BRPI0406173B1

BRPI0406173B1 - circuito de controle para uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado; unidade de suprimento de energia de modo chaveado; arranjo de circuito; e método para controle da energia

Info

Publication number: BRPI0406173B1
Application number: BRPI0406173A
Authority: BR
Inventors: Armin Wegener; Arno Reinhard; Ralf Gennant Berghegger Schröder; Rüdiger Malsch
Original assignee: Friwo Mobile Power Gmbh
Priority date: 2003-03-10
Filing date: 2004-03-09
Publication date: 2016-07-26
Also published as: US20050254268A1; US7102899B2; JP4015169B2; EP1602169A2; BRPI0406173A; JP2006514528A; WO2004082119A2; WO2004082119A3; WO2004082119A8; DE10310361B4; DE10310361A1

Abstract

"circuito de controle para uma unidade de susprimento de energia de modo chaveado, arranjo de circuito e método para controle da energia". a invenção se refere a um circuito de controle (100) que controla a saída de uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado de controle primário compreendendo um circuito primário (t10) e um transformador (101) com um enrolamento auxiliar (104) . pulsos de voltagem são induzidos no enrolamento auxiliar por operações de comutação de lado primário. os referidos pulsos de voltagens são considerados ao controlar a saída. de modo a melhorar o controle e atingir uma flexibilidade aumentada com relação aos parâmetros de operação, o momento de varredura é determinado com base no pulso de voltagem no enrolamento auxiliar (104) durante um ciclo de comutação anterior. de modo a reconhecer um contato defeituoso entre o enrolamento auxiliar (104) e o circuito de controle (100) de uma maneira especialmente simples e segura, o pulso de voltagem negativa no enrolamento auxiliar (104) pode ser considerado quando o comutador (t10) está fechado, de modo a corroborar o contato correto. de modo a otimizar o fechamento do circuito (t10) e para reduzir a perda de energia, a saída pode ser controlada pela comparação da corrente através do enrolamento primário com os dois valores de limite.

Description

CIRCUITO DE CONTROLE PARA UMA UNIDADE DE SUPRIMENTO DE ENERGIA DE MODO CHAVEADO; UNIDADE DE SUPRIMENTO DE ENERGIA DE MODO CHAVEADO; ARRANJO DE CIRCUITO; E MÉTODO PARA CONTROLE DA ENERGIA A presente invenção se refere a um circuito de controle para controlar a energia de saida de uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado de controle primário. Em especial, a presente invenção se refere a um circuito de controle em uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado de controle primário que compreende um comutador primário e um transformador com um enrolamento auxiliar. Dentro do enrolamento auxiliar, os pulsos de voltagem são induzidos por operações de comutação de lado primário, que podem ser considerados ao controlar a energia de saida. Adicionalmente, a invenção refere-se a um método para operar uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado deste tipo. Além do mais, a presente invenção refere-se a um método para controlar a saida de uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado controlada de forma primária com um transformador e um comutador de lado primário, onde o comutador de lado primário pode ser controlado por um acionador.

Unidades de suprimento de energia de modo chaveado são usadas em numerosos dispositivos eletrônicos, de modo a gerar saida de uma voltagem principal, uma voltagem DC baixa, que é necessária para suprir os componentes eletrônicos. Em muitos campos de aplicação, unidades de suprimento de energia de modo chaveado são preferidas em relação a unidades de suprimento de energia convencional com transformadores principais, devido ao fato de possuírem melhor eficiência, iniciando de uma categoria de desempenho específica e por terem, em especial, um menor requisito de espaço. 0 último se deve, especificamente, ao fato de que ao invés da voltagem principal, uma voltagem alternada de alta freqüência é transformada, a qual pode ter, ao invés da freqüência principal convencional de 50 Hz ou 60 Hz, por exemplo, uma freqüência na faixa de 20 kHz até 200 kHz. Devido ao número necessário de voltas do transformador diminuir inversamente proporcional à freqüência, as perdas de cobre podem ser grandemente reduzidas e o transformador requerido será significativamente menor.

De modo a otimizar adicionalmente a eficiência, especialmente em unidades de suprimento de energia chaveadas primárias conhecidas, onde a freqüência, que é gerada no lado primário do transformador de alta freqüência através de comutação, por exemplo um transistor bipolar, é controlada dependendo da carga que está presente no lado secundário da unidade de suprimento de energia, de modo a evitar uma saturação do transformador de alta freqüência. A retroalimentação que é necessária para este esquema de controle pode ser executada, por exemplo, através do uso de uma voltagem de derivação em um enrolamento auxiliar como variável controlável. Isto é mostrado, por exemplo, no pedido de patente Européia EP 1.146.630 A2. 0 método para controlar a corrente de saida e/ou a voltagem de saída de um suprimento de energia comutado conforme mostrado no documento EP 1.146,630 A2, implica que, em cada pulso, a mesma energia é carregada no transformador. Todas as vezes, após um tempo fixo com relação à abertura do comutador, a voltagem no enrolamento auxiliar é amostrada e armazenada através de um elemento de amostra e retenção (elemento S & H) . A desvantagem deste método, entretanto, é que o tempo da amostra é de grande significância para o desempenho do controle e que a forma dos pulsos de voltagem no enrolamento auxiliar é fortemente influenciada pelos diferentes parâmetros de operação, tais como voltagens de entrada, distúrbios, etc.. Isto significa que um valor fixo para o momento da amostragem limita grandemente a flexibilidade e o alcance da aplicação para esta unidade de suprimento de energia de modo chaveado. 0 objetivo subjacente da presente invenção é prover um circuito de controle para controlar a energia de saída de um circuito de suprimento de energia de modo chaveado controlado primariamente e um método correspondente para controlar um suprimento de energia de modo chaveado, onde um controle melhorado e flexibilidade aumentada, com relação aos parâmetros operacionais, possam ser alcançados.

Este objetivo é atingido por um circuito de controle com as características da reivindicação 1, um arranjo de circuito para gerar um sinal de amostra com as características da reivindicação 10, através de um método de controle da energia de saída de um suprimento de energia de modo chaveado controlado primariamente com as características da reivindicação 16.

Adicionalmente, com este suprimento de energia de modo chaveado, tem que ser assegurado que, no caso de uma conexão defeituosa do enrolamento auxiliar ou no caso de uma quebra de fiação, a voltagem de saída do suprimento de energia de modo chaveado é limitado em um nível seguro através de medidas apropriadas. Normalmente, isto é atingido através de um circuito de controle adicional, um dispositivo de monitoramento de sobre-voltagem ou medidas similares. Estes métodos conhecidos possuem a desvantagem de que, normalmente, componentes eletrônicos adicionais são necessários, o que torna o circuito desnecessariamente complexo e de alto custo.

Dessa maneira, um objetivo adicional da presente invenção é prover um método melhorado para reconhecer esta falha.

Este objetivo é atingido por um método com as características da reivindicação 28.

Finalmente, com acionadores integrados para transistores de efeito de campo, ou IGBT, bipolares, os quais são usados como comutadores de lado primário nestes suprimentos de energia de modo chaveado, ocorre um problema onde, durante a comutação, uma contracorrente alta está fluindo através dos transistores de acionamento. Esta corrente afeta o suprimento de energia do conjunto de circuitos e causa perda de energia desnecessária. Adicionalmente, esta corrente pode causar distúrbios, o que, por exemplo, pode deteriorar o desempenho do conjunto de circuitos integrados. Normalmente, isto é remediado através de um circuito de atraso que garante que sempre o primeiro transistor de acionamento é desligado antes de outro transistor de acionamento ser ligado. Entretanto, ao ser usado dentro de um suprimento de energia de modo chaveado, esta solução possui a desvantagem de que, durante o tempo de atraso antes de desligar o comutador de lado primário, a corrente dentro do transformador aumenta adicionalmente. Devido à dependência da velocidade de aumento na voltagem de entrada, o atraso causa uma corrente de pico que é também dependente da voltagem de entrada. Se a corrente de pico, por exemplo, com um dispositivo de acordo com o EP 1.146.630 A2, for usada para ajustar a corrente de saída do dispositivo, isto possui a desvantagem de fazer que uma corrente de saída seja dependente da voltagem de entrada.

Dessa maneira, um objetivo adicional da presente invenção pode ser a provisão de um método melhorado para controlar a energia de saída de um suprimento de energia de modo chaveado controlado de lado primário e um circuito de acionamento para um comutador de lado primário de uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado tal, onde o processo ou desligamento do comutador de lado primário pode ser melhorado e onde a dissipação de energia da unidade de suprimento de energia de modo chaveado pode ser reduzida. 0 objetivo é atingido por um método com as etapas da reivindicação 31.

Configurações vantajosas da presente invenção são o assunto de várias reivindicações dependentes. A presente invenção é baseada na idéia de que o pulso de voltagem no enrolamento auxiliar, por si só, contém a informação necessária sobre quando uma amostragem e armazenagem das variáveis de controle obtêm o melhor resultado de controle sob as condições operacionais prevalentes. Ao determinar a ocasião de amostragem com base na duração do referido pulso de voltagem, alterações nas condições operacionais, tais como alterações na voltagem principal de entrada, podem ser consideradas de uma maneira simples e efetiva. Isto é, a ocasião de amostragem é automaticamente adaptada para as condições operacionais prevalentes. Através desta escolha de uma ocasião de amostragem vantajosa, pode também ser assegurado que a medição seja feita em uma corrente baixa, onde os desvios de controle, os quais são resultantes de alterações da resistência interna do transformado, das resistências de séries equivalentes (ESR) dos capacitores secundários, e da voltagem de fluxo do diodo secundário, por exemplo, devido às alterações de temperatura, podem ser reduzidos.

De acordo com uma configuração vantajosa para avaliar a duração do pulso de voltagem no enrolamento auxiliar, dois sinais de entrada são usados, os quais são necessários para controlar a unidade de suprimento de energia de modo chaveado também em outros aspectos: o sinal de controle para fechar o comutador de lado primário, que reflete o inicio do pulso de voltagem após o comutador de lado primário ser aberto, e o sinal de desmagnetização, que mostra se o transformador está sem energia e, portanto, contém informação sobre o final do pulso de voltagem no enrolamento auxiliar. Através do uso destes sinais de intrada, dispositivos de detecção adicionais podem ser dispensados e, portanto, a complexidade do circuito de controle pode ser mantida no menor nível possível.

De acordo com uma configuração vantajosa da presente invenção, o arranjo de circuito para gerar o sinal de amostra que define a ocasião de amostragem com relação ao momento da abertura do comutador de lado primário, compreende uma fonte de corrente constante, um primeiro capacitor que pode ser carregado por esta fonte de corrente constante, um segundo capacitor que pode ser conectado em paralelo ao primeiro capacitor, e um comparador. 0 comparador é conectado a um terminal de cada um dos capacitores e é operável para enviar o sinal de amostra, quando as voltagens através de ambos os capacitores forem iguais. Com este circuito de controle, o sinal de amostra para um ciclo de comutação pode ser definido automaticamente dentro do respectivo ciclo de comutação precedente. Aqui, o segundo capacitor compreende, na forma de sua carga, a informação sobre a duração do pulso de voltagem durante o respectivo ciclo de comutação anterior. 0 primeiro capacitor, que é carregado através da fonte de corrente constante, por outro lado, contém a informação sobre a duração do pulso de voltagem durante o respectivo ciclo de comutação real.

Uma coordenação de tempo da carga e descarga destes dois capacitores pode ser executada de maneira mais fácil através de uma pluralidade de comutadores controláveis arranjados de forma correspondente.

De acordo com uma configuração vantajosa, um primeiro comutador é arranjado entre a fonte de corrente constante e o primeiro capacitor, de modo a desconectar o mesmo de sua fonte de corrente constante, quando o final do pulso de voltagem tiver sido detectado, e portanto terminar a carga do primeiro capacitor. Um segundo comutador é conectado em paralelo ao segundo capacitor e pode ser controlado através do sinal de amostra de uma maneira na qual o segundo capacitor seja descarregado devido ao envio do sinal de amostra. Um terceiro comutador é arranjado de uma maneira na qual o primeiro e o segundo capacitores são arranjados em paralelo entre si, enquanto o terceiro comutador é fechado e é controlado de maneira que seja fechado no mesmo momento em que o final do pulso de voltagem é sinalizado. Dessa maneira, de um modo especialmente simples, uma transferência na carga do primeiro capacitor para o segundo capacitor pode ser obtida. Finalmente, um quarto comutador está presente paralelo ao primeiro capacitor e permite a descarga do primeiro capacitor, quando o quarto comutador é fechado.

De uma maneira vantajosa para determinar a duração do pulso de voltagem, aqueles sinais são usados, os quais são também necessários para as funções restantes do circuito de controle, que é um sinal de controle para o comutador de lado primário, que está presente com alto potencial quando o comutador é fechado e está presente com baixo potencial, quando o comutador é aberto, e um sinal de desmagnetização que está com alto potencial quando a voltagem no enrolamento auxiliar está abaixo de um valor de limite especifico, e em um baixo potencial, quando a voltagem no enrolamento auxiliar está acima de um valor de limite especifico.

De modo a prover a coordenação de tempo necessária através dos comutadores descritos acima, de uma maneira especialmente simples, o arranjo de circuito compreende vantajosamente um dispositivo de controle que possui pelo menos uma saída para controlar a pluralidade de comutadores dependentes da duração do pulso de voltagem.

Este dispositivo de controle pode ser implementado de uma maneira especialmente simples através de componentes de lógica digital.

As características vantajosas do circuito de controle de acordo com a presente invenção mostram suas melhores vantagens ao usar o circuito de controle em uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado controlada primariamente que possui um comutador eletrônico como comutador de lado primário, preferivelmente um transistor bipolar de energia. Alternativamente, também MOSFETs ou IGBTs de energia podem ser usados.

Em uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado com um controle de voltagem de saída que amostre a voltagem em um enrolaraento auxiliar primário, um circuito de proteção de sobre-voltagem pode ser provido como um segundo ciclo de controle ou uma interrupção de sobre-voltagem no mesmo enrolamento auxiliar. De acordo com a presente invenção, a voltagem no enrolamento auxiliar pode ser usada para detectar uma interrupção de fiação. Se, por exemplo, nenhuma voltagem negativa estiver presente no ponto de medição ao comutar no comutador primário, o enrolamento auxiliar não está conectado ou está quebrado. Neste caso, um circuito de controle respectivo pode comutar o dispositivo para um modo seguro e, dessa maneira, pode garantir o cumprimento dos requisitos com relação à baixa voltagem de segurança. Por exemplo, o comutador de lado primário é desligado por um tempo tão longo que devido à carga básica secundária, a voltagem de saída antes da próxima comutação no comutador diminui a um valor muito baixo, fazendo que o próximo processo de comutação não aumente a voltagem acima do valor seguro. Portanto, de uma maneira vantajosa, o controle de voltagem de saída completo, incluindo a proteção de sobre-voltagem, pode ser integrado em um circuito integrado e nenhum componente eletrônico adicional será necessário.

Esta detecção de quebra de fiação, em muitos casos de falha, impede falhas subseqüentes que, por outro lado, ocorreríam com bastante freqüência devido a conexões defeituosas ou a enrolaraentos auxiliares não conectados. Dessa maneira, nestes casos um reparo é significativamente simplificado. A proteção de sobre-voltagem pode se tornar ativa mesmo em caso de uma transgressão muito pequena no nível de voltagem normal, de modo que, em caso de uma falha, os dispositivos conectados e usuários que tocam no conector de saida não correm perigo. Dentro do circuito integrado, por exemplo, dois controles de voltagem idênticos podem ser providos, de modo que apenas a tolerância interna determina qual ramificação executa o controle normal e qual ramificação executa o monitoramento de sobre-voltagem. Neste caso, o nivel de sobre-voltagem é quase idêntico ao nível de voltagem normal.

De modo a otimizar o processo de comutação do comutador de lado primário e para atingir, dessa maneira, uma economia de energia, a corrente dentro do transformador é comparada com dois valores de limite de acordo com a presente invenção. Se a corrente atingir o primeiro valor de limite, o acionador é comutado para um valor ôhmico alto. Ao atingir o segundo valor de limite, o comutador de lado primário é desligado ativamente. Este acionador exibe de modo vantajoso uma demanda de baixa corrente. Em caso de um transistor bipolar como o comutador de lado primário, as perdas de comutação podem ser reduzidas. Além do mais, a dependência da corrente primária na voltagem de entrada pode ser reduzida através do circuito acionador de acordo com a presente invenção. Finalmente, é necessário um ajuste automático das ocasiões de comutação para velocidades de elevação diferentes da corrente primária. Este circuito acionador, em especial para unidades de suprimento de energia de modo chaveado de baixa energia que podem não possuir mais que, por exemplo, 0,3 W de dissipação de energia em carga baixa, possui vantagens significativas.

Através de configurações mostradas nos desenhos em anexo, a invenção é descrita mais especificamente a seguir. Detalhes similares ou correspondentes possuem os mesmos numerais de referência nas figuras, onde: A Figura 1 mostra um diagrama de bloco de um circuito de controle de acordo com a presente invenção; A Figura 2 mostra um diagrama de uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado de controle primário com um circuito de controle de acordo com a Figura 1; A Figura 3 mostra um diagrama de um arranjo de circuito para gerar um sinal de amostra; A Figura 4 mostra diagramas de tempo qualitativos de sinais e voltagens diferentes dentro do circuito de controle de acordo com a presente invenção. A Figura 1 mostra um circuito de controle para controlar a energia de saída de uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado controlada primariamente e seu ambiente de aplicação. Este controlador 100 pode, por exemplo, ser implementado como um circuito integrado de aplicação específica (ASIC). Através do circuito de controle 100, a energia secundária da unidade de suprimento de energia de modo chaveado, que sai no enrolamento secundário 102, é controlada no lado primário através do controle de um comutador eletrônico T10, aqui um transistor bipolar de energia. Como uma variável controlada, aqui, a voltagem através de um enrolamento auxiliar 104, é usada. Como pode ser observado esquematicamente através da curva 401 da Figura 4, ura pulso de voltagem positivo é induzido dentro do enrolamento auxiliar após o comutador TIO ter aberto, que exibe, priraeiramente, uma ultrapassagem e, então, um curso de diminuição continua. Após a duração do pulso de voltagem 408 ter expirado, a voltagem no enrolamento auxiliar diminui com uma oscilação transiente até zero. Um pulso de voltagem na direção negativa é induzido dentro da fiação auxiliar, quando o comutador é fechado novamente.

Em especial, o pulso de voltagem positivo no enrolamento auxiliar após a abertura do comutador pode ser usado para controlar a energia de saída da unidade de suprimento de energia de modo chaveado. Aqui, o controle é executado através de uma adaptação correspondente à duração de tempo, onde o comutador TIO está aberto. O controle real do transistor bipolar TIO é executado através de um acionador 106. A partir de uma referência de intervalo de faixa 108, são derivados valores de referência para o controle e para a voltagem de suprimento. Elementos adicionais do circuito para ligar e desligar o acionador 106 são a detecção da corrente e da voltagem com circuitos de tempo característicos que descrevem as características de controle. Funções de proteção para sobre-voltagera e sobre-corrente estão contidas, assim como um controlador de voltagem e um circuito de inicialização. O circuito de amostra e retenção (S&H) 108 de acordo com a presente invenção, é suprido com um sinal de amostra correspondente 112 de um arranjo de circuito contido no bloco "circuito de tempo e interconexâo" 110, quando o valor da voltagem no enrolamento auxiliar tem que ser amostrado e armazenado.

De acordo com a presente invenção, o circuito de controle 100 compreende ainda um comparador de proteção de sobre-voltagem (OVP) 107 e um comparador de seleção 109, que são ambos supridos com a voltagem que é induzida no enrolamento auxiliar 104. O comparador OVP 107 detecta voltagens positivas acima da região de controle, desliga o acionador 106 para a duração de um tempo de seleção e, dessa maneira, impede a ocorrência de sobre-voltagens. Quando o enrolamento auxiliar funciona adequadamente, um pulso de voltagem negativo é induzido quando o comutador de lado primário é fechado, conforme mostrado na Figura 4, na curva 401. Se o enrolamento auxiliar 104 estiver desconectado ou quebrado, este pulso de voltagem é perdido. O comparador de seleção 109 detecta as voltagens negativas durante o fechamento do comutador de lado primário e, também, ativa o tempo "cego" para o acionador quando um pulso de voltagem negativo é perdido. Dessa maneira, o comutador de lado primário permanece aberto por um tempo tão longo que a carga básica secundária causa uma diminuição da voltagem de saída antes da próxima comutação do comutador para um valor tão baixo que o próximo processo de comutação não consegue mais elevar a voltagem acima de um nível seguro. Uma possível falha na conexão entre o circuito de controle 100 e o enrolamento auxiliar 104 é, desta maneira, impedida.

Além do mais, o circuito de controle 100 compreende um comparador IP 105, que mede a corrente IP fluindo através do enrolamento do lado primário do transformador 105, quando o comutador de lado primário TIO é fechado. De modo a otimizar o processo de desligamento do comutador de lado primário T10, a corrente IP dentro do comparador IP 105 é comparada com dois valores limites. Quando a corrente atinge o primeiro valor limite, o acionador 106 é comutado para uma alta impedância. Ao atingir o segundo valor limite, o comutador de lado primário T10 é desligado ativamente. Através da diferença entre os dois valores limites, a duração da impedância alta pode ser determinada.

Quando o comutador de lado primário é, por exemplo, um transistor de efeito de campo, esta diferença não é crítica, devido à capacidade de desbloqueio ("gate capacity") armazenar a carga durante um período de tempo relativamente longo. No caso em que o comutador de lado primário TIO é um transistor bipolar, o primeiro valor limite deve estar relativamente próximo do segundo valor limite, visto que após um período de tempo curto, o transistor bipolar começa a bloquear. Este efeito, entretanto, pode ser muito vantajoso, se os valores limites forem otimizados. Pois, após um curto período de tempo com base de alta resistência, o comutador de lado primário não está mais saturado e pode ser desligado de forma significativamente mais rápida. Isto reduz as perdas de comutação.

Na utilização prática, ficou provado ser vantajoso que o primeiro valor limite chegue a aproximadamente 80% do segundo valor limite. Durante o ligamento, um tempo de atraso não é relativamente crítico. 0 acionador 106 é primeiramente comutado para alta resistência e após um curto tempo de atraso, por exemplo, 100 nanossegundos, o comutador de lado primário é ativamente fechado. Ao usar um método de controle de acordo com a EP 1.146.630 A2, o método compensa automaticamente o aumento resultante do tempo de pausa e as características de saída do dispositivo permanecem inalteradas. A Figura 2 mostra, na forma de um diagrama de circuito, uma configuração de uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado, onde o circuito de controle 100, de acordo com a presente invenção, é usado.

Uma possível implementação de circuito de um arranjo para gerar um sinal de amostra, conforme é contido dentro do bloco 110 da Figura 1, é mostrada na Figura 3. 0 arranjo de circuito 300 envia como um sinal de saída, o sinal de amostragem 112 para o circuito de amostra e retenção 108 da Figura 1. Em sua entrada, o circuito 300 é provido com um sinal de controle Vg e com o sinal de desmagnetização VDesmag.

Aqui, um sinal de controle do transistor bipolar VG serve para a detecção do início do pulso de voltagem e o sinal de desmagnetização VDesmag serve para a detecção do final do pulso de voltagem. 0 arranjo de circuito 300 compreende principalmente um primeiro capacitor Cl e um segundo capacitor C2, assim como uma fonte de voltagem constante 301 e um comparador 302. Quatro comutadores Sl a S4 coordenam a carga e descarga dos dois capacitores e um controlador digital 304 controla estes comutadores. O circuito de controle 304 que é mostrado na Figura 3 é formado por um primeiro e um segundo "RS-flip-flop" e por um "NOR-Gate" e um "MD-Gate". A seguir, a operação do circuito 300 será descrita em detalhe. Imediatamente após o desligamento do comutador de lado primário T10, o primeiro capacitor Cl é conectado através do comutador Sl com a fonte de corrente constante 301 e é carregado subseqüentemente. A voltagem no primeiro capacitor Cl é comparada através de meios do comparador 302 com a voltagem do segundo capacitor C2. Quando a voltagem no capacitor Cl atinge o valor da voltagem no segundo capacitor C2, o comparador 302 envia o sinal de amostragem 112 para a unidade de amostra e retenção 108. Simultaneamente, o capacitor C2 está em curto-circuito através do comutador S2 e é descarregado através do comutador S2. O capacitor Cl é, adicionalmente, carregado através de meios da fonte de corrente constante 301, até o reconhecimento da desmagnetização que sinaliza o final do pulso de voltagem no enrolamento auxiliar, uma extremidade de voltagem positiva do sinal Voesmag- Neste momento, a voltagem UI está presente no capacitor Cl. Agora a carga do capacitor Cl é trazida até um fim e os dois capacitores Cl e C2 são conectados em paralelo através do fechamento do comutador C3, de modo que os capacitores C2 e a voltagem U2=U1.Cl/(C1+C2) está agora presente em ambos os capacitores. U2 pode, por exemplo, ser igual a 2/3. UI, quando os valores de capacidade são escolhidos de uma maneira que Cl seja 2.C2. Nesta situação, o circuito 300 permanece até o comutador de lado primário ser fechado e os comutadores S3 e S4 são acionados de uma maneira que os dois capacitores são separados novamente e que o primeiro capacitor Cl é descarregado. Com o desligamento do comutador de lado primário TIO, o próximo ciclo de comutação é iniciado.

Devido ao fato de que no capacitor C2, neste momento, 2/3 da voltagem máxima, que estava presente durante o ciclo anterior no primeiro capacitor Cl, estarem presentes por ocasião da amostragem resulta um valor que coincide com 2/3 da duração do pulso de voltagem anterior no enrolamento auxiliar. De forma geral, a ocasião da amostragem pode ser ajustada através da proporção Cl/(C1+C2).

Uma visão geral dos comportamentos do tempo das voltagens mais importantes (em uma representação qualitativa) é provida na Figura 4. Aqui, a curva 401 significa o curso da voltagem no enrolamento auxiliar, a curva 402 significa o curso da detecção de desmagnetização, a curva 403 significa o curso do sinal de controle para o comutador de lado primário T10, a curva 404 significa a voltagem no primeiro capacitor Cl, a curva 405 significa a voltagem no segundo capacitor C2 e a curva 406, o sinal de amostragem 112.

Como pode ser observado de uma comparação das curvas 401 e 402, a extremidade de elevação do sinal de desmagnetização reflete a diminuição da voltagem no enrolamento auxiliar até o valor zero. Dessa maneira, a extremidade de elevação da curva 402 define o final da duração do pulso de voltagem 408 . O inicio da duração do pulso de voltagem é sinalizado pela extremidade de dobra da voltagem de controle VG, que é conhecida como a curva 403. As curvas 404 e 405 mostrara os cursos de voltagem, que estão presentes no primeiro capacitor Cl e no segundo capacitor C2, respectivamente. Aqui, a ocasião 409, quando ambos os valores de voltagem sâo iguais, determina a ocasião de amostragem, quando o sinal de amostragem 112, conforme mostrado na curva 406, é enviado para o circuito de amostra e retenção. Com as proporções dos capacitores Cl e C2 conforme escolhidas aqui, o sinal de amostragem é escolhido em uma ocasião de amostragem que representa aproximadamente 2/3 da duração do pulso de voltagem 408, como pode ser observado através de uma comparação das curvas 401 e 406. Esta proporção possui a vantagem de que a medição é executada com uma corrente comparativamente baixa, isto é 1/3 da corrente máxima. Além do mais, a ocasião de amostragem é sempre mantida constante, enquanto a duração do pulso de voltagem não for alterada. Dessa maneira, pode ser assegurado que um controlador de alta precisão seja obtido.

REIVINDICAÇÕES

Claims

1. CIRCUITO DE CONTROLE PARA UMA UNIDADE DE SUPRIMENTO DE ENERGIA DE MODO CHAVEADO, sendo que a referida unidade de suprimento de energia de modo chaveado compreende um comutador de lado primário (TIO) e um transformador (101) com um enrolamento auxiliar (104), onde, após a abertura do comutador de lado primário (TIO) , um pulso de tensão é induzido, onde o referido circuito de controle (100) compreende; um dispositivo de amostragem e retenção (108) para amostragem e armazenagem de uma amplitude do pulso de tensão em resposta ao sinal de amostragem (112) para gerar uma variável controlada, e uma unidade de controle para comparar a variável controlada com um valor de referência e para ajustar a energia de saída dependendo do resultado desta comparação, caracterizado por compreender ainda um arranjo de circuito (300) para gerar um sinal de amostragem (112) que define uma ocasião de amostragem com relação a ocasião da abertura do comutador de lado primário, onde o referido arranjo de circuito (300) é adaptado para determinar a ocasião de amostragem com base na duração (408) do referido pulso de tensão.

2. CIRCUITO DE CONTROLE, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo referido arranjo de circuito (300) ser interconectado de uma maneira que recebe um sinal de controle (Vg) para fechamento do comutador de lado primário (T10) e um sinal de desmagnetização (VDesmag) indicando se o transformador (101) está sem energia, de modo a determinar, a partir do mesmo, a duração (408) do pulso de tensão.

3. CIRCUITO DE CONTROLE, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo arranjo de circuito (300) compreender uma pluralidade de comutadores (SI a S4) de modo a coordenar o tempo da carga e descarga do primeiro (Cl) e segundo (C2) capacitores.

4. CIRCUITO DE CONTROLE, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado por, entre a fonte de corrente constante (301) e o primeiro capacitor (Cl), um primeiro comutador (Sl) estar presente, pelo segundo comutador (S2) para causar curto-circuito no segundo capacitor (C2) ser arranjado em paralelo com o segundo capacitor (C2), e pelo segundo comutador (S2) ser controlado pelo sinal de amostragem (112), pelo primeiro (Cl) e segundo (C2) capacitores serem conectados com um terminal cada um a um potencial de terra comum e pelo fato de que entre os respectivos terminais um terceiro comutador (S3) estar presente, e por um quarto comutador (S 4) para curto-circuito pelo primeiro capacitor (Cl) ser arranjado em paralelo com o primeiro capacitor (Cl).

5. CIRCUITO DE CONTROLE, de acordo com qualquer uma das reivindicações 2 a 4, caracterizado pelo sinal de controle (Vg) para o comutador de lado primário (TIO) estar em potencial alto quando o comutador é fechado, e em potencial baixo quando o comutador é aberto, e pelo sinal de desmagnetização (Vüesmag) estar em potencial alto, quando a tensão do enrolamento auxiliar (104) estiver abaixo de um valor de limite predeterminado, e estar em potencial baixo quando a tensão no enrolamento auxiliar (104) estiver acima de um valor de limite predeterminado.

6. CIRCUITO DE CONTROLE, de acordo com qualquer uma das reivindicações 3 a 5, caracterizado pelo arranjo de circuito (300) compreender ainda um dispositivo de controle (304) que compreende pelo menos uma saida para controlar a duração do pulso de tensão dos comutadores dependentes (Sl a S4) .

7. CIRCUITO DE CONTROLE, de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo dispositivo de controle (304) compreender um primeiro (FF1) e um segundo (FF2) "RS flip-flop", onde o primeiro "RS flip-flop" (FF1) é conectado com sua entrada de ajuste ao sinal de comutação negado e com sua entrada de restauração ("reset") ao sinal de desmagnetização, e onde o segundo "RS flip-flop" é conectado com sua entrada de ajuste ao sinal de desmagnetização e a sua entrada de restauração com o sinal de comutação, onde a saida do primeiro "RS flip-flop" (FF1) controla o primeiro comutador (Sl), e é conectada, ainda, com um "NOR- Gate" (306) para controlar o terceiro comutador (S3) e ser conectado com uma entrada negada de um "AND-gate" (308) que controla com sua saida o quarto comutador (S4), onde uma saida do segundo "RS flip-flop" (FF2) é conectada com uma segunda entrada do "NOR-Gate" (306) e ainda com a segunda entrada do "AND-gate" (308) .

8. UNIDADE DE SUPRIMENTO DE ENERGIA DE MODO CHAVEADO, de controle primário com um circuito de controle, um comutador de lado primário (TIO) e um transformador (101) de enrolamento auxiliar (104), onde após a abertura do comutador de lado primário (TIO) um pulso de tensão é induzido, sendo que o circuito de controle (100) compreende: um dispositivo de amostragem e retenção (108) para amostrar e armazenar uma amplitude de pulso de tensão em resposta ao sinal de amostragem para gerar uma variável controlada, e uma unidade de controle para comparar a variável controlada com um valor de referência e para ajustar a energia de saida dependendo do resultado desta comparação, caracterizado pelo circuito de controle (100) compeender ainda um arranjo de circuito (300) para gerar um sinal de amostragem (112) que define uma ocasião de amostragem com respeito ao instante de abertura do comutador de lado primário; sendo que o referido arranjo de circuito (300) é adaptado para determinar a ocasião de amostragem com base na duração (408) do referido pulso de tensão.

9. ARRANJO DE CIRCUITO, que gera um sinal de amostra que determina a ocasião da amostragem de uma variável controlada, de modo a controlar a energia de saída de uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado de controle primário, onde a referida unidade de suprimento de energia de modo chaveado compreende um comutador de lado primário (TIO) e um transformador (101) com um enrolamento auxiliar (104), onde, após a abertura do comutador de lado primário (TIO), um pulso de tensão é induzido, caracterizado pelo arranjo de circuito (300) compreender os seguintes elementos: uma fonte de corrente constante (301), um primeiro capacitor (Cl) a ser carregado através da fonte de corrente constante (301), um segundo capacitor (C2) a ser conectado em paralelo com o primeiro capacitor (Cl), um comparador (302) que é conectado a um terminal de cada um dos dois capacitores (Cl, C2) e é operável para enviar um sinal de amostragem (112) , se as tensões nos dois capacitores (Cl, C2) forem iguais.

10. ARRANJO DE CIRCUITO, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo arranjo de circuito (300) compreender uma pluralidade de comutadores (SI a S4) de modo a coordenar o tempo da carga e descarga do primeiro (Cl) e do segundo (C2) capacitores.

11. ARRANJO DE CIRCUITO, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado por, entre a fonte de corrente constante (301) e o primeiro capacitor (Cl), um primeiro comutador (Sl) ser arranjado, por um segundo comutador (S2) para curto-circuito do segundo capacitor (C2) ser arranjado em paralelo com o segundo capacitor (C2), e por um segundo comutador (S2) ser controlável pelo sinal de amostragem (112), pelo primeiro (Cl) e segundo (C2) capacitores serem conectados com um terminal de cada um a um potencial de terra comum e pelo fato de, entre os respectivos terminais, um terceiro comutador (S3) estar presente; e por um quarto comutador (S4) para curto circuito do primeiro capacitor (Cl), ser arranjado em paralelo com o primeiro capacitor (Cl) .

12. ARRANJO DE CIRCUITO, de acordo com a reivindicação 10 ou 11, caracterizado por compreender ainda um dispositivo de controle (304) que compreende pelo menos uma saida para controle da pluralidade de comutadores (SI a S4) em resposta a pelo menos um sinal de entrada que contenha informação sobre a duração (408) do pulso de tensão.

13. ARRANJO DE CIRCUITO, de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo sinal de entrada (Vg) ser formado por um sinal de controle para o comutador de lado primário (TIO) e por um sinal de desmagnetização (Voesmag) , que está em potencial alto quando a tensão no enrolamento auxiliar (104) está abaixo de um valor de limite predeterminado, e está em potencial baixo quando a tensão no enrolamento auxiliar (104) está acima de um valor de limite predeterminado.

14. ARRANJO DE CIRCUITO, de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo dispositivo de controle (304) compreender um primeiro (FF1) e um segundo (FF2) "RS flip-flop", onde o primeiro "RS flip-flop" (FFl) está conectado com sua entrada de ajuste à comutação negada no sinal e com sua entrada de restauração ao sinal de desmagnetização, e onde o segundo "RS flip-flop" é conectado com sua entrada de ajuste ao sinal de desmagnetização e com sua entrada de restauração ao sinal de comutação, onde a saida do primeiro "RS flip-flop" (FFl) controla o primeiro comutador (Sl), e é adicionalmente conectada com um "NOR-Gate" (306) para controlar o terceiro comutador (S3) e é conectada com uma entrada negada de um "AND-gate" (308) que controla, com sua saida, o quarto comutador (S 4), onde uma saida do segundo "RS flip-flop" (FF2) está conectada com uma segunda entrada do "NOR-Gate" (306) e adicionalmente com a segunda entrada do "AND-gate" (308) .

15. MÉTODO PARA CONTROLE DA ENERGIA, de uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado de controle primário com um transformador e um comutador de lado primário, em que o transformador compreende um enrolamento auxiliar onde após a abertura do comutador de lado primário um pulso de tensão é induzido, e em que, durante um ciclo de comutação, amostra e armazena uma amplitude do pulso de tensão em resposta a um sinal de amostragem que define uma ocasião de amostragem após a abertura do comutador para gerar uma variável controlada, compara a variável controlada com um valor de referência e ajusta a energia de saida dependendo do resultado da referida comparação, caracterizado pela ocasião de amostragem ser determinada com base na duração do pulso de tensão no enrolamento auxiliar durante um ciclo de comutação anterior.

16. MÉTODO, de acordo com a reivindicação 15, caracterizado por um sinal de amostragem adicional ser gerado para um ciclo de comutação subseqüente.

17. MÉTODO, de acordo com a reivindicação 15 ou 16, caracterizado pela ocasião de amostragem ser determinada com relação à ocasião quando o comutador primário abre em uma fração fixa, preferivelmente dois terços, da duração do pulso de tensão.

18. MÉTODO, de acordo com qualquer uma das reivindicações 15 a 17, caracterizado pela etapa de geração do sinal de amostragem compreender as seguintes etapas: carga do primeiro capacitor após o comutador ser aberto, comparação da tensão no primeiro capacitor com uma tensão em um segundo capacitor, que pode estar conectado em paralelo com o primeiro capacitor, e envio do sinal de amostragem, se a comparação resultar em tensões iguais em ambos os capacitores.

19. MÉTODO, de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo segundo capacitor ser descarregado após envio do sinal de amostragem.

20. MÉTODO, de acordo com a reivindicação 18 ou 20, caracterizado pelo primeiro capacitor ser carregado por uma fonte de corrente constante, até o pulso de tensão terminar.

21. MÉTODO, de acordo com qualquer uma das reivindicações 18 a 20, caracterizado pelo primeiro e segundo capacitores serem conectados em paralelo, quando o pulso de tensão termina, de modo que o segundo capacitor é carregado através do primeiro capacitor e pelo fato dos capacitores apresentarem a mesma tensão.

22. MÉTODO, de acordo com qualquer uma das reivindicações 18 a 21, caracterizado pelos capacitores serem separados entre si e pelo primeiro capacitor ser descarregado, quando o comutador de lado primário é fechado.

23. MÉTODO, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 15 a 22, caracterizado pelo inicio do pulso de tensão ser definido por uma queda do sinal de controle para o comutador de lado primário para potencial baixo, e pelo final do pulso de tensão ser definido por uma elevação do sinal de desmagnetização, onde o sinal de desmagnetização está em potencial alto, quando a tensão no enrolamento auxiliar está abaixo do valor de limite predeterminado e em potencial baixo quando a tensão no enrolamento auxiliar está acima de um valor de limite predeterminado.

24. MÉTODO, de acordo com qualquer uma das reivindicações 15 a 23, caracterizado pela etapa de ajuste da energia de saida compreender a adaptação do período de tempo durante o qual o comutador de lado primário é aberto.

25. MÉTODO, de acordo com qualquer uma das reivindicações 15 a 24, caracterizado pelo comutador de lado primário ser um transistor bipolar, um transistor de efeito de campo (FET) ou um transistor bipolar de porta isolada (IGBT).

26. MÉTODO, de acordo com qualquer uma das reivindicações 15 a 25, caracterizado pela amostragem e armazenagem da amplitude do pulso de tensão ser executada por meio de um elemento de amostragem e retenção (S & H).

27. MÉTODO PARA CONTROLE DE ENERGIA, de saída de uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado de controle primário com um transformador e um comutador de lado primário, caracterizado por amostrar uma amplitude do segundo pulso de tensão e comparar o mesmo com um valor de limite e ajustar um modo de operação seguro da unidade de suprimento de energia de modo chaveado, em caso da comparação indicar uma transgressão do referido valor de limite.

28. MÉTODO, de acordo com a reivindicação 27, caracterizado pelo ajuste de um modo de operação seguro compreender desligar um acionador, que controla o comutador de lado primário.

29. UNIDADE DE SUPRIMENTO DE ENERGIA DE MODO CHAVEADO, de controle primário compreendendo um transformador (101) de enrolamento auxiliar (104) e um comutador de lado primário (TIO) , onde após a abertura do comutador de lado primário (TIO) um primeiro pulso de tensão é induzido e após o fechamento do comutador de lado primário (TIO) um segundo pulso de tensão é induzido; a armazenagem de uma amplitude do primeiro pulso de tensão para gerar uma variável controlada durante um ciclo de comutação, comparando a variável controlada com um valor de referência e ajustando a energia de saida dependendo do resultado desta comparação, caracterizada por amostrar uma amplitude do segundo pulso de tensão e comparar o mesmo com um valor de limite e ajustar um modo de operação seguro da unidade de suprimento de energia de modo chaveado, em caso da comparação indicar uma transgressão do referido valor de limite.

30. MÉTODO PARA CONTROLE DA ENERGIA, de saida de uma unidade de suprimento de energia de modo chaveado de controle primário com um transformador e um comutador de lado primário controlável através de um acionador, caracterizado por compreender as seguintes etapas: comutar o acionador em um estado de alta impedância, quando a corrente fluindo através de um enrolamento primário do transformador para um primeiro valor limite, e abrir o comutador de lado primário (TIO), quando a corrente detectada transgredir um segundo valor de limite.

31. MÉTODO, de acordo com a reivindicação 30, caracterizado pelo primeiro valor de limite ser 80% do segundo valor de limite.