JPH0433566A - Dc/dcコンバータ - Google Patents
Dc/dcコンバータInfo
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- JPH0433566A JPH0433566A JP14116090A JP14116090A JPH0433566A JP H0433566 A JPH0433566 A JP H0433566A JP 14116090 A JP14116090 A JP 14116090A JP 14116090 A JP14116090 A JP 14116090A JP H0433566 A JPH0433566 A JP H0433566A
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- JP
- Japan
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- voltage
- switch element
- converter
- auxiliary
- auxiliary winding
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- Pending
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 31
- 238000009413 insulation Methods 0.000 claims abstract description 16
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 26
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 21
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000003708 edge detection Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000007664 blowing Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は、VVVF(可変電圧可変周波数)インバータ
等の直流中間回路に接続され、その直流中間電圧の絶縁
検出機能を有するDC/DCコンバータに関する。
等の直流中間回路に接続され、その直流中間電圧の絶縁
検出機能を有するDC/DCコンバータに関する。
(従来の技術)
従来のこの種のDC/DCコンバータの一例を第3図に
示す。
示す。
第3図において、まず、200はダイオード整流器31
.直流中間コンデンサ32.インバータ回路33からな
るv v v Fインバータであり、30は三相交流電
源、34は誘導モータ等のモータである。一方、100
′はDC/DCコンバータであり、このコンバータ10
0′に設けられた1ヘランス1の一次巻線1aの一方の
端子はVVVFインバータ200の直流中間コンデンサ
32の+側に接続され、他方の端子は主スイッチ素子で
あるスイッチングトランジスタ2を介して直流中間コン
デンサ32の一側に接続されている。ここで、スイッチ
ングトランジスタ2のオンオフ時間を制御することによ
り、1〜ランス1の二次巻線1bに生じる電圧を変化さ
せることができるようになっている。
.直流中間コンデンサ32.インバータ回路33からな
るv v v Fインバータであり、30は三相交流電
源、34は誘導モータ等のモータである。一方、100
′はDC/DCコンバータであり、このコンバータ10
0′に設けられた1ヘランス1の一次巻線1aの一方の
端子はVVVFインバータ200の直流中間コンデンサ
32の+側に接続され、他方の端子は主スイッチ素子で
あるスイッチングトランジスタ2を介して直流中間コン
デンサ32の一側に接続されている。ここで、スイッチ
ングトランジスタ2のオンオフ時間を制御することによ
り、1〜ランス1の二次巻線1bに生じる電圧を変化さ
せることができるようになっている。
なお、−次巻線1 Hの両端にはダイオード及びツェナ
ーダイオードからなるスナバ回路16が接続さ扛ている
。
ーダイオードからなるスナバ回路16が接続さ扛ている
。
1〜ランス]の二次巻線1bには整流用ダイオード6と
コンデンサ7が接続され、コンデンサ7の両端からは整
流平滑後の直流電圧■1が出力される。そして、この直
流出力側には負荷(図示せず)が接続されると共に、ツ
ェナーダイオード9を介してホトカプラ10出力側の発
光ダイオードが接続されている。
コンデンサ7が接続され、コンデンサ7の両端からは整
流平滑後の直流電圧■1が出力される。そして、この直
流出力側には負荷(図示せず)が接続されると共に、ツ
ェナーダイオード9を介してホトカプラ10出力側の発
光ダイオードが接続されている。
ホトカプラ10出力側のホl−1−ランジスタのコレク
タには、I−ランス]の第1−の補助巻線ICに接続さ
れたダイオード17から所定値の直流電圧が印加されて
おり、前記ホトトランジスタのエミッタはスイッチング
トランジスタ11のベースに接続されている。また、こ
のトランジスタ11のベースはコンデンサ12を介して
前記直流中間コンデンサ32の一側に接続されている。
タには、I−ランス]の第1−の補助巻線ICに接続さ
れたダイオード17から所定値の直流電圧が印加されて
おり、前記ホトトランジスタのエミッタはスイッチング
トランジスタ11のベースに接続されている。また、こ
のトランジスタ11のベースはコンデンサ12を介して
前記直流中間コンデンサ32の一側に接続されている。
更に、トランジスタ11のコレクタはスイッチングトラ
ンジスタ2のベースに接続され、このベースにはコンデ
ンサ13及び抵抗14を介してトランス1の第2の補助
巻線1dの一端が接続されている。
ンジスタ2のベースに接続され、このベースにはコンデ
ンサ13及び抵抗14を介してトランス1の第2の補助
巻線1dの一端が接続されている。
そして、この補助巻線1dの他端はトランジスタ11の
エミッタ及びコンデンサ12の一端に接続されている。
エミッタ及びコンデンサ12の一端に接続されている。
なお、第3図において15はバイパス抵抗、18はコン
デンサである。
デンサである。
上記の回路において、1ヘランス1の第2の補助巻線1
d、抵抗14及びコンデンサ13はブロッキング発振回
路を構成しており、この発振回路から生しるパルスによ
ってスイッチングトランジスタ2はオン、オフし、−次
巻線3− aに印加される電圧をオン、オフすることに
より二次巻線1bに電圧を発生させる。
d、抵抗14及びコンデンサ13はブロッキング発振回
路を構成しており、この発振回路から生しるパルスによ
ってスイッチングトランジスタ2はオン、オフし、−次
巻線3− aに印加される電圧をオン、オフすることに
より二次巻線1bに電圧を発生させる。
この二次巻線3− bに生じた電圧はダイオード6及び
コンデンサ7により整流平滑され、直流電圧として負荷
に供給される。
コンデンサ7により整流平滑され、直流電圧として負荷
に供給される。
一方、」1記直流電圧がツェナーダイオード9のツェナ
ー電圧を越えると、ホトカプラ10の発光ダイオードが
発光する。これによってホ1−カプラ10のホl−1〜
ランジスタがオンして1−ランジスタ1】がオンとなり
、コンデンサ13から印加されるパルスの一部がバイパ
スされる。
ー電圧を越えると、ホトカプラ10の発光ダイオードが
発光する。これによってホ1−カプラ10のホl−1〜
ランジスタがオンして1−ランジスタ1】がオンとなり
、コンデンサ13から印加されるパルスの一部がバイパ
スされる。
従って、スイッチング1−ランジスタ2のベースに印加
されるパルスの時間幅が変わってスイッチングトランジ
スタ2のオン、オフ時間、換言すればデユーティ−比が
変わり、トランス1の二次側電圧がツェナーダイオード
9で定まる所定の基準値となるように制御される。これ
によってトランス]の二次側の直流電圧V、が所望の値
に制御されることになる。すなわちこの回路では、スイ
ッチング1〜ランジスタ2のスイッチング制御信号がホ
トカプラ10を介してトランス1の二次側から加えられ
ている。
されるパルスの時間幅が変わってスイッチングトランジ
スタ2のオン、オフ時間、換言すればデユーティ−比が
変わり、トランス1の二次側電圧がツェナーダイオード
9で定まる所定の基準値となるように制御される。これ
によってトランス]の二次側の直流電圧V、が所望の値
に制御されることになる。すなわちこの回路では、スイ
ッチング1〜ランジスタ2のスイッチング制御信号がホ
トカプラ10を介してトランス1の二次側から加えられ
ている。
一方、VVVFインバータの直流中間電圧の絶縁検出回
路は、次のように構成されている。すなわちトランス1
の第3の補助巻線1eの一方の端子は、ダイオード21
を介して電圧ホールド用コンデンサ22及び抵抗23の
各一端に接続されている。
路は、次のように構成されている。すなわちトランス1
の第3の補助巻線1eの一方の端子は、ダイオード21
を介して電圧ホールド用コンデンサ22及び抵抗23の
各一端に接続されている。
抵抗23の他端には抵抗24と負荷(図示せず)とが接
続され、コンデンサ22及び抵抗24の他端は前記補助
巻線1eの他方の端子に接続されている。
続され、コンデンサ22及び抵抗24の他端は前記補助
巻線1eの他方の端子に接続されている。
第4図は第3図におけるVVVFインバータの直流中間
電圧Ed、DC/DCコンバータ100′の直流出力電
圧■□、直流中間電圧絶縁検出回路の出力電圧■2及び
トランス1の第3の補助巻線1eの電圧■3をそれぞれ
示している。
電圧Ed、DC/DCコンバータ100′の直流出力電
圧■□、直流中間電圧絶縁検出回路の出力電圧■2及び
トランス1の第3の補助巻線1eの電圧■3をそれぞれ
示している。
第4図から明らかなように、補助巻線1eの電圧■3は
スイッチングトランジスタ2のオン期間T、にわたって
出力され、また絶縁検出回路の出力電圧■2は前記期間
T1が経過した後にスイッチング1〜ランジスタ2のオ
フ期間T2にわたって徐々に低下する。なお、同図にお
いてTはスイッチング゛周期、Vznはツェナーダイオ
ード9のツェナー電圧である。
スイッチングトランジスタ2のオン期間T、にわたって
出力され、また絶縁検出回路の出力電圧■2は前記期間
T1が経過した後にスイッチング1〜ランジスタ2のオ
フ期間T2にわたって徐々に低下する。なお、同図にお
いてTはスイッチング゛周期、Vznはツェナーダイオ
ード9のツェナー電圧である。
(発明が解決しようとする課題)
上述した第3図のような構成の直流中間電圧の絶縁検出
回路において、その出力電圧■2は第4図に示したよう
に間欠期間T2で減衰するので、仮りに直流中間電圧E
dが一定の場合にも出力電圧■2には検出リプルが発生
する。しかも、十〕記間欠期間1゛2は直流中間電圧E
dの大きさやD C/I)Cコンバータ100′の負荷
に応じて変化するので、出力電圧■2の検出リプルも多
様に変化することになる。
回路において、その出力電圧■2は第4図に示したよう
に間欠期間T2で減衰するので、仮りに直流中間電圧E
dが一定の場合にも出力電圧■2には検出リプルが発生
する。しかも、十〕記間欠期間1゛2は直流中間電圧E
dの大きさやD C/I)Cコンバータ100′の負荷
に応じて変化するので、出力電圧■2の検出リプルも多
様に変化することになる。
更に、上記絶縁検1th11回路の応答速度は抵抗23
゜24及びコンデンサ22により構成されたフィルタの
時定数によって決まるため、直流中間電圧Edが急激に
低下した場合等にも所望の応答性が得られるようなフィ
ルタの時定数の設計が非常に困難であるという問題があ
った。
゜24及びコンデンサ22により構成されたフィルタの
時定数によって決まるため、直流中間電圧Edが急激に
低下した場合等にも所望の応答性が得られるようなフィ
ルタの時定数の設計が非常に困難であるという問題があ
った。
本発明は上記問題点を解決するためになされたもので、
その目的とするところは、検出リプルがなく、応答速度
の速い絶縁検出機能をもつDC/D Cコンバータを提
供することにある。
その目的とするところは、検出リプルがなく、応答速度
の速い絶縁検出機能をもつDC/D Cコンバータを提
供することにある。
(課題を解決するための手段)
上記目的を達成するために、本発明にかかるDC/ D
(:コンバータは、主スイッチ素子をオン。
(:コンバータは、主スイッチ素子をオン。
オフするためのスイッチング制御信号を検出する手段を
備え、かつ、直流中間電圧の絶縁検出回路は、トランス
の補助巻線の−へ方の端子に一端が接続されたホ・−ル
ド用コンデンサと、このホールド用コンデンサの他端と
前記補助巻線の他方の端子との間に接続さ才すたFET
等の補助スイッチ素子とを備えると共に、前記スイッチ
ング制御信号に基づき、前記主スイッチ素子がオフの場
合し−は前記補助スイッチ素子をオフさせ、かつ前記主
スイッチ素子がオンの場合に(J前記補助スイッチ素子
をオンさせるようにしたものである。
備え、かつ、直流中間電圧の絶縁検出回路は、トランス
の補助巻線の−へ方の端子に一端が接続されたホ・−ル
ド用コンデンサと、このホールド用コンデンサの他端と
前記補助巻線の他方の端子との間に接続さ才すたFET
等の補助スイッチ素子とを備えると共に、前記スイッチ
ング制御信号に基づき、前記主スイッチ素子がオフの場
合し−は前記補助スイッチ素子をオフさせ、かつ前記主
スイッチ素子がオンの場合に(J前記補助スイッチ素子
をオンさせるようにしたものである。
(作用)
周知のようにDC/DCコンパ・−夕は、電力変 ゛検
装置の直流中間電圧の変動や負荷変動に対応し。
装置の直流中間電圧の変動や負荷変動に対応し。
て、1ヘランス−吹側の主スイッチ素子に対するプアー
ニーティー比を制御することにより、所定の直流電圧を
出力するものであり、そのスイッチング制御信号はI・
ランスの二次側から供給されている。
出力するものであり、そのスイッチング制御信号はI・
ランスの二次側から供給されている。
本発明では、上記スイッチング制御信号を検出すること
とし、主スイッチ素子がオフする間欠期間では補助スイ
ッチ素子をオフさせてM縁検出用補助巻線出力電圧の前
回値をホールドすると共(、こ、主スイッチ素子のAン
期間では補助スイッチ素子をオンさせて補助巻線出力電
圧を子のままサンプルすることにより、出力電圧の検出
リプルを減少さぜるものである。
とし、主スイッチ素子がオフする間欠期間では補助スイ
ッチ素子をオフさせてM縁検出用補助巻線出力電圧の前
回値をホールドすると共(、こ、主スイッチ素子のAン
期間では補助スイッチ素子をオンさせて補助巻線出力電
圧を子のままサンプルすることにより、出力電圧の検出
リプルを減少さぜるものである。
(実施例)
以下、図に沿って本発明の詳細な説明する。
第1図はこの実施例の構成をVVVFインバータと共に
示したものであり、第3図と同一の構成要素には同一の
番号を付して説明を省略し、以下、異なる部G&中心に
説明する。
示したものであり、第3図と同一の構成要素には同一の
番号を付して説明を省略し、以下、異なる部G&中心に
説明する。
すなわち、第1−図のDC/DCコンバータ100にお
いて、直流中間電圧の#l縁検出回路を除いたDC/D
Cコンバータ部は第3図と同様に構成されている。そし
て、絶縁検出回路は、トランス1の第3の補助巻線Xe
の一方の端子に電圧ホールド用コンデンサ22の一端が
接続され、このコンデンサ22の他端と補助巻線1.
eの他方の端子との間に補助スイッチ素子としてのFE
T29が接続されて構成されている。
いて、直流中間電圧の#l縁検出回路を除いたDC/D
Cコンバータ部は第3図と同様に構成されている。そし
て、絶縁検出回路は、トランス1の第3の補助巻線Xe
の一方の端子に電圧ホールド用コンデンサ22の一端が
接続され、このコンデンサ22の他端と補助巻線1.
eの他方の端子との間に補助スイッチ素子としてのFE
T29が接続されて構成されている。
一方、ホ1−カブラ10の人力信号は1ノベルシフタ2
8に入力されており、このレベルシフタ28の出力側は
FET29のゲー ト及び抵抗26の一端t・こ接続さ
れている。ここで、1ノベルシフタ28ば、ホ1−カプ
ラ10の入力信号がLレベルの場合、すなわちT) C
/DCコンバータ100の出力電圧■、がツェナー電圧
Vznに達しない場合には1ヘランス1の一次側のスイ
ッチングトランジスタ2が間欠期間となるので、この場
合には前記FET29を遮断して間欠期間に入る前の補
助巻線1eの電圧■3の値(前回値)をホールドするよ
うに作用している。
8に入力されており、このレベルシフタ28の出力側は
FET29のゲー ト及び抵抗26の一端t・こ接続さ
れている。ここで、1ノベルシフタ28ば、ホ1−カプ
ラ10の入力信号がLレベルの場合、すなわちT) C
/DCコンバータ100の出力電圧■、がツェナー電圧
Vznに達しない場合には1ヘランス1の一次側のスイ
ッチングトランジスタ2が間欠期間となるので、この場
合には前記FET29を遮断して間欠期間に入る前の補
助巻線1eの電圧■3の値(前回値)をホールドするよ
うに作用している。
また、ホ1−カプラ10の入力信号がI(レベルの場合
、ずなわち出力電圧■、がツェナー電圧Vznを越えた
場合には、レベルシフタ28を介してF E T29が
オンし、出力電圧■3をそのままサンプルするものであ
る。
、ずなわち出力電圧■、がツェナー電圧Vznを越えた
場合には、レベルシフタ28を介してF E T29が
オンし、出力電圧■3をそのままサンプルするものであ
る。
第2図は、第1図の回路におしつる電圧Ed、■。
〜■3の波形図であり、絶縁検出回路の出力電圧■2に
着目すると、スイッチングトランジスタ2のオン期間T
1ではFET29をオンすることによって補助巻線1e
の電圧■、をそのままサンプルし、その後、スイッチン
グトランジスタ2のオフ期間(間欠期間)′r2に入る
と、−に連したレベルシフタ28の作用によりF ET
29をオフすることで期間r1内での電圧v3の最終
値がそのままホールドされることがわかる。
着目すると、スイッチングトランジスタ2のオン期間T
1ではFET29をオンすることによって補助巻線1e
の電圧■、をそのままサンプルし、その後、スイッチン
グトランジスタ2のオフ期間(間欠期間)′r2に入る
と、−に連したレベルシフタ28の作用によりF ET
29をオフすることで期間r1内での電圧v3の最終
値がそのままホールドされることがわかる。
このように絶縁検出回路を動作させることにより、出力
電圧v2の検出リプルは第4図に比べて大幅に少なくな
る。また、絶縁検出回路に第3図のような抵抗23.2
4を有しないため、高速応答が可能であり、フィノνり
定数の設定に煩わされることもない。
電圧v2の検出リプルは第4図に比べて大幅に少なくな
る。また、絶縁検出回路に第3図のような抵抗23.2
4を有しないため、高速応答が可能であり、フィノνり
定数の設定に煩わされることもない。
なお、絶縁検出回路に設ける補助スイッチ素子はFET
以外のものであってもよい。
以外のものであってもよい。
(発明の効果)
以ヒのように本発明によれば、DC/DCコンバータの
主スイッチ素子に対するスイッチング制御信吟を用い、
ト記主スイッチ素子のオン、オフに応して絶縁検出回路
の補助巻線出力電圧のサンプル、ホールドを切り換える
ようにしたため、出力電圧の検出リプルが少なく、また
、回路構成上応答速度の速い#l縁検出回路を備えたI
) C/ D C」ンバータを実現することができる。
主スイッチ素子に対するスイッチング制御信吟を用い、
ト記主スイッチ素子のオン、オフに応して絶縁検出回路
の補助巻線出力電圧のサンプル、ホールドを切り換える
ようにしたため、出力電圧の検出リプルが少なく、また
、回路構成上応答速度の速い#l縁検出回路を備えたI
) C/ D C」ンバータを実現することができる。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図、第2図は第1
図の各部の電圧波形図、第3図は従来の技術を示す回路
図、第4図は第3図の各部の電圧波形図である。 1 ・トランス 2.11・・・スイッチングトランジスタ6.17・・
ダイオ−1〜 9・・・ツェナーダイオード 7.1.2,13,18.22・・コンデンサ10・・
ホ1〜カプラ 1.4,15.26・・・抵抗I
6・スナバ回路 28・・・レベルシフタ29・
・・l”ET 30・・交流電源31・・
ダイオード整流器 32・・・直流中間コンデンサ 33・・・インバータ回路 34・・モータ100−
DC/DC:+ンバータ 200− V V V Fインバータ
図の各部の電圧波形図、第3図は従来の技術を示す回路
図、第4図は第3図の各部の電圧波形図である。 1 ・トランス 2.11・・・スイッチングトランジスタ6.17・・
ダイオ−1〜 9・・・ツェナーダイオード 7.1.2,13,18.22・・コンデンサ10・・
ホ1〜カプラ 1.4,15.26・・・抵抗I
6・スナバ回路 28・・・レベルシフタ29・
・・l”ET 30・・交流電源31・・
ダイオード整流器 32・・・直流中間コンデンサ 33・・・インバータ回路 34・・モータ100−
DC/DC:+ンバータ 200− V V V Fインバータ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 電力変換装置の直流中間回路に接続され、主スイッチ素
子のオン、オフによりトランスを介して直流電圧を出力
するDC/DCコンバータであって、前記トランスの補
助巻線を介して前記直流中間回路の電圧を検出する直流
中間電圧の絶縁検出回路を備えたDC/DCコンバータ
において、前記DC/DCコンバータは、前記主スイッ
チ素子をオン、オフするためのスイッチング制御信号を
検出する手段を備え、 前記絶縁検出回路は、前記補助巻線の一方の端子に一端
が接続されたホールド用コンデンサと、このホールド用
コンデンサの他端と前記補助巻線の他方の端子との間に
接続された補助スイッチ素子とを備えると共に、 前記スイッチング制御信号に基づき、前記主スイッチ素
子がオフの場合には前記補助スイッチ素子をオフさせ、
かつ前記主スイッチ素子がオンの場合には前記補助スイ
ッチ素子をオンさせることを特徴とするDC/DCコン
バータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14116090A JPH0433566A (ja) | 1990-05-29 | 1990-05-29 | Dc/dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14116090A JPH0433566A (ja) | 1990-05-29 | 1990-05-29 | Dc/dcコンバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0433566A true JPH0433566A (ja) | 1992-02-04 |
Family
ID=15285530
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14116090A Pending JPH0433566A (ja) | 1990-05-29 | 1990-05-29 | Dc/dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0433566A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7102899B2 (en) | 2003-03-10 | 2006-09-05 | Friwo Mobile Power Gmbh | Control circuit for switched mode power supply unit |
-
1990
- 1990-05-29 JP JP14116090A patent/JPH0433566A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7102899B2 (en) | 2003-03-10 | 2006-09-05 | Friwo Mobile Power Gmbh | Control circuit for switched mode power supply unit |
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