WO2004082119A2 - Ansteuerschaltung für schaltnetzteil - Google Patents

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WO2004082119A2
WO2004082119A2 PCT/EP2004/002421 EP2004002421W WO2004082119A2 WO 2004082119 A2 WO2004082119 A2 WO 2004082119A2 EP 2004002421 W EP2004002421 W EP 2004002421W WO 2004082119 A2 WO2004082119 A2 WO 2004082119A2
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voltage pulse
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WO2004082119A8 (de
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Arno Reinhard
Armin Wegener
Rüdiger MALSCH
Ralf Gennant Berghegger SCHRÖDER
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Friwo Mobile Power Gmbh
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters

Definitions

  • the present invention relates to a control circuit for regulating the output power of a primarily controlled switching power supply.
  • the invention relates to a control circuit in a primarily controlled switching power supply, which has a switch on the primary side and a transformer with an auxiliary winding.
  • the primary-side switching processes induce voltage pulses in the auxiliary winding, which can be used to regulate the output power.
  • the invention also relates to a method for operating a switched-mode power supply of the generic type.
  • the invention relates to a method for regulating the output power of a primary-controlled switched-mode power supply with a transformer and a switch on the primary side, the switch on the primary side being controllable by a driver.
  • Switched-mode power supplies are used in numerous electronic devices in order to generate the low-voltage direct voltage required to supply the electronic components from a mains voltage. Switched-mode power supplies have prevailed over conventional power supplies with power transformers in many applications, since they have a better efficiency from a certain performance class and in particular require less space. The latter is due in particular to the fact that instead of the mains voltage, a high-frequency alternating voltage is transformed, which instead of the usual mains frequencies of 50 Hz or 60 Hz can be in the range from 20 kHz to 200 kHz, for example. Since the required number of turns of the transformer is inversely proportional to the frequency, the copper losses can be greatly reduced and the necessary transformer is significantly smaller.
  • primary-switched switching power supplies in which the frequency generated on the primary side of the high-frequency transformer by the switch, for example a bipolar transistor, is regulated depending on the load present on the secondary side of the power supply, by one Avoid saturation of the high-frequency transformer.
  • the feedback necessary for such a regulation is implemented, for example, by using a voltage tapped at an auxiliary winding as a controlled variable. This is shown, for example, in European patent application EP 1 146 630 A2.
  • the method for regulating the output current described in EP 1 146 630 A2 and / or the output voltage of a switching power supply includes that the same energy is loaded into the transformer with each pulse.
  • sample-and-hold element S&H element
  • the present invention is based on the knowledge that the voltage pulse on the auxiliary winding itself contains the necessary information when a scanning and storing Before the controlled variable delivers the best control result under the prevailing operating conditions. If the sampling time is determined on the basis of the duration of this voltage pulse, changes in the operating conditions, for example in the mains voltage fed in, can be taken into account in a simple and effective manner. This means that the sampling time automatically adapts to the respective operating conditions. This selection of a favorable sampling time can be ensured, for example, that is measured at a low current, which means that control deviations caused by changing the converter internal resistance, the series equivalent resistance (ESR) of the secondary capacitors, the forward voltage of the secondary diode. B. arise when the temperature changes, reduce.
  • ESR series equivalent resistance
  • two input signals are used to assess the duration of the voltage pulse on the auxiliary winding, which are also required for the control of the switched-mode power supply in another way: the control signal for closing the primary-side switch, which reflects the start of the voltage pulse after the primary-side switch has been opened, and the demagnetization signal, which indicates whether the transformer is without power and thus contains the information about the end of the voltage pulse on the auxiliary winding.
  • the circuit arrangement for generating the sampling signal which defines the sampling time with reference to the time of opening of the primary-side switch, comprises a constant current source, a first capacitor that can be charged by this constant current source, and a second capacitor that is connected to the first capacitor can be connected in parallel, and a comparator.
  • the comparator is connected to one connection of the two capacitors and can be operated in such a way that it outputs the scanning signal when the voltages on both capacitors are the same.
  • the scanning signal can be automatically defined for a switching cycle in the previous switching cycle.
  • the second capacitor contains in the form of its charge the information about the duration of the voltage pulse during the respective switching cycle.
  • the first capacitor, which over the constant Current source is charged however, contains information about the duration of the voltage pulse during the current switching cycle.
  • a first switch is arranged between the constant current source and the first capacitor in order to separate the latter from the constant current source when the end of the voltage pulse has been recognized and thus to stop the charging of the first capacitor.
  • a second switch is connected in parallel to the second capacitor and can be controlled by the scanning signal in such a way that the second capacitor is discharged as a result of the transmission of the scanning signal.
  • a third switch is arranged so that the first and second capacitors are parallel to each other while the third switch is closed and is controlled so that it is closed at the moment when the end of the voltage pulse is signaled.
  • the charge can be transferred from the first capacitor to the second capacitor in a particularly simple manner.
  • a fourth switch is connected in parallel with the first capacitor and enables the first capacitor to be discharged when the fourth switch is closed.
  • the signals which are also required for the other functions of the control circuit are advantageously used, that is to say a control signal for the switch on the primary side which is at H potential when the switch is closed and on L potential is when the switch is open and a demagnetization signal which is at H potential when the voltage on the auxiliary winding is below a certain threshold value and at L potential when the voltage on the auxiliary winding is above a certain threshold value lies.
  • the circuit arrangement expediently have a control device that has at least one output for controlling the plurality of switches depending on the duration of the voltage pulse.
  • Such a control device can be implemented in a simple manner with digital logic modules.
  • control circuit is particularly effective when the control circuit is used in a primary-controlled switching power supply that uses an electronic switch as the primary-side switch, preferably a power bipolar transistor.
  • an electronic switch preferably a power bipolar transistor.
  • power MOSFETs or IGBTs can also be used.
  • an overvoltage protection circuit can be implemented by a second control circuit or an overvoltage cutoff on the same auxiliary winding.
  • the voltage on the auxiliary winding can be used to detect a wire break. For example, if there is no negative voltage at the measuring point when the primary switch is turned on, the auxiliary winding is not connected or interrupted.
  • a corresponding control circuit can switch the device into a safe mode and, for example, B. ensure compliance with the requirements for safety extra-low voltage.
  • the primary-side switch is switched off for such a long time that the secondary base load causes the output voltage to drop so low before the switch is next switched on that the next switching operation cannot raise the voltage beyond the safe value.
  • the complete output voltage regulation including the overvoltage protection, can therefore advantageously be integrated in an integrated circuit, and no further components are required.
  • such a wire break detection prevents consequential errors that otherwise often occur when the wiring is incorrect or the auxiliary winding is not connected. In such cases, repairs are significantly simplified.
  • the overvoltage protection can be activated when the normal voltage level is exceeded very slightly, so that in the event of a fault, connected devices and users who touch the output connector are not endangered.
  • two identical voltage regulators can be used in the integrated circuit be set up so that only the internal tolerance determines which branch takes over the normal control and which branch carries out the overvoltage monitoring. In this case the overvoltage level is almost identical to the normal voltage level.
  • the current in the transformer is compared according to the invention with two threshold values.
  • the driver When the current reaches the first threshold, the driver is switched to high resistance.
  • the switch on the primary side When the second threshold is reached, the switch on the primary side is actively switched off.
  • Such a driver advantageously has low power consumption.
  • the switching losses can be reduced.
  • the input voltage dependency of the primary current can be reduced with the driver circuit according to the invention.
  • the changeover times can be automatically adapted to different rates of increase in the primary current.
  • Such a driver circuit offers in particular for small power supplies, in which no more than z. B. 0.3 W power loss may occur, clear advantages.
  • FIG. 1 is a block diagram of a control circuit according to the present invention.
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of a primary-controlled switching power supply with a control circuit according to FIG. 1;
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of a circuit arrangement for generating a scanning signal
  • FIG. 4 qualitative time curves of various signals and voltages within the control circuit according to the present invention.
  • Figure 1 shows a control circuit for controlling the output power of a primary-controlled switching power supply in your application environment.
  • a control 100 can be implemented, for example, as a user-specific integrated circuit (ASIC).
  • ASIC user-specific integrated circuit
  • the secondary power of the switching power supply unit which is output at the secondary winding 102 is regulated on the primary side by driving an electronic switch T10, here a power bipolar transistor.
  • the voltage on an auxiliary winding 104 is used as the control variable.
  • a positive voltage pulse is induced in the auxiliary winding after opening switch T10, which first shows an overshoot and then a continuously decreasing course.
  • the voltage pulse duration 408 has elapsed, the voltage on the auxiliary winding drops to zero with a settling.
  • a voltage pulse in the negative direction is induced in the auxiliary winding when the switch is closed again.
  • the positive voltage pulse on the auxiliary winding after opening the switch can be used to regulate the output power of the switching power supply.
  • the regulation takes place by a corresponding adjustment of the time period in which the switch T10 remains open.
  • the actual control of the bipolar transistor T10 takes place via a driver 106.
  • the reference values of the regulation and the supply voltage are derived from a band gap reference 108.
  • Further circuit elements for switching the driver 106 on and off are the current and voltage detection with timing elements and characteristic curves which describe the control characteristic. Protection functions for overvoltage and overcurrent are included as well as a voltage regulator and a start-up circuit.
  • the sample and hold circuit (S&H) 108 receives a corresponding sample signal 112 from a circuit arrangement contained in the block "Timers and the link" 110 when the voltage value on the auxiliary winding is to be recorded and stored.
  • the control circuit 100 also has an overvoltage protection comparator (OVP comparator) 107 and a fade-out comparator 109, both of which are supplied with the voltage induced on the auxiliary winding 104.
  • OVP comparator 107 detects positive voltages above the control range, switches off the driver 106 for the duration of a fade-out time and thereby prevents the occurrence of overvoltages. If the Auxiliary winding, as shown in FIG. 4 in curve 401, induces a negative voltage pulse when the primary-side switch is closed. If the auxiliary winding 104 is not connected or interrupted, this negative voltage pulse is missing.
  • the blanking comparator 109 detects the negative voltages during the closing of the primary soap switch and, in the absence of the negative voltage pulse, also triggers the blanking time for the driver. As a result, the primary-side switch is opened for such a long time that the secondary base load causes the output voltage to drop so low before the switch is next switched on that the subsequent switching process can no longer raise the voltage above a safe level. A possible defect in the connection between the control circuit 100 and the auxiliary winding 104 is thus protected.
  • control circuit 100 has an IP comparator 105 which measures the current IP which flows through the primary-side winding of the transformer 101 when the primary-side switch T10 is closed.
  • the current IP in the IP comparator 105 is compared with two threshold values. When the current reaches the first threshold value, driver 106 is switched to high resistance. When the second threshold value is reached, the primary-side switch T10 is actively switched off. The duration of the high impedance is determined by the difference between the two threshold values.
  • the primary-side switch is a field effect transistor, for example, this difference is not critical since the gate capacitance stores the charge for a relatively long time.
  • the primary-side switch T10 is a bipolar transistor
  • the first threshold value must be relatively close to the second threshold value, since the bipolar transistor begins to block after a short time.
  • this effect can be very favorable if you optimize the threshold values. After a short time with a high-impedance base, the primary-side switch is no longer saturated and can be switched off much faster. This reduces switching losses.
  • the first threshold value is approximately 80% of the second threshold value.
  • a delay time is relatively uncritical.
  • the driver 106 is first switched to high resistance and after a short delay, for example 100 nanoseconds, the switch on the primary side becomes actively closed. If a control method according to EP 1 146 630 A2 is used, the method automatically regulates the resulting extension of the pause time and the output characteristic of the device remains unchanged.
  • FIG. 2 shows, in the form of a circuit diagram, an embodiment of a switching power supply in which the control circuit 100 according to the invention is used.
  • FIG. 3 shows a possible circuit implementation of a circuit arrangement for generating a scanning signal, as is contained in block 110 of FIG. 1.
  • Circuit arrangement 300 outputs the scanning signal 112 to the sample and hold circuit 108 of FIG. 1 as an output signal with the control signal V G and the demagnetization signal V Dema g.
  • the control signal of the bipolar transistor V G serves to identify the start of the voltage pulse and the demagnetization signal V Dema g serves to identify the end of the voltage pulse.
  • the circuit arrangement 300 essentially consists of a first capacitor C1 and a second capacitor C2 as well as a constant voltage source 301 and a comparator 302.
  • Four switches S1 to S4 coordinate the charging and discharging of the two capacitors and a digital controller 304 controls these switches.
  • the drive circuit 304 which is shown in FIG. 3, is formed by a first and a second RS flip-flop as well as by a NOR gate and an AND gate.
  • the circuit 300 Immediately after the switch T10 on the primary side has been switched off, the first capacitor C1 is connected to the constant current source 301 via the switch S1 and subsequently charged. The voltage on the first capacitor C1 is compared by the comparator 302 with the voltage of the second capacitor C2. When the voltage on the capacitor C1 reaches the value of the voltage on the capacitor C2, the comparator 302 outputs the sample signal 112 to the sample and hold element 108. At the same time, the capacitor C2 is briefly closed and discharged via the switch S2. The capacitor C1 continues to be charged via the constant current source 301 until the demagnetization detection signals the end of the voltage pulse in the auxiliary winding by a positive voltage edge of the signal V Dema g.
  • the sampling time can be set using the ratio C1 / (C1 + C2).
  • Figure 4 gives an overview of the time profiles of the most important voltages (in a qualitative representation).
  • Curve 401 means the profile of the voltage on the auxiliary winding
  • curve 402 the profile of the demagnetization detection
  • curve 403 the profile of the control signal for the primary-side switch T10
  • curve 404 the voltage on the first capacitor
  • curve 405 the voltage on the second capacitor C2
  • curve 406 the scanning signal 112.
  • the rising edge of the demagnetization signal reflects the drop in the voltage on the auxiliary winding to the value zero.
  • the rising edge of curve 402 thus defines the end of voltage pulse duration 408.
  • the beginning of the voltage pulse duration is signaled by the falling edge of control voltage V G , which is shown in curve 403.
  • Curves 404 and 405 show the voltage profiles which drop across the first capacitor C1 and the second capacitor C2.
  • the time 409 at which the two voltage values are equal determines the sampling time at which the sampling signal 112, as shown in curve 406, is output to the sample and hold circuit.
  • the sampling signal is selected at a sampling time which is approximately two thirds of the duration of the voltage pulse 408.
  • This ratio offers the advantage that it is possible to measure at a comparatively low current, namely at a third of the maximum current.
  • the sampling time is always kept constant as long as the duration of the voltage pulse does not change. This can ensure that high control accuracy is achieved.

Abstract

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Regelschaltung (100) zum Regeln der Ausgangsleistung eines primär gesteuerten Schaltnetzteils, das einen primärseitigen Schalter (T10) und einen Transformator (101) mit einer Hilfswicklung (104) aufweist. In der Hilfswicklung werden durch die primärseitigen Schaltvorgänge Spannungspulse induziert. Um eine verbesserte Regelung bei gleichzeitig erhöhter Flexibilität bezüglich der Betriebsparameter zu ermöglichen, wird der Abtastzeitpunkt auf der Grundlage der Dauer des Spannungspulses an der Hilfswicklung (104) während eines vorangegangenen Schaltzyklus bestimmt. Um einen fehlerhaften Kontakt zwischen der Hilfswicklung (104) und der Regelschaltung (100) auf besonders einfache und sichere Weise zu erkennen, kann weiterhin der negative Spannungspuls an der Hilsfwicklung (104) beim Schliessen des Schalters (T10) dazu herangezogen werden, die ordnungsgemässe Kontaktierung zu bestätigen. Um den Abschaltvorgang des Schalters (T10) zu optimieren und die Verlustleistung zu verringern, kann die Ausgangsleistung geregelt werden, indem der Strom durch die Primärwicklung mit zwei Schwellenwerten verglichen wird.

Description

Ansteuerschaltυng für Schaltnetzteil
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Regelschaltung zum Regeln der Ausgangsleistung eines primär gesteuerten Schaltnetzteils. Insbesondere betrifft die Erfin- düng eine Regelschaltung in einem primär gesteuerten Schaltnetzteil, das einen primär- seitigen Schalter und einen Transformator mit einer Hilfswicklung aufweist. In der Hilfswicklung werden durch die primärseitigen Schaltvorgänge Spannungspulse induziert, die zur Regelung der Ausgangsleistung herangezogen werden können. Die Erfindung betrifft außerdem ein Verfahren zum Betreiben eines Schaltnetzteils der gattungsgemäßen Art. Weiterhin trifft die Erfindung ein Verfahren zur Regelung der Ausgangsleistung eines primärgesteuerten Schaltnetzteils mit einem Transformator und einem primärseitigen Schalter, wobei der primärseitige Schalter durch einen Treiber ansteuerbar ist.
Schaltnetzteile werden in zahlreichen elektronischen Geräten verwendet, um aus einer Netzspannung die zum Versorgen der elektronischen Bauteile notwendige Niedervoltgleichspannung zu erzeugen. Dabei haben sich Schaltnetzteile gegenüber konventionellen Netzteilen mit Netztransformatoren in vielen Anwendungsfällen durchgesetzt, da sie ab einer gewissen Leistungsklasse einen besseren Wirkungsgrad aufweisen und insbesondere einen geringeren Platzbedarf haben. Letzteres ist insbesondere darauf zurück- zuführen, dass anstelle der Netzspannung eine hochfrequente Wechselspannung transformiert wird, die statt der üblichen Netzfrequen∑ von 50 Hz oder 60 Hz beispielsweise im Bereich von 20 kHz bis 200 kHz liegen kann. Da die erforderlichen Windungszahlen des Transformators umgekehrt proportional zur Frequenz sinken, lassen sich dadurch die Kupferverluste stark reduzieren und der notwendige Transformator wird wesentlich kleiner.
Um den Wirkungsgrad weiter zu optimieren, sind insbesondere primärgetaktete Schaltnetzteile bekannt, bei denen die auf der Primärseite des Hochfrequenztransformators durch den Schalter, beispielsweise einen bipolaren Transistor, erzeugte Frequenz in Ab- hängigkeit von der auf der Sekundärseite des Netzteils anliegenden Last geregelt wird, um eine Sättigung des Hochfrequenztransformators zu vermeiden. Die zu einer solchen Regelung notwendige Rückkopplung wird beispielsweise dadurch realisiert, indem eine an einer Hilfswindung abgegriffene Spannung als Regelgröße verwendet wird. Dies ist beispielsweise in der europäischen Patentanmeldung EP 1 146 630 A2 gezeigt. Das in der EP 1 146 630 A2 beschriebene Verfahren zur Regelung des Ausgangsstromes und/oder der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils beinhaltet, dass mit jedem Puls die gleiche Energie in den Transformator geladen wird. Jeweils nach einer festen Zeit mit Bezug auf das Öffnen des Schalters, wird die Spannung an der Hilfswicklung mit einem Abtasthalteglied (Sampel-and-Hold-Element, S&H-Element) abgetastet und gespeichert. Nachteil dieses Verfahrens ist jedoch, dass der Abtastzeitpunkt von großer Bedeutung für die Regeleigenschaften ist und die Form des Spannungspulses an der Hilfswicklung stark von den unterschiedlichen Betriebsparametern, wie Eingangsspannungen Störgrößen etc. beeinflusst wird. Das bedeutet, dass ein fest eingestellter Wert für den Abtastzeitpunkt die Flexibilität und Einsatzbreite eines solchen geregelten Schaltnetzteils stark einschränkt.
Daher besteht eine Aufgabe, die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt, darin, eine Regelschaltung zum Regeln der Ausgangsleistung einen primär gesteuerten Schaltnetzkreises sowie ein entsprechendes Verfahren zur Regelung eines Schaltnetzteils an- zugeben, die eine verbesserte Regelung bei gleichzeitig erhöhter Flexibilität bezüglich der Betriebsparameter ermöglichen.
Diese Aufgabe wird durch eine Regelschaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 , eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Abtastsignals mit den Merkmalen des Patentanspruchs 10 sowie durch ein Verfahren zur Regelung der Ausgangsleistung eines primär gesteuerten Schaltnetzteils mit den Merkmalen des Patentanspruchs 16 gelöst.
Weiterhin muss bei einem derartigen Schaltnetzteil sichergestellt werden, dass im Falle eines fehlerhaften Anschließens der Hilfswicklung oder eines Drahtbruchs die Ausgangsspannung des Schaltnetzteils durch geeignete Maßnahmen auf einem sicheren Level begrenzt wird. Üblicherweise geschieht dies durch einen weiteren Regelkreis, eine Überspannungsüberwachung oder derartige Maßnahmen. Nachteilig an diesen bekannten Verfahren ist, dass in der Regel zusätzlich Bauteile erforderlich sind, die die Schal- tung unnötig komplex und teuer machen.
Daher besteht eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, ein verbessertes Verfahren zum Erkennen eines solchen Fehlers anzugeben. Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 28 gelöst.
Schließlich besteht bei integrierten Treibern für Bipolar-, Feldeffekt- oder IGBT- Transistoren, die als primärseitige Schalter in derartigen Schaltnetzteilen eingesetzt werden, das Problem, dass während des Umschaltens ein hoher Querstrom durch die Treibertransistoren fließt. Dieser Strom belastet die Spannungsversorgung des Schaltkreises und verursacht unnötige Verlustleistung. Darüber hinaus kann dieser Strom Störungen verursachen, die beispielsweise die Funktion des integrierten Schaltkreises beeinträchti- gen können. Üblicherweise wird als Abhilfe eine Verzögerungsschaltung vorgesehen, die bewirkt, dass immer erst der eine Treibertransistor ausgeschaltet wird, bevor der andere Treibertransistor eingeschaltet wird. Jedoch hat diese Lösung bei Anwendung in einem Schaltnetzteil den Nachteil, dass während der Verzögerungszeit vor dem Abschalten des primärseitigen Schalters der Strom im Transformator weiter ansteigt. Da die Anstiegsge- schwindigkeit eingangsspannungsabhängig ist, bewirkt die Verzögerung einen ein- gangsspannungsabhängigen Peakstrom. Wenn der Peakstrom wie z. B. bei einem Gerät gemäß der EP 1 146 430 A2 zur Einstellung des Ausgangsstroms des Gerätes verwendet wird, verursacht dies nachteiligerweise einen eingangsspannungsabhängigen Ausgangsstrom.
Daher besieht eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, ein verbessertes Verfahren zur Regelung der Ausgangsleistung eines primärgesteuerten Schaltnetzteils sowie eine Treiberschaltung für einen primärseitigen Schalter in einem derartigen Schaltnetzteil anzugeben, mit dem der Abschaltvorgang des primärseitigen Schalters verbessert werden kann und die Verlustleistung des Schaltnetzteils reduziert werden kann.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 31 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand mehrerer Unteransprüche.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass der Spannungspuls an der Hilfswicklung selbst die nötigen Informationen enthält, wann ein Abtasten und Spei- ehern der Regelgröße unter den jeweils herrschenden Betriebsbedingungen das beste Regelergebnis liefert. Ermittelt man also den Abtastzeitpunkt auf der Grundlage der Dauer dieses Spannungspulses, so können Änderungen in den Betriebsbedingungen, beispielsweise in der eingespeisten Netzspannung, auf einfache und effektive Art und Weise berücksichtigt werden. Das heißt, der Abtastzeitpunkt passt sich automatisch an die jeweiligen Betriebsbedingungen an. Durch diese Auswahl eines günstigen Abtastzeitpunktes kann beispielsweise gewährleistet werden, das bei einem geringen Strom gemessen wird, wodurch sich Regelabweichungen, die durch Änderung des Wandlerinnenwiderstands, den Serienersatzwiderstand (ESR) der Sekundärkondensatoren, die Flussspannung der Sekundärdiode z. B. bei Temperaturänderung entstehen, verringern.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform werden zur Beurteilung der Dauer des Spannungspulses an der Hilfswicklung zwei Eingangssignale verwendet, die für die Regelung des Schaltnetzteils auch anderweitig benötigt werden: das Ansteuersignal zum Schließen des primärseitigen Schalters, das den Beginn des Spannungspulses nach dem Öffnen des primärseitigen Schalters widerspiegelt und das Demagnetisierungs- signal, das anzeigt, ob der Transformator energielos ist und damit die Information über das Ende des Spannungspulses an der Hilfswicklung enthält. Durch die Verwendung dieser Eingangssignale kann auch auf zusätzliche Erfassungsvorrichtungen verzichtet werden und damit die Komplexität der Regelschaltung auf dem geringstmöglichen Niveau gehalten werden.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der vorliegenden Erfindung umfasst die Schaltungsanordnung zum Erzeugen des Abtastsignals, das mit Bezug auf den Zeitpunkt des Öffnens des primärseitigen Schalters den Abtastzeitpunkt definiert, eine Konstantstromquelle, einen ersten Kondensator, der durch diese Konstantstromquelle aufladbar ist, einen zweiten Kondensator, der zu dem ersten Kondensator parallel schaltbar ist, und einen Vergleicher. Der Vergleicher ist mit jeweils einem Anschluss der beiden Kondensatoren verbunden und kann so betrieben werden, dass er das Abtastsignal dann ausgibt, wenn die Spannungen an beiden Kondensatoren gleich sind. Mit einer derartigen Regelschaltung kann das Abtastsignal für einen Schaltzyklus in dem jeweils vorangegangenem Schaltzyklus automatisch definiert werden. Dabei beinhaltet der zweite Kondensator in Form seiner Ladung die Information über die Dauer des Spannungspulses während des jeweils abgelaufenen Schaltzyklus. Der erste Kondensator, der über die Konstant- Stromquelle aufgeladen wird, enthält dagegen die Information über die Dauer des Spannungspulses während des jeweils aktuellen Schaltzyklus.
Eine zeitliche Koordinierung des Aufladens und Entladens dieser beiden Kondensatoren kann am einfachsten durch eine Vielzahl von entsprechend angeordneten steuerbaren Schaltern erfolgen.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform ist ein erster Schalter zwischen der Konstantstromquelle und dem ersten Kondensator angeordnet, um letzteren von der Kon- stantstromquelle abzutrennen, wenn das Ende des Spannungspulses erkannt wurde und damit das Aufladen des ersten Kondensators zu beenden. Ein zweiter Schalter ist parallel zu dem zweiten Kondensator geschaltet und kann von dem Abtastsignal so angesteuert werden, dass der zweite Kondensator infolge des Aussendens des Abtastsignals entladen wird. Ein dritter Schalter ist so angeordnet, dass der erste und zweite Konden- sator zueinander parallel liegen, während der dritte Schalter geschlossen ist und wird so angesteuert, dass er in dem Augenblick geschlossen wird, wenn das Ende des Spannungspulses signalisiert wird. Hierdurch kann auf besonders einfache Weise ein Übertragen der Ladung von dem ersten Kondensator auf den zweiten Kondensator erreicht werden. Ein vierter Schalter schließlich liegt parallel zu dem ersten Kondensator und er- möglicht ein Entladen des ersten Kondensators, wenn der vierte Schalter geschlossen ist.
In vorteilhafter Weise werden zur Bestimmung der Dauer des Spannungspulses die Signale verwendet, die auch für die übrigen Funktionen der Regelschaltung benötigt wer- den, also ein Ansteuersignal für den primärseitigen Schalter, das auf H-Potential liegt, wenn der Schalter geschlossen ist, und auf L-Potential liegt, wenn der Schalter geöffnet ist, und ein Demagnetisierungssignal, das auf H-Potential liegt, wenn die Spannung an der Hilfswicklung unterhalb eines bestimmten Schwellenwertes liegt, und auf L-Potential, wenn die Spannung an der Hilfswicklung oberhalb eines bestimmten Schwellenwertes liegt.
Um die nötige Zeitkoordination mit Hilfe der oben beschriebenen Schalter auf möglichst einfache Art und Weise zu realisieren, weist die Schaltungsanordnung zweckmäßiger- weise eine Steuervorrichtung auf, die mindestens einen Ausgang zum Ansteuern der Vielzahl von Schaltern abhängig von der Dauer des Spannungspulses aufweist.
Eine solche Steuervorrichtung lässt sich auf einfache Weise mit digitalen Logikbaustei- nen realisieren.
Die vorteilhaften Eigenschaften der erfindungsgemäßen Regelschaltung kommen besonders dann zur Geltung, wenn die Regelschaltung in einem primärgesteuerten Schaltnetzteil eingesetzt wird, das einen elektronischen Schalter als primärseitigen Schalter, vorzugsweise einen Leistungsbipolartransistor einsetzt. Alternativ können auch Leistungs-MOSFETs oder IGBTs verwendet werden.
Bei einem Schaltnetzteil mit einer Ausgangsspannungsregelung, die die Spannung an einer primären Hilfswicklung abtastet, kann eine Überspannungsschutzschaltung durch einen zweiten Regelkreis oder eine Überspannungsabschaltung an der gleichen Hilfswicklung realisiert werden. Erfindungsgemäß kann die Spannung an der Hilfswicklung dazu genützt werden, einen Drahtbruch zu erkennen. Wenn beispielsweise beim Einschalten des primären Schalters keine negative Spannung am Messpunkt entsteht, ist die Hilfswicklung nicht angeschlossen oder unterbrochen. In diesem Fall kann eine ent- sprechende Steuerschaltung das Gerät in einen sicheren Modus schalten und so z. B. die Einhaltung der Anforderungen an die Sicherheitskleinspannung gewährleisten. Zum Beispiel wird der primärseitige Schalter für eine so lange Zeit ausgeschaltet, dass durch die sekundäre Grundlast die Ausgangsspannung vor dem nächsten Einschalten des Schalters auf einen so geringen Wert absinkt, dass der nächste Schaltvorgang die Spannung nicht über den sicheren Wert hinaus anheben kann. In vorteilhafter Weise kann daher die vollständige Ausgangsspannungsregelung einschließlich des Überspannungsschutzes in einer integrierten Schaltung integriert werden, und es werden keine weiteren Bauteile benötigt. Eine derartige Drahtbrucherkennung verhindert in vielen Fehlerfällen Folgefehler, die sonst bei falscher Beschaltung oder nicht angeschlossener Hilfswicklung häufig auftreten. Dadurch ist in solchen Fällen eine Reparatur deutlich vereinfacht. Der Überspannungsschutz kann schon bei sehr geringer Überschreitung des normalen Spannungsniveaus aktiv werden, so dass im Fehlerfall angeschlossene Geräte und Anwender, die den Ausgangssteckverbinder berühren, nicht gefährdet sind. Es können in der integrierten Schaltung beispielsweise zwei identische Spannungsregelungen aufgebaut werden, so dass nur die interne Toleranz bestimmt, welcher Zweig die normale Regelung übernimmt und welcher Zweig die Überspannungsüberwachung durchführt. In diesem Fall ist das Überspannungsniveau nahezu identisch mit dem normalen Spannungspegel.
Um den Abschaltvorgang des primärseitigen Schalters zu optimieren und dadurch eine Energieeinsparung zu erreichen, wird der Strom im Transformator erfindungsgemäß mit zwei Schwellenwerten verglichen. Wenn der Strom den ersten Schwellenwert erreicht, wird der Treiber hochohmig geschaltet. Beim Erreichen des zweiten Schwellenwerts wird der primärseitige Schalter aktiv ausgeschaltet. Ein derartiger Treiber weist in vorteilhafter Weise einen geringen Stromverbrauch auf. Im Falle eines Bipolartransistors als primär- seitigem Schalter können die Schaltverluste verringert werden. Darüber hinaus kann die Eingangsspannungsabhängigkeit des Primärstromes mit der erfindungsgemäßen Treiberschaltung verringert werden. Schließlich ist eine automatische Anpassung der Um- schaltzeitpunkte an verschiedene Anstiegsgeschwindigkeiten des Primärstromes möglich. Eine solche Treiberschaltung bietet insbesondere für Kleinleistungsnetzteile, bei denen im Leerlauf nicht mehr als z. B. 0,3 W Verlustleistung auftreten darf, deutliche Vorteile.
Anhand der in den beiliegenden Zeichnungen dargestellten Ausgestaltungen wird die Erfindung im folgenden näher erläutert. Ähnliche oder korrespondierende Einzelheiten sind in den Figuren mit denselben Bezugszeichen versehen. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Regelschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ein Schaltbild eines primärgesteuerten Schaltnetzteils mit einer Regelschaltung gemäß Fig. 1 ;
Fig. 3 ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Abtastsignals;
Fig. 4 qualitative Zeitverläufe verschiedener Signale und Spannungen innerhalb der Regelschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Figur 1 zeigt eine Regelschaltung zum Regeln der Ausgangsleistung eines primärgesteuerten Schaltnetzteils in Ihrer Applikationsumgebung. Eine derartige Regelung 100 kann beispielsweise als anwenderspezifischer integrierter Schaltkreis (ASIC) ausgeführt sein. Mit Hilfe der Regelschaltung 100 wird die an der Sekundärwicklung 102 abgegebe- ne Sekundärleistung des Schaltnetzteils primärseitig durch Ansteuern eines elektronischen Schalters T10, hier eines Leistungsbipolartransistors, eingeregelt. Als Regelgröße wird dabei die Spannung an einer Hilfswicklung 104 verwendet. In der Hilfswicklung wird, wie schematisch aus der Kurve 401 der Figur 4 ersichtlich, nach dem Öffnen des Schalters T10 ein positiver Spannungspuls induziert, der zunächst einen Überschwinger und dann einen kontinuierlich abfallenden Verlauf zeigt. Nach Ablauf der Spannungspulsdauer 408 sinkt die Spannung an der Hilfswicklung mit einem Einschwingen auf Null. Ein Spannungspuls in die negative Richtung wird in der Hilfswicklung induziert, wenn der Schalter wieder geschlossen wird.
Insbesondere der positive Spannungspuls an der Hilfswicklung nach dem Öffnen des Schalters kann zum Regeln der Ausgangsleistung des Schaltnetzteils herangezogen werden. Dabei erfolgt die Regelung durch eine entsprechende Anpassung der Zeitdauer, in der der Schalter T10 geöffnet bleibt. Die eigentliche Ansteuerung des bipolaren Transistors T10 erfolgt über einen Treiber 106. Aus einer Bandgapreferenz 108 werden die Referenzwerte der Regelung und die Versorgungsspannung abgeleitet. Weitere Schaltungselemente zum Ein- und Ausschalten des Treibers 106 sind die Strom- und Spannungserfassung mit Zeitgliedern und Kennlinien, die die Regelcharakteristik beschreiben. Schutzfunktionen für Überspannung und Überstrom sind ebenso enthalten wie ein Spannungsregler und eine Start-Up-Schaltung. Die Abtasthalteschaltung (S&H) 108 er- hält erfindungsgemäß durch eine in dem Block „Zeitglieder und der Verknüpfung" 110 enthaltene Schaltungsanordnung ein entsprechendes Abtastsignal 112, wenn der Spannungswert an der Hilfswicklung erfasst und gespeichert werden soll.
Die erfindungsgemäße Regelschaltung 100 weist weiterhin einen Überspannungs- schutzkomparator (Overvoltage Protection, OVP-Komparator) 107 und einen Ausblend- komparator 109 auf, die beide mit der an der Hilfswicklung 104 induzierten Spannung beaufschlagt werden. Der OVP-Komparator 107 erfasst positive Spannungen oberhalb des Regelbereichs, schaltet den Treiber 106 für die Dauer einer Ausblendzeit aus und verhindert dadurch das Auftreten von Überspannungen. Bei einwandfreier Funktion der Hilfswicklung wird, wie in Figur 4 in der Kurve 401 gezeigt, beim Schließen des primärseitigen Schalters ein negativer Spannungspuls induziert. Ist die Hilfswicklung 104 nicht angeschlossen oder unterbrochen, fehlt dieser negative Spannungspuls. Der Ausblend- komparator 109 erfasst die negativen Spannungen während des Schließens des primär- seifigen Schalters und löst bei Fehlen des negativen Spannungspulses ebenfalls die Ausblendzeit für den Treiber aus. Dadurch wird der primärseitige Schalter für eine so lange Zeit geöffnet, dass durch die sekundäre Grundlast die Ausgangsspannung vor dem nächsten Einschalten des Schalters auf einen so geringen Wert absinkt, dass der folgende Schaltvorgang die Spannung nicht mehr über ein sicheres Niveau hinaus an- heben kann. Ein eventueller Defekt an der Verbindung zwischen der Regelschaltung 100 und der Hilfswicklung 104 ist somit abgesichert.
Weiterhin weist die Regelschaltung 100 einen IP-Komparator 105 auf, der den Strom IP misst, der durch die primärseitige Wicklung des Transformators 101 fließt, wenn der pri- märseitige Schalter T10 geschlossen ist. Um den Abschaltvorgang des primärseitigen Schalters T10 zu optimieren, wird der Strom IP in dem IP-Komparator 105 mit zwei Schwellenwerten verglichen. Wenn der Strom den ersten Schwellenwert erreicht, wird der Treiber 106 hochohmig geschaltet. Beim Erreichen des zweiten Schwellenwerts wird der primärseitige Schalte T10 aktiv ausgeschaltet. Durch die Differenz zwischen den beiden Schwellenwerten wird die Dauer der Hochohmigkeit bestimmt.
Wenn der primärseitige Schalter beispielsweise ein Feldeffekttransistor ist, ist diese Differenz unkritisch, da die Gatekapazität die Ladung für eine relativ lange Zeit speichert. Für den Fall, dass der primärseitige Schalter T10 ein Bipolartransistor ist, muss der erste Schwellenwert relativ nahe an dem zweiten Schwellenwert liegen, da nach kurzer Zeit der Bipolartransistor zu sperren beginnt. Dieser Effekt kann aber sehr günstig sein, wenn man die Schwellenwerte optimiert. Denn nach einer kurzen Zeit mit hochohmiger Basis ist der primärseitige Schalter nicht mehr gesättigt und kann deutlich schneller abgeschaltet werden. Dadurch verringern sich die Schaltverluste.
Als günstig hat sich in der Praxis erwiesen, wenn der erste Schwellenwert ca. 80 % des zweiten Schwellenwerts beträgt. Beim Einschalten ist eine Verzögerungszeit relativ unkritisch. Der Treiber 106 wird zunächst hochohmig geschaltet und nach einer kurzen Verzögerungszeit, beispielsweise 100 Nanosekunden, wird der primärseitige Schalter aktiv geschlossen. Verwendet man ein Regelungsverfahren gemäß der EP 1 146 630 A2 regelt das Verfahren die entstehende Verlängerung der Pausenzeit selbsttätig aus und die Ausgangskennlinie des Geräts bleibt unverändert.
Figur 2 zeigt in Form eines Stromlaufplans eine Ausführungsform eines Schaltnetzteils, in dem die erfindungsgemäße Regelschaltung 100 eingesetzt ist.
Eine schaltungstechnische Realisierungsmöglichkeit einer Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Abtastsignals, wie sie in dem Block 110 der Figur 1 enthalten ist, zeigt Figur 3. Die Schaltungsanordnung 300 gibt als Ausgangssignal das Abtastsignal 112 an die Abtasthalteschaltung 108 der Figur 1. An ihrem Eingang wird die Schaltung 300 mit dem Ansteuersignal VG und dem Demagnetisierungssignal VDemag beaufschlagt. Dabei dient das Ansteuersignal des Bipolartransistors VG der Erkennung des Spannungspulsbeginns und das Demagnetisierungssignal VDemag der Erkennung des Spannungspuls- endes. Die Schaltungsanordnung 300 setzt sich im wesentlichen aus einem ersten Kondensator C1 und einem zweiten Kondensator C2 sowie einer Konstantspannungsquelle 301 und einem Vergleicher 302 zusammen. Vier Schalter S1 bis S4 koordinieren das Aufladen und Entladen der beiden Kondensatoren und eine digitale Steuerung 304 steuert diese Schalter an.
Die Ansteuerschaltung 304, die in der Figur 3 gezeigt ist, ist durch ein erstes und ein zweites RS-Flip-Flop sowie durch ein NOR-Gatter und ein UND-Gatter gebildet.
Im folgenden soll die Funktion der Schaltung 300 im einzelnen beschrieben werden. Unmittelbar nach dem Abschalten des primärseitigen Schalters T10 wird der erste Kondensator C1 über den Schalter S1 mit der Konstantstromquelle 301 verbunden und in der Folge aufgeladen. Die Spannung an dem ersten Kondensator C1 wird durch den Vergleicher 302 mit der Spannung des zweiten Kondensators C2 verglichen. Wenn die Spannung an dem Kondensator C1 den Wert der Spannung an dem Kondensator C2 er- reicht, gibt der Vergleicher 302 das Abtastsignal 112 an das Abtasthalteglied 108 aus. Zugleich wird über den Schalter S2 der Kondensator C2 kurz geschlossen und entladen. Der Kondensator C1 wird weiterhin über die Konstantstromquelle 301 aufgeladen, bis die Demagnetisierungserkennung durch eine positive Spannungsflanke des Signals VDemag das Ende des Spannungspulses in der Hilfswicklung signalisiert. In diesem Moment liegt an dem Kondensator C1 die Spannung U1 an. Nun wird das Aufladen des Kondensators C1 beendet und die beiden Kondensatoren C1 und C2 werden durch Schließen des Schalters S3 parallel geschaltet, so dass der Kondensator C2 aufgeladen wird und an beiden Kondensatoren nunmehr die Spannung U2 = U1 *C1/ (C1 + C2) anliegt. Bei- spielsweise ist U2 gleich 2/3 *U1 , wenn die Kapazitätswerte so gewählt werden, dass C1 gleich 2*C2. In diesem Zustand verbleibt die Schaltung 300, bis der primärseitige Schalter geschlossen wird und die Schalter S3 und S4 so betätigt werden, dass die beiden Kondensatoren wieder voneinander getrennt werden und der erste Kondensator C1 entladen wird. Mit dem Abschalten des primärseitigen Schalters T10 beginnt der nächste Schaltzyklus.
Da in diesem Augenblick an dem Kondensator C2 zwei Drittel der maximalen Spannung, die während des vorherigen Ablaufs an dem ersten Kondensator C1 angelegen hatte, anliegt, ergibt sich für den Abtastzeitpunkt ein Wert, der mit zwei Dritteln der Dauer des vorherigen Spannungspulses an der Hilfswicklung übereinstimmt. Ganz allgemein kann der Abtastzeitpunkt über das Verhältnis C1/ (C1 + C2) eingestellt werden.
Eine Übersicht der zeitlichen Verläufe der wichtigsten Spannungen (in qualitativer Darstellung) gibt Figur 4. Dabei bedeutet die Kurve 401 den Verlauf der Spannung an der Hilfswicklung, die Kurve 402 den Verlauf der Demagnetisierungserkennung, die Kurve 403 den Verlauf des Ansteuersignais für den primärseitigen Schalter T10, die Kurve 404 die Spannung an dem ersten Kondensator, die Kurve 405 die Spannung an dem zweiten Kondensator C2 und die Kurve 406 das Abtastsignal 112.
Wie aus einem Vergleich der Kurven 401 und 402 ersichtlich, spiegelt die ansteigende Flanke des Demagnetisierungssignals das Abfallen der Spannung an der Hilfswicklung auf den Wert Null wider. Damit definiert die ansteigende Flanke der Kurve 402 das Ende der Spannungspulsdauer 408. Den Anfang der Spannungspulsdauer signalisiert die abfallende Flanke der an Steuerspannung VG, die in Kurve 403 gezeigt ist. Die Kurven 404 und 405 zeigen die Spannungsverläufe, die über dem ersten Kondensator C1 bzw. dem zweiten Kondensator C2 abfallen. Dabei bestimmt der Zeitpunkt 409, zu dem die beiden Spannungswerte gleich sind, den Abtastzeitpunkt, zu dem das Abtastsignal 112, wie in Kurve 406 gezeigt, an die Abtasthalteschaltung ausgegeben wird. Mit den hier gewählten Kapazitätsverhältnissen der Kondensatoren C1 und C2 wird, wie man aus einem Ver- gleich der Kurven 401 und 406 entnehmen kann, das Abtastsignal zu einem Abtastzeitpunkt gewählt, der ungefähr zwei Drittel der Dauer des Spannungspulses 408 beträgt. Dieses Verhältnis bietet den Vorteil, dass bei einem vergleichsweise geringem Strom, nämlich bei einem Drittel des Maximalstromes gemessen werden kann. Darüber hinaus wird der Abtastzeitpunkt stets konstant gehalten, solange sich die Dauer des Spannungspulses nicht verändert. Damit kann gewährleistet werden, dass eine hohe Regelgenauigkeit erreicht wird.

Claims

Patentansprüche
1. Regelschaltung zum Regeln der Ausgangsleistung eines primärgesteuerten Schaltnetzteils, wobei das Schaltnetzteil einen primärseitigen Schalter (T10) und einen Transformator (101) mit einer Hilfswicklung (104), in der nach dem Öffnen des primärseitigen Schalters (T10) ein Spannungspuls induziert wird, aufweist,
wobei die Regelschaltung (100) eine Schaltungsanordnung (300) zum Erzeugen eines Abtastsignals (112), das mit Bezug auf den Zeitpunkt des Öffnens des primärseitigen Schalters einen Abtastzeitpunkt definiert,
eine Abtasthaltevorrichtung (108) zum Abtasten und Speichern einer Höhe des
Spannungspulses in Antwort auf das Abtastsignal (112) zum Erzeugen einer Regelgröße und
eine Reglereinheit zum Vergleichen der Regelgröße mit einem Sollwert und Einregeln der Ausgangsleistung abhängig von dem Ergebnis dieses Vergleichs aufweist,
wobei die Schaltungsanordnung (300) so ausgeführt ist, dass sie den Abtastzeitpunkt auf der Grundlage der Dauer (408) des Spannungspulses ermittelt.
2. Regelschaltung nach Anspruch 1 , dudorcfi gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung (300) so verschaltet ist, dass sie ein Ansteuersignal (VG) zum Schließen des primärseitigen Schalters (T10) und ein Demagnetisierungssignal (Voemag), das anzeigt, ob der Transformator (101) energielos ist, empfängt, um daraus die Dauer (408) des Spannungspulses zu ermitteln.
3. Regelschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung (300) die folgenden Elemente umfasst:
eine Konstantstromquelle (301),
einen ersten Kondensator (C1), der durch die Konstantstromquelle (301) aufladbar ist,
einen zweiten Kondensator (C2), der zu dem ersten Kondensator (C1) parallel schaltbar ist, einem Vergleicher (302), der mit jeweils einem Anschluss der beiden Kondensatoren (C1 , C2) verbunden ist und so betrieben werden kann, dass er das Abtastsignal (112) ausgibt, wenn die Spannungen an den beiden Kondensatoren (C1 , C2) gleich sind.
4. Regelschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung (300) eine Vielzahl von Schaltern (S1 bis S4) aufweist, um das Aufladen und Entladen des ersten (C1) und zweiten (C2) Kondensators zeitlich zu koordinieren.
5. Regelschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Konstantstromquelle (301) und dem ersten Kondensator (C1) ein erster Schalter
(S1) angeordnet ist,
dass parallel zu dem zweiten Kondensator (C2) ein zweiter Schalter (S2), über den der zweite Kondensator (C2) kurzschließbar ist, angeordnet ist, und dass der zweite Schalter (S2) von dem Abtastsignal (112) steuerbar ist,
dass der erste (C1) und der zweite (C2) Kondensator mit jeweils einem Anschluss auf einem gemeinsamen Massepotential liegen und zwischen den jeweils anderen Anschlüssen ein dritter Schalter (S3) angeordnet ist, und
dass parallel zu dem ersten Kondensator (C1) ein vierter Schalter (S4), über den der erste Kondensator (C1) kurzschließbar ist, angeordnet ist.
6. Regelschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Ansteuersignal (VG) für den primärseitigen Schalter (T10) auf H-Potential liegt, wenn der Schalter geschlossen ist, und auf L-Potential liegt, wenn der Schalter geöffnet ist, und dass das Demagnetisierungssignal (VDemag) auf H-Potential liegt, wenn die Spannung an der Hilfswicklung (104) unterhalb eines bestimmten Schwellenwertes liegt, und auf L-Potential liegt, wenn die Spannung an der Hilfswicklung (104) oberhalb eines bestimmten Schwellenwertes liegt.
7. Regelschaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung (300) weiterhin eine Steuervorrichtung (304) um- fasst, die mindestens einen Ausgang zum Ansteuern der Vielzahl von Schaltern abhängig von der Dauer des Spannungspulses aufweist.
8. Regelschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung (304) ein erstes (FF1) und ein zweites (FF2) RS-Flipflop aufweist,
wobei das erste RS-Flipflop (FF1) an seinem Setzeingang mit dem negierten Einschaltsignal und an seinem Rücksetzeingang mit dem Demagnetisierungssignal verbunden ist, und das zweite RS-Flipflop an seinem Setzeingang mit dem Demagnetisierungssignal und an seinem Rücksetzeingang mit dem Einschaltsignal verbunden ist,
wobei ein Ausgang des ersten RS-Flipflops (FF1) den ersten Schalter (S1) ansteuert, weiterhin mit einem NOR-Gatter (306) zum Ansteuern des dritten Schalters (S3) verbunden ist und mit einem negierten Eingang eines UND-Gatters (308), dessen Ausgang den vierten Schalter (S4) ansteuert, verbunden ist,
wobei ein Ausgang des zweiten RS-Flipflops (FF2) mit dem zweiten Eingang des NOR-Gatters (306) verbunden ist und weiterhin mit dem zweiten Eingang des UND-Gatters (308) verbunden ist.
9. Primärgesteuertes Schaltnetzteil mit einer Regelschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der primärseitige Schalter (T10) ein elektronischer Schalter, vorzugsweise ein Leistungs-Bipolartransistor, ist.
10. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Abtastsignals, das den Abtastzeitpunkt, zu dem eine Regelgröße zur Regelung der Ausgangsleistung eines primärgesteu- eilen Schaltnetzteils ermittelt wird, festlegt, wobei das Schaltnetzteil einen primärseitigen Schalter (T10) und einen Transformator (101) mit einer Hilfswicklung (104), in der nach dem Öffnen des primärseitigen Schalters (T10) ein Spannungspuls induziert wird, aufweist und die Schaltungsanordnung (300) die folgenden Elemente umfasst:
eine Konstantstromquelle (301),
einen ersten Kondensator (C1), der durch die Konstantstromquelle (301 )aufladbar ist,
einen zweiten Kondensator (C2), der zu dem ersten Kondensator (C1) parallel schaltbar ist, einem Vergleicher (302), der mit jeweils einem Anschluss der beiden Kondensatoren (C1 , C2) verbunden ist und so betrieben werden kann, dass er das Abtastsignal (112) ausgibt, wenn die Spannungen an den beiden Kondensatoren (C1 , C2) gleich sind.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Vielzahl von Schaltern (S1 bis S4) aufweist, um das Aufladen und Entladen des ersten (C1) und zweiten (C2) Kondensators zeitlich zu koordinieren.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Konstantstromquelle (301) und dem ersten Kondensator (C1) ein erster Schalter (S1 ) angeordnet ist,
dass parallel zu dem zweiten Kondensator (C2) ein zweiter Schalter (S2), über den der zweite Kondensator (C2) kurzschließbar ist, angeordnet ist, und dass der zweite Schalter (S2) von dem Abtastsignal (112) steuerbar ist,
dass der erste (C1) und der zweite (C2) Kondensator mit jeweils einem Anschluss auf einem gemeinsamen Massepotential liegen und zwischen den jeweils anderen
Anschlüssen ein dritter Schalter (S3) angeordnet ist, und
dass parallel zu dem ersten Kondensator (C1) ein vierter Schalter (S4), über den der erste Kondensator (C1) kurzschließbar ist, angeordnet ist.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11 oder12, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiterhin eine Steuervorrichtung (304) umfasst, die mindestens einen Ausgang zum Ansteuern der Vielzahl von Schaltern (S1 bis S4) in Antwort auf mindestens ein Eingangssignal, das Information über die Dauer (408) des Spannungspulses enthält, aufweist.
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal (VG) durch ein Ansteuersignal für den primärseitigen Schalter (T10) und ein Demagnetisierungssignal (Voemag), das auf H-Potential liegt, wenn die Spannung an der Hilfswicklung (104) unterhalb eines bestimmten Schwellenwertes liegt, und auf L-Potential liegt, wenn die Spannung an der Hilfswicklung (104) oberhalb eines bestimmten Schwellenwertes liegt, gebildet ist.
15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung (304) ein erstes (FF1) und ein zweites (FF2) RS-Flipflop aufweist,
wobei das erste RS-Flipflop (FF1) an seinem Setzeingang mit dem negierten Ein- schaltsignal und an seinem Rücksetzeingang mit dem Demagnetisierungssignal verbunden ist, und das zweite RS-Flipflop an seinem Setzeingang mit dem Demagnetisierungssignal und an seinem Rücksetzeingang mit dem Einschaltsignal verbunden ist,
wobei ein Ausgang des ersten RS-Flipflops (FF1) den ersten Schalter (S1) ansteu- ert, weiterhin mit einem NOR-Gatter (306) zum Ansteuern des dritten Schalters
(S3) verbunden ist und mit einem negierten Eingang eines UND-Gatters (308), dessen Ausgang den vierten Schalter (S4) ansteuert, verbunden ist,
wobei ein Ausgang des zweiten RS-Flipflops (FF2) mit dem zweiten Eingang des NOR-Gatters (306) verbunden ist und weiterhin mit dem zweiten Eingang des UND-Gatters (308) verbunden ist.
16. Verfahren zur Regelung der Ausgangsleistung eines primärgesteuerten Schaltnetzteils mit einem Transformator und einem primärseitigen Schalter, wobei der Transformator eine Hilfswicklung, in der nach dem Öffnen des primärseitigen Schalters ein Spannungspuls induziert wird, aufweist und das Verfahren die folgenden Schrit- te aufweist:
während eines Schaltzyklus Abtasten und Speichern einer Höhe des Spannungspulses in Antwort auf ein Abtastsignal, das einen Abtastzeitpunkt nach dem Öffnen des Schalters definiert, zum Erzeugen einer Regelgröße,
Vergleichen der Regelgröße mit einem Sollwert und Einregeln der Ausgangsleis- tung abhängig von dem Ergebnis dieses Vergleichs,
wobei der Abtastzeitpunkt auf der Grundlage der Dauer des Spannungspulses an der Hilfswicklung während eines vorangegangenen Schaltzyklus bestimmt wird.
17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass ein weiteres Abtastsignal für einen nachfolgenden Schaltzyklus erzeugt wird.
18. Verfahren nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastzeitpunkt mit Bezug auf den Zeitpunkt, zu dem der primäre Schalter öffnet, auf einen festen Bruchteil, vorzugsweise 2/3 der Dauer des Spannungspulses festgesetzt wird.
19. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Erzeugens des Abtastsignals die folgenden Schritte aufweist:
Aufladen eines ersten Kondensators nach dem Öffnen des Schalters,
Vergleichen der Spannung an dem ersten Kondensator mit einer Spannung an einem zweiten Kondensator, der zu dem ersten Kondensator parallel schaltbar ist, und
Ausgeben des Abtastsignals, wenn der Vergleich ergibt, dass die Spannungen an den beiden Kondensatoren gleich groß sind.
20. Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Kondensator nach dem Ausgeben des Abtastsignals entladen wird.
21. Verfahren nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Kondensator so lange aus einer Konstantstromquelle aufgeladen wird, bis der
Spannungspuls endet.
22. Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 21 , dadurch gekennzeichnet, dass der erste und der zweite Kondensator parallel geschaltet werden, wenn der Span- nungspuls endet, so dass der zweite Kondensator durch den ersten Kondensator aufgeladen wird und an beiden Kondensatoren die gleiche Spannung anliegt.
23. Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Kondensatoren voneinander getrennt werden und der erste Kondensator entladen wird, wenn der primärseitige Schalter geschlossen wird.
24. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass der Beginn des Spannungspulses durch ein Absinken eines Ansteuersignais für den primärseitigen Schalter auf L-Potential und das Ende des Spannungspulses durch ein Ansteigen eines Demagnetisierungssignals definiert ist, wobei das Demagnetisierungssignal auf H-Potential liegt, wenn die Spannung an der Hilfswick- lung unterhalb eines bestimmten Schwellenwertes liegt, und auf L-Potential liegt, wenn die Spannung an der Hilfswicklung oberhalb eines bestimmten Schwellenwertes liegt.
25. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Einregeins der Ausgangsleistung das Anpassen der Zeitspanne, während welcher der primärseitige Schalter geöffnet ist, beinhaltet.
26. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass der primärseitige Schalter ein Leistungs-Bipolartransistor, ein Feldeffekttransistor (FET) oder ein lnsulated-Gate-Bipolartransitor (IGBT) ist.
27. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 26, dadurch gekennzeichnet, dass Abtasten und Speichern der Höhe des Spannungspulses mittels eines Abtasthalteglieds (Sample-and-Hold-Element, S&H) erfolgt.
28. Verfahren zur Regelung der Ausgangsleistung eines primärgesteuerten Schaltnet∑- teils mit einem Transformator und einem primärseitigen Schalter, wobei der Trans- formator eine Hilfswicklung aufweist, in der nach dem Öffnen des primärseitigen
Schalters ein erster Spannungspuls und nach dem Schließen des primärseitigen Schalters ein zweiter Spannungspuls induziert wird, und das Verfahren die folgenden Schritte aufweist:
während eines Schaltzyklus Abtasten und Speichern einer Höhe des ersten Span- nungspulses zum Erzeugen einer Regelgröße,
Vergleichen der Regelgröße mit einem Sollwert und Einregeln der Ausgangsleistung abhängig von dem Ergebnis dieses Vergleichs,
Abtasten einer Höhe des zweiten Spannungspulses und Vergleichen mit einem Grenzwert und Einstellen eines sicheren Betriebsmodus des Schaltnetzteils, wenn der Vergleich ein Unterschreiten des Grenzwerts anzeigt.
29. Verfahren nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, dass das Einstellen eines sicheren Betriebsmodus das Abschalten eines Treibers, der den primärseitigen Schalter ansteuert, umfasst.
30. Primärgesteuertes Schaltnetzteil mit einem Transformator und einem primärseitigen Schalter, wobei der Transformator eine Hilfswicklung aufweist, in der nach dem Öffnen des primärseitigen Schalters erster Spannungspuls und nach dem Schließen des primärseitigen Schalters ein zweiter Spannungspuls induziert wird, da- durch gekennzeichnet, dass es eingerichtet ist, um das Verfahren nach Anspruch
28 oder 29 durchzuführen.
31. Verfahren zur Regelung der Ausgangsleistung eines primärgesteuerten Schaltnetzteils mit einem Transformator und einem primärseitigen Schalter, wobei der primärseitige Schalter durch einen Treiber ansteuerbar ist und das Verfahren die folgen- den Schritte aufweist:
Erfassen des Stroms, der durch eine Primärwicklung des Transformators fließt,
Vergleichen des erfassten Stroms mit einem ersten Schwellenwert und mit einem zweiten Schwellenwert,
Schalten des Treibers in einen hochohmigen Zustand, wenn der erfasste Strom den ersten Schwellenwert überschreitet,
Öffnen des primärseitigen Schalters, wenn der erfasste Strom den zweiten Schwellenwert überschreitet.
32. Verfahren nach Anspruch 31 , dadurch gekennzeichnet, dass der erste Schwellenwert 80 % des zweiten Schwellenwerts beträgt.
33. Verfahren nach Anspruch 31 oder 32, dadurch gekennzeichnet, dass der Treiber ein Push-Pull-Treiber ist.
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