電流を用いて当該装置の出力電流を調整した場合、入力電圧に依存する出力電流を生じるという欠点がある。

したがって、本発明のさらなる目的は、一次側スイッチを切るプロセスが改善されるとともに、スイッチモード電源装置のワット損（power dissipation）を低減できる、一次側制御スイッチモード電源装置の出力電力を制御するための改善された方法と、このようなスイッチモード電源装置の一次側スイッチに対するドライバ回路の提供において理解できる。

この目的は、請求項３１のステップを有する方法によって解決される。

本発明の有利な実施の形態は、いくつかの従属請求項の主題である。

本発明は、上記補助巻線での電圧パルスはそれ自体、通常の動作条件下で、制御変数のサンプリングおよび保存をいつ行えば最上の制御結果が得られるかについての必要な情報を含むという着想に基づいている。上記電圧パルスの持続時間に基づいてサンプリング時期を決定する際に、入力主電圧の変化等の上記動作条件の変更は簡単且つ効果的な方法で考慮することができる。つまり、サンプリング時期は自動的に通常の動作条件に適応される。このように有利なサンプリング時期を選択することで、低電流で測定が行われることも確保されている。これにより、トランス内部抵抗の変化から起きる偏差を抑制して、二次コンデンサの等価直列抵抗（ＥＳＲ）と、例えば温度変化による二次ダイオードのフロー電圧を低減できる。

上記補助巻線での電圧パルスの持続時間を評価するための有利な実施の形態によれば、他の点においても上記スイッチモード電源装置を制御するのに必要である２つの入力信号が用いられる。つまり、それらは、上記一次側スイッチのオープン後の上記電圧パルスの始まりを表す、上記一次側スイッチをクローズするための制御信号と、トランスはエネルギを有しないか、それゆえ上記補助巻線での電圧パルスの終わりについての情報を含むか否かを示す減磁信号である。これらの入力信号を使用することによって、追加の検出装置を必要とすることが無くなり、それゆえに上記制御回路の複雑さは最低限レベルに保たれる。

本発明の有利な実施の形態によれば、上記一次側スイッチのオープンのモーメントに関するサンプル時期を規定するサンプル信号を発生させるための回路装置は、定電流源、この定電流源によって充電可能な第１コンデンサ、この第１コンデンサと並列に接続可能な第２コンデンサ、およびコンパレータを含む。このコンパレータは、これらコンデンサの各々の一端子に接続されており、両コンデンサの両端の電圧が等しいとき上記サンプル信号を出力できる。このような制御回路では、１つの開閉サイクルに対するサンプル信号は、それぞれ前の開閉サイクル内で自動的に規定できる。ここで、上記第２コンデンサは、その電荷の形で、各々前の開閉サイクル中の電圧パルス持続時間についての情報を含む。一方、上記定電流源で充電される上記第１コンデンサは、各々実際の開閉サイクル中の電圧パルス持続時間についての情報を含む。

これら２つのコンデンサの充電および放電の時間調整は、対応して配置された複数の制御可能スイッチにより、最も容易な方法で実施できる。

有利な実施の形態によれば、第１スイッチは、上記電圧パルスの終わりが検出されたとき、同スイッチを上記定電流源から切り離して上記第１コンデンサの充電を終わらせるために、上記定電流源と上記第１コンデンサとの間に配置される。第２スイッチは、上記第２コンデンサと並列に接続されており、サンプル信号を送ることにより上記第２コンデンサが放電されるという方法で、このサンプル信号によって制御可能である。第３スイッチは、上記第１および第２コンデンサが互いに並列に配置される一方、この第３スイッチはクローズしているという方法で配置され、上記電圧パルスの終わりが合図されると同時にクローズする方法で制御される。このように、とりわけ簡単な方法で、上記第１コンデンサから上記第２コンデンサへの電荷の移動が達成される。最後に、第４スイッチは上記第１コンデンサと並列に位置しており、上記第４スイッチがクローズしたとき、上記第１コンデンサは放電できる。

上記電圧パルスの持続時間を決定するための有利な方法において、上記制御回路の残りの機能にとっても必要な信号が使用される。つまり、上記スイッチがクローズするときに高電位にあり、上記スイッチがオープンするときに低電位にある、上記一次側スイッチに対する制御信号と、上記補助巻線での電圧が特定の閾値以下のときに高電位にあり、上記補助巻線での電圧が特定の閾値以上のときに低電位にある、減磁信号である。

とりわけ簡単な方法で、上述したスイッチによって必要な時間調整を実現するために、上記回路装置は、その利点として、上記電圧パルスの持続時間に依存する上記複数のスイッチを制御するために少なくとも１つの出力端を有する制御装置を含む。

このような制御装置は、デジタル論理構成要素によって、とりわけ簡単な方法で実施できる。

本発明による上記制御回路の有利な特徴は、一次側スイッチとして、電子スイッチ、望ましくは、パワーバイポーラトランジスタを有する一次制御スイッチモード電源装置において、上記制御回路を使用する際に最上の利点を示す。代替的に、パワーＭＯＳＦＥＴｓまたはＩＧＢＴｓも使用できる。

一次補助巻線での電圧をサンプリングする出力電圧制御装置を備えたスイッチモード電源装置において、同一の補助巻線に、第２制御ループまたは過電圧遮断として過電圧保護回路を設けることができる。本発明によれば、上記補助巻線での電圧は、ワイヤ破損を検出するために使用できる。例えば、上記一次スイッチをオンに切り換えるときに、測定ポイントに負電圧が生じない場合、上記補助巻線は接続されていないか若しくは破断している。この場合、各制御回路は、上記装置を安全モードに切り換えることで、安全な低電圧に対する要求に合わせることを確保する。例えば、二次基本負荷により上記スイッチが次にオンする前の出力電圧がこのような低い値まで減少し、次の開閉プロセスで電圧が上記安全な値を超えて増大しないほどの長い期間、上記一次側スイッチはオフ状態である。したがって、有利な方法で、過電圧保護も含めた完全な出力電圧制御は１つの集積回路に組み込まれるので、さらなる電子構成部品は必要ない。

多数のフォールト事例において、このようなワイヤ破損を検出することで、次に生じうるフォールトを防止する。さもないと、そのようなフォールトは、接続不良または接続されていない補助巻線によりかなり頻繁に発生する。したがって、このような場合には修復が著しく簡素化される。上記過電圧保護は、通常電圧レベルを非常に小さい程度で逸脱（transgression）する場合であっても有効であるので、フォールトの際、接続された装置や、出力コネクタに触れるユーザが危険にさらされることがない。上記集積回路内に、例えば、２個の同一電圧制御装置を設けて、どのブランチが通常制御を実施し、どのブランチが過電圧モニタを実施するかについては、内部交差（internal torelance）だけで決定するようにしてもよい。この場合、上記過電圧レベルは、通常の電圧レベルとほぼ同じである。

上記一次側スイッチの開閉プロセスを最適化してエネルギー節約を達成するために、上記トランス内の電流は、本発明による２つの閾値と比較される。この電流が第１閾値に達すると、上記ドライバは高いオーム値に切り換えられる。第２閾値に達すると、上記一次側スイッチは能動的にオフに切り替わる。このようなドライバは、有利な方法で低い電流需要を示す。上記一次側スイッチとして、バイポーラトランジスタを使用した場合、開閉損失が減少する。さらに、一次電流の入力電圧への依存度は、本発明による上記ドライバ回路によって低減できる。最後に、上記一次電流の様々な立ち上がり速度に対する上記開閉時期の自動調整が必要となる。特に、このようなドライバ回路は、低い負荷で、例えば０．３Ｗ以上のワット損を生じない、低パワースイッチモード電源装置に使用すると著しい利点がある。

添付の図面に示された実施の形態によって、以下、本発明をさらに詳しく説明する。これらの図面においては、同様のまたは対応する詳細部分について、同一の符号を付すこととする。

図１は、一次制御スイッチモード電源装置の出力電力を制御するための制御回路とその適用環境を示している。このような制御装置１００は、例えば、応用指向集積回路（ＡＳＩＣ）として実施される。上記制御回路１００によって、二次巻線１０２に出力される上記スイッチモード電源装置の二次電力は、ここでは、パワーバイポーラトランジスタである電子スイッチＴ１０を制御することによって一次側で制御される。制御変数として、ここでは、補助巻線１０４の両端の電圧が使用される。図４の曲線４０１から概略的に理解できるように、上記スイッチＴ１０がオープンした後、上記補助巻線に正の電圧パルスが誘導され、それは、まずオーバーシュートを示し次いで連続減衰経過を示す。電圧パルス４０８の持続時間が切れると、上記補助巻線での電圧は、過渡振動のためにゼロに減衰する。上記スイッチが再度クローズしたとき、負の方向の電圧パルスが上記補助巻線に誘導される。

特に、上記スイッチのオープン後、上記補助巻線での正の電圧パルスは、上記スイッチモード電源装置の出力電力を制御するために使用できる。ここで、この制御は、上記スイッチＴ１０がオープンしている持続時間を対応させて適合させることによって行われる。上記バイポーラトランジスタＴ１０の実際の制御は、ドライバ１０６を介して行われる。バンドギャップ参照（band gap reference）１０８から、上記制御のための参照値（reference values）および供給電圧が得られる。このドライバ１０６をオン／オフするためのさらなる回路素子は、タイミング回路を用いた電流および電圧の検出、および上記制御特性を記述する特性である。電圧制御装置やスタートアップ回路だけでなく、過電圧および過電流に対する保護機能が含まれている。本発明によるサンプルおよびホールド回路（Ｓ＆Ｈ）１０８には、上記補助巻線での電圧値がサンプリングされて記憶されなければならない場合、“タイミング回路および相互接続（timing circuit and interconneciton）”ブロック１１０に含まれている回路装置から、対応するサンプル信号１１２が供給される。

本発明によれば、上記制御回路１００は、さらに過電圧保護コンパレータ（ＯＶＰ）１０７およびゲートコンパレータ１０９を含み、両方には、上記補助巻線１０４に誘導される電圧が供給される。このＯＶＰコンパレータ１０７は、制御範囲を超える正の電圧を検出し、ゲート時間の持続時間中、上記ドライバ１０６をオフに切り換えて、過電圧の発生を防止する。上記補助巻線が適切に機能する場合、図４に曲線４０１で示すように、上記一次側スイッチがクローズしたとき、負の電圧パルスが誘導される。上記補助巻線１０４が接続されていない若しくは破断した場合、この負の電圧パルスはなくなる。上記ゲートコンパレータ１０９は、上記一次側スイッチのクローズ中、上記負の電圧を検出するとともに、負の電圧パルスがないとき、上記ドライバに対するブラインドアウト時間をトリガする。したがって、次の開閉プロセスではもはや安全なレベル以上に電圧を上げることができないほどの低い値まで、上記スイッチが次にオンに切り換わる前に、上記二次基本負荷が上記出力電圧を減衰させるほどの長い期間、上記一次側スイッチはオープンしたままである。上記制御回路１００と上記補助巻線１０４との間の接続で起こり得るフォールトは予防される。

さらに、上記制御回路１００は、上記一次側スイッチＴ１０がクローズしているとき、上記トランス１０５の一次側巻線を流れる電流ＩＰを測定するＩＰコンパレータ１０５を含む。上記一次側スイッチＴ１０をオフに切り換えるプロセスを最適化するために、上記ＩＰコンパレータ１０５内の上記電流ＩＰは２つの閾値と比較される。この電流が第１閾値に達すると、上記ドライバ１０６は高インピーダンスに転換する。第２閾値に達すると、上記一次側スイッチＴ１０は能動的にオフに切り換わる。これら２つの閾値間の差異で上記高インピーダンスの持続時間を決めることができる。

例えば、上記一次側スイッチが電界効果トランジスタである場合、ゲート容量は比較的長い時間、電荷を蓄えるので、この差異は重要でない。上記一次側スイッチＴ１０がバイポーラトランジスタである場合、このバイポーラトランジスタはすぐに閉塞し始めるので、上記第１閾値は上記第２閾値に比較的接近していなければならない。しかしながら、上記閾値が最適化された場合、この作用は非常に有利である。短時間の高抵抗基準では、上記一次側スイッチはもはや飽和状態にない。したがって、非常に素早く切れる。これによって、開閉損失が低減する。

実用面において、上記第１閾値が上記第２閾値の約８０％に達しているときに、有利であることがわかっている。オンの間、遅延時間はさして重要でない。上記ドライバ１０６は、まず高抵抗に切り換わり、短い遅延時間、例えば１００ナノ秒後、上記一次側スイッチは能動的にクローズする。欧州特許出願公開第１１４６６３０号明細書による制御方法を用いた場合、この方法は、その結果生じる休止時間の増大を自動的に補償する。したがって、上記装置の出力特性は不変のままである。

図２は、本発明による上記制御回路１００が使用されているスイッチモード電源装置の一実施の形態を回路図の形で示している。

図１のブロック１１０内に含まれているように、サンプル信号を生成するための装置の回路インプリメンテーションは、図３に示されている。回路装置３００は、出力信号として、サンプリング信号１１２を図１の上記サンプルおよびホールド回路１０８に出力する。この回路３００は、その入力端に、制御信号Ｖ_Ｇおよび減磁信号Ｖ_{Ｄｅｍａｇ}が供給される。ここで、上記バイポーラトランジスタの制御信号Ｖ_Ｇは上記電圧パルスの始まりを検出するために利用され、この減磁信号Ｖ_{Ｄｅｍａｇ}は上記電圧パルスの終わりを検出するために利用される。上記回路装置３００は、主に第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２、並びに定電流源３０１およびコンパレータ３０２から成る。４個のスイッチＳ１〜Ｓ４は、上記２個のコンデンサの充電および放電を調整し、デジタル制御器３０４はこれらのスイッチを制御する。

図３に示されている制御回路３０４は、第１および第２ＲＳフリップ・フロップ、ＮＯＲゲート、およびＡＮＤゲートで構成されている。

以下、上記回路３００の動作を詳細に説明する。上記一次側スイッチＴ１０がオフになった直後、上記第１コンデンサＣ１は、上記スイッチＳ１を介して上記定電流源３０１と接続され、その後充電される。上記第１コンデンサＣ１での電圧は、上記コンパレータ３０２によって上記第２コンデンサＣ２の電圧と比較される。上記コンデンサＣ１の電圧が上記第２コンデンサの電圧の値に達すると、上記コンパレータ３０２は上記サンプリング信号１１２を上記サンプルおよびホールド回路１０８に出力する。同時に、上記コンデンサＣ２は、上記スイッチＳ２を介して短絡して、当該スイッチＳ２を介して放電される。上記コンデンサＣ１は、上記減磁の認識で上記補助巻線内の電圧パルスの終わりを上記信号Ｖ_{Ｄｅｍａｇ}の正の電圧エッジとして合図するまで、上記定電流源３０１によってさらに充電される。このとき、電圧Ｕ１は上記コンデンサＣ１に存在している。上記コンデンサＣ１の充電は終了し、上記２個のコンデンサＣ１およびＣ２は、上記スイッチＣ３をクローズすることによって並列に接続されているので、上記コンデンサＣ２と、電圧Ｕ２＝Ｕ１・Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２）は、両方のコンデンサに存在している。Ｕ２は、容量値が、Ｃ１は２・Ｃ２であるという方式で選ばれるとき、例えば、２／３・Ｕ１に等しい。上記一次側スイッチがクローズし、上記スイッチＳ３およびＳ４が、上記２個のコンデンサが再び分離して上記第１コンデンサＣ１が放電されるという方法で作動するまで、上記回路３００はこの状態のままである。上記一次側スイッチＴ１０をオフに切り換えると、次の開閉サイクルが始まる。

このとき、上記コンデンサＣ２には、上記第１コンデンサＣ１に前サイクル中に存在していた最大電圧の２／３が存在しているので、サンプリング時期は、上記補助巻線での前の電圧持続時間の２／３の値と一致する。一般に、上記サンプリング時期は、比率Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２）で調整できる。

最も重要な電圧の時間挙動の概要（質的に表現している）を図４に示す。ここで、曲線４０１は、上記補助巻線での電圧の経過を示し、曲線４０２は減磁検出の経過を示し、曲線４０３は上記一次側スイッチＴ１０に対する制御信号の経過を示し、曲線４０４は上記第１コンデンサＣ１での電圧を示し、曲線４０５は上記第２コンデンサＣ２での電圧を示し、曲線４０６は上記サンプリング信号１１２を示している。

曲線４０１と４０２との比較から理解できるように、上記減磁信号の立ち上がりエッジは、上記補助巻線が数値ゼロまで減衰することを反映している。このように、曲線４０２の立ち上がりエッジは、上記電圧パルス４０８の持続時間の終わりを規定する。この電圧パルスの持続時間の始まりは、曲線４０３で示された、上記制御電圧Ｖ_Ｇのフォールディングエッジで合図される。上記曲線４０４および４０５は、上記第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２にそれぞれ存在する電圧経過を示している。ここで、両方の電圧値が等しい場合、時期４０９は、曲線４０６で示された上記サンプリング信号１１２が、上記サンプルおよびホールド回路に出力された際の上記サンプリング時期を決定する。曲線４０１と４０６との比較から理解できるように、ここで選ばれた上記コンデンサＣ１およびＣ２の容量比率を用いて、上記サンプリング信号は、上記電圧パルス４０８の持続時間の約２／３に相当するサンプリング時期に選ばれる。この比率には、比較的低い電流、つまり最大電流の１／３で測定できるという利点がある。さらに、このサンプリング時期は、上記電圧パルスの持続時間が変わらない限り、常に一定に保たれている。したがって、高精度の制御装置が得られることが保証される。

本発明による制御回路のブロック図である。 図１の制御回路を備えた一次制御スイッチモード電源装置の図である。 サンプル信号を発生させるための回路装置の図である。 本発明による上記制御回路内の様々な信号および電圧の定性的なタイミングチャートである。

Claims (33)

1. 一次制御スイッチモード電源装置の出力電力を制御するための制御回路において、前記スイッチモード電源装置は、一次側スイッチ（Ｔ１０）および補助巻線（１０４）を有するトランス（１０１）を含み、前記一次側スイッチ（Ｔ１０）のオープン後、電圧パルスが誘導され、
   前記制御回路（１００）は、前記一次側スイッチのオープンの時期に対してサンプリング時期を規定するサンプリング信号（１１２）を発生させるための回路装置（３００）と、
   制御変数を発生させるための前記サンプリング信号（１１２）に応じて前記電圧パルスの高さをサンプリングして記憶するためのサンプルおよびホールド装置（１０８）と、
   前記制御変数を参照値（reference value）と比較するとともに、この比較の結果によって前記出力電力を調整するための制御装置とを含み、
   前記回路装置（３００）は、前記電圧パルスの持続時間（４０８）に基づいて前記サンプリング時期を決定するようにした、制御回路。
2. 前記回路装置（３００）は、前記電圧パルスの前記持続時間（４０８）を決定するために、前記一次側スイッチ（Ｔ１０）をクローズするための制御信号（Ｖ_Ｇ）および前記トランス（１０１）にエネルギーがないかどうかを示す減磁信号（Ｖ_{Ｄｅｍａｇ}）を受信する方法で相互接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の制御回路。
3. 前記回路装置（３００）は、
   定電流源（３０１）と、
   前記定電流源（３０１）で充電される第１コンデンサ（Ｃ１）と、
   前記第１コンデンサ（Ｃ１）と並列に接続される第２コンデンサ（Ｃ２）と、
   前記２個のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の各々の一端子に接続され、前記２個のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の電圧が等しい場合、前記サンプリング信号（１１２）を出力できる、コンパレータ（３０２）を含むことを特徴とする、請求項１または２に記載の制御回路。
4. 前記回路装置（３００）は、前記第１（Ｃ１）および第２（Ｃ２）コンデンサの充電および放電のタイミングを調整するために、複数のスイッチ（Ｓ１〜Ｓ４）を含むことを特徴とする、請求項３に記載の制御回路。
5. 前記定電流源（３０１）と前記第１コンデンサ（Ｃ１）との間に第１スイッチ（Ｓ１）が配置され、
   前記第２コンデンサ（Ｃ２）を短絡させるための第２スイッチ（Ｓ２）は前記第２コンデンサ（Ｃ２）と並列に配置され、前記第２スイッチ（Ｓ２）は前記サンプリング信号（１１２）で制御可能であり、
   前記第１（Ｃ１）および前記第２（Ｃ２）コンデンサは各々の一端子で共通接地電位に接続され、各々の他端子の間には第３スイッチ（Ｓ３）が配置されており、
   前記第１コンデンサ（Ｃ１）を短絡させるための第４スイッチ（Ｓ４）は前記第１コンデンサ（Ｃ１）と並列に配置されていることを特徴とする、請求項４に記載の制御回路。
6. 前記一次側スイッチ（Ｔ１０）に対する前記制御信号（Ｖ_Ｇ）は、前記スイッチがクローズしているときは高電位にあり、前記スイッチがオープンしているときは低電位にあり、前記減磁信号（Ｖ_{Ｄｅｍａｇ}）は、前記補助巻線（１０４）での電圧が所定閾値以下であるときは高電位にあり、前記補助巻線（１０４）での電圧が所定閾値以上であるときは低電位にあることを特徴とする、請求項２〜５のいずれかに記載の制御回路。
7. 前記回路装置（３００）は、前記複数のスイッチを前記電圧パルスの持続時間によって制御するために少なくとも１つの出力端を含む制御装置（３０４）をさらに含むことを特徴とする、請求項４〜６のいずれかに記載の制御回路。
8. 前記制御装置（３０４）は第１（ＦＦ１）および第２（ＦＦ２）ＲＳフリップ・フロップを含み、
   前記第１ＲＳフリップ・フロップ（ＦＦ１）は、そのセット入力端で否定スイッチオン信号に接続されるとともに、そのリセット入力端で前記減磁信号に接続され、前記第２ＲＳフリップ・フロップ（ＦＦ２）は、そのセット入力端で前記減磁信号に接続されるとともに、そのリセット入力端で前記スイッチオン信号に接続され、
   前記第１ＲＳフリップ・フロップ（ＦＦ１）の出力は前記第１スイッチ（Ｓ１）を制御し、さらに前記第３スイッチ（Ｓ３）を制御するためのＮＯＲゲート（３０６）と接続されるとともに、その出力端で前記第４スイッチ（Ｓ４）を制御するＡＮＤゲート（３０８）の否定入力端と接続されており、
   前記第２ＲＳフリップ・フロップ（ＦＦ２）の出力端は前記ＮＯＲゲート（３０６）の第２入力端と接続されるとともに、さらに前記ＡＮＤゲート（３０８）の第２入力端と接続されていることを特徴とする、請求項７に記載の制御回路。
9. 請求項１〜８のいずれかに記載の制御回路を有する一次制御スイッチモード電源装置において、前記一次側スイッチ（Ｔ１０）は電子スイッチ、好ましくはパワーバイポーラトランジスタである、一次制御スイッチモード電源装置。
10. 一次制御スイッチモード電源装置の出力電力を制御するための制御変数をサンプリングする時期を決定するサンプリング信号を生成する回路装置において、前記スイッチモード電源装置は、一次側スイッチ（Ｔ１０）および補助巻線（１０４）を有するトランス（１０１）を含み、前記一次側スイッチ（Ｔ１０）のオープン後、電圧パルスが誘導され、前記回路装置（３００）は、
    定電流源（３０１）と、
    前記定電流源（３０１）で充電される第１コンデンサ（Ｃ１）と、
    前記第１コンデンサ（Ｃ１）と並列に接続される第２コンデンサ（Ｃ２）と、
    前記２個のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の各々の一端子に接続され、前記２個のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の電圧が等しい場合、前記サンプリング信号（１１２）を出力できる、コンパレータ（３０２）を含むことを特徴とする、回路装置。
11. 前記回路装置（３００）は、前記第１（Ｃ１）および第２（Ｃ２）コンデンサの充電および放電のタイミングを調整するために、複数のスイッチ（Ｓ１〜Ｓ４）を含むことを特徴とする、請求項１０に記載の回路装置。
12. 前記定電流源（３０１）と前記第１コンデンサ（Ｃ１）との間に第１スイッチ（Ｓ１）が配置され、
    前記第２コンデンサ（Ｃ２）を短絡させるための第２スイッチ（Ｓ２）は前記第２コンデンサ（Ｃ２）と並列に配置され、前記第２スイッチ（Ｓ２）は前記サンプリング信号（１１２）で制御可能であり、
    前記第１（Ｃ１）および前記第２（Ｃ２）コンデンサは各々の一端子で共通接地電位に接続され、各々の他端子の間には第３スイッチ（Ｓ３）が配置されており、
    前記第１コンデンサ（Ｃ１）を短絡させるための第４スイッチ（Ｓ４）は前記第１コンデンサ（Ｃ１）と並列に配置されていることを特徴とする、請求項１１に記載の回路装置。
13. 前記電圧パルスの持続時間（４０８）についての情報を含む少なくとも１つの入力信号に応じて前記複数のスイッチ（Ｓ１〜Ｓ４）を制御するために少なくとも１つの出力端を含む制御装置（３０４）をさらに含むことを特徴とする、請求項１１または１２に記載の回路装置。
14. 前記入力信号（Ｖ_Ｇ）は、前記一次側スイッチ（Ｔ１０）に対する制御信号と、前記補助巻線（１０４）での電圧が所定閾値以下であるときは高電位にあり、前記補助巻線（１０４）での電圧が所定閾値以上であるときは低電位にある減磁信号（Ｖ_{Ｄｅｍａｇ}）とで構成されていることを特徴とする、請求項１３に記載の回路装置。
15. 前記制御装置（３０４）は第１（ＦＦ１）および第２（ＦＦ２）ＲＳフリップ・フロップを含み、
    前記第１ＲＳフリップ・フロップ（ＦＦ１）は、そのセット入力端で否定スイッチオン信号に接続されるとともに、そのリセット入力端で前記減磁信号に接続され、前記第２ＲＳフリップ・フロップ（ＦＦ２）は、そのセット入力端で前記減磁信号に接続されるとともに、そのリセット入力端で前記スイッチオン信号に接続され、
    前記第１ＲＳフリップ・フロップ（ＦＦ１）の出力端は前記第１スイッチ（Ｓ１）を制御し、また、前記第３スイッチ（Ｓ３）を制御するためのＮＯＲゲート（３０６）と接続されるとともに、その出力端で前記第４スイッチ（Ｓ４）を制御するＡＮＤゲート（３０８）の否定入力端と接続されており、
    前記第２ＲＳフリップ・フロップ（ＦＦ２）の出力は前記ＮＯＲゲート（３０６）の第２入力端と接続されるとともに、さらに前記ＡＮＤゲート（３０８）の第２入力端と接続されていることを特徴とする、請求項１４に記載の回路装置。
16. トランスと一次側スイッチを有する一次制御スイッチモード電源装置の電力を制御する方法において、前記トランスは、前記一次側スイッチのオープン後、電圧パルスが誘導される補助巻線を含み、前記方法は、
    １開閉サイクル中に、制御変数を発生させるための前記スイッチのオープン後、サンプリング時期を規定するサンプリング信号に応じて、前記電圧パルスの高さをサンプリングして記憶するステップと、
    前記制御変数を参照値（reference value）と比較し、この比較の結果によって前記出力電力を調整するステップを含み、
    前記サンプリング時期は、前の開閉サイクル中の前記補助巻線での前記電圧パルスの持続時間に基づいて決定される、方法。
17. さらに、次の開閉サイクルに対してサンプリング信号が生成されることを特徴とする、請求項１６に記載の方法。
18. 前記サンプリング時期は、前記一次スイッチが前記電圧パルスの持続時間の固定分数、好ましくは２／３でオープンする時期に関して決定されることを特徴とする、請求項１６または１７に記載の方法。
19. 前記サンプリング信号を発生させるステップは、
    前記スイッチがオープンした後、前記第１コンデンサを充電するステップと、
    前記第１コンデンサでの電圧を、前記第１コンデンサと並列に接続できる第２コンデンサでの電圧と比較するステップと、
    この比較で両方のコンデンサでの電圧が等しいという結果が得られた場合、前記サンプリング信号を出力するステップを含むことを特徴とする、請求項１６〜１８のいずれかに記載の方法。
20. 前記第２コンデンサは前記サンプリング信号の出力後に充電されることを特徴とする、請求項１９に記載の方法。
21. 前記第１コンデンサは、前記電圧パルスが終わるまで、定電流源から充電されることを特徴とする、請求項１９または２０に記載の方法。
22. 前記第１および前記第２コンデンサは前記電圧パルスが終わるとき並列に接続されており、したがって、前記第２コンデンサは前記第１コンデンサで充電され、両コンデンサには同一電圧が存在していることを特徴とする、請求項１９〜２１のいずれかに記載の方法。
23. 前記コンデンサはそれぞれ分離しており、前記第１コンデンサは、前記一次側スイッチがクローズしたときに放電されることを特徴とする、請求項１９〜２２のいずれかに記載の方法。
24. 前記電圧パルスの始まりは、前記一次側スイッチに対する前記制御信号が低電位になることで規定され、前記電圧パルスの終わりは、減磁信号の立ち上がりで規定され、前記減磁信号は、前記補助巻線での電圧が所定閾値以下のときに高電位にあり、前記補助巻線での電圧が所定閾値以上のときに低電位にあることを特徴とする、請求項１６〜２３のいずれかに記載の方法。
25. 前記出力電力を調節するステップは、前記一次側スイッチがオープンする時間を適用することを特徴とする、請求項１６〜２４のいずれかに記載の方法。
26. 前記一次側スイッチはパワーバイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であることを特徴とする、請求項１６〜２５のいずれかに記載の方法。
27. 前記電圧パルスの高さをサンプリングして記憶するステップは、サンプルおよびホールド素子（Ｓ＆Ｈ）で実行されることを特徴とする、請求項１６〜２６のいずれかに記載の方法。
28. トランスおよび一次側スイッチを有する一次制御スイッチモード電源装置の出力電力を制御する方法において、前記トランスは補助巻線を含み、前記一次側スイッチのオープン後に第１電圧パルスが誘導され、前記一次側スイッチのクローズ後に第２電圧パルスが誘導され、前記方法は、
    １開閉サイクル中に、制御変数を生成するための前記第１電圧パルスの高さをサンプリングして記憶するステップと、
    前記制御変数を参照値（reference value）と比較し、この比較の結果によって前記出力電力を調整するステップと、
    前記第２電圧パルスの高さをサンプリングして、この高さを閾値と比較し、この比較から前記閾値を逸脱していることがわかると、前記スイッチモード電源装置の安全な動作方式を設定するステップを含む、方法。
29. 前記安全な動作方式を設定するステップは、前記一次側スイッチを制御するドライバをオフに切り換えることを含むことを特徴とする、請求項２８に記載の方法。
30. トランスおよび一次側スイッチを有する一次制御スイッチモード電源装置であって、前記トランスは補助巻線を含み、前記一次側スイッチのオープン後に第１電圧パルスが誘導され、前記一次側スイッチのクローズ後に第２電圧パルスが誘導される装置において、前記装置は請求項２８または２９に記載の方法を実施できることを特徴とする、一次制御スイッチモード電源装置。
31. トランスおよび一次側スイッチを有する一次制御スイッチモード電源装置の出力電力を制御する方法において、前記一次側スイッチはドライバで制御可能であり、前記方法は、 前記トランスの一次巻線を流れる電流を検出するステップと、
    検出された電流を第１閾値および第２閾値と比較するステップと、
    検出された電流が前記第１閾値を逸脱しているときに、前記ドライバを高インピーダンス状態に切り換えるステップと、
    検出された電流が前記第２閾値を逸脱しているときに、前記一次側スイッチをオープンするステップを含む、方法。
32. 前記第１閾値は、前記第２閾値の８０％に達していることを特徴とする、請求項３１に記載の方法。
33. 前記ドライバはプッシュ・プルドライバであることを特徴とする、請求項３１または３２に記載の方法。

Images