CN1240063A - 电源装置 - Google Patents

电源装置 Download PDF

Info

Publication number
CN1240063A
CN1240063A CN97180462A CN97180462A CN1240063A CN 1240063 A CN1240063 A CN 1240063A CN 97180462 A CN97180462 A CN 97180462A CN 97180462 A CN97180462 A CN 97180462A CN 1240063 A CN1240063 A CN 1240063A
Authority
CN
China
Prior art keywords
reactance coil
supply unit
load
bridge rectifier
diode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN97180462A
Other languages
English (en)
Inventor
浜冈孝二
远藤胜己
栗本和典
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Refrigeration Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Refrigeration Co filed Critical Matsushita Refrigeration Co
Publication of CN1240063A publication Critical patent/CN1240063A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4266—Arrangements for improving power factor of AC input using passive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

一种电源装置，带有把交流电压转换为直流电压的电容输入型整流电路，特别是涉及一种受变频器控制的冰箱的电源装置。它是一种用于给负载(7)提供电源的电源装置，由交流电源(1)、以该交流电源(1)为输入并把二极管(D1、D2、D3、D4)连接成桥式的桥式整流电路(2)、与该桥式整流电路(2)的输出并联的辅助电容(3)、连接在上述桥式整流电路(2)的一端输出与负载(7)之间的使电流依负载电流方向流动的电抗线圈(4)和二极管(5)的串联电路和与负载(7)并联的滤波电容(6)所构成。而且，第1电抗线圈(42)和第2电抗线圈(43)构成电抗线圈(4)，根据流过第1电抗线圈(42)的电流的变化或第1电抗线圈(42)的使用环境等的变化，通过转换部件(44)控制第2电抗线圈(43)与第1电抗线圈(42)的并联使电抗线圈的容量可变。

Description

电源装置
本发明涉及一种电源装置，带有把交流电压转换为直流电压的电容输入型整流电路，特别是涉及一种受变频器控制的冰箱等的电源装置。
近年，在用于冰箱或空调等制冷系统中的变频器或开关电源等中，把交流电压转换为直流电压的电容输入型整流电路被广泛使用。可是，在电容输入型整流电路中，因电流波形大都含有并非正弦波的高次谐波(特别是基波成分的奇次高次谐波成分)，会产生各种各样的故障。于是，开发减少这种高次谐波电流的技术正在积极地进行。无源滤波器是其中的一种技术。一般来说，这种技术使用电抗线圈使电流波形钝化并抑制高次谐波。但是，为了只用电抗线圈得到充分的抑制高次谐波的效果，必须用非常大容量的电抗线圈。于是，关于用辅助手段抑制高次谐波的方法被提出来。如在特开平7-274515号公报等中所述的关于有效地抑制高次谐波的方法。
为了理解本发明的特征，参照图19及图20对使用以往的抑制高次谐波的方法的电源装置进行说明，图19为表示以往的电源装置的例子的电路图。在图19中，电源装置100由比如为一般家庭中的100V 50Hz的商用电源的交流电源101、对该交流电源101整流的桥式整流电路102、第1电抗线圈103、二级管104、第2电抗线圈105、电容器106以及滤波电容器107构成。桥式整流电路102由接成桥式的4个二极管D101、D102、D103和D104形成。
第1电抗线圈103的一端接在桥式整流电路102的“+”输出上、另一端接在二级管104的正极上。第2电抗线圈105的一端接在桥式整流电路102的“+”输出上、另一端接在电容器106的一端上。二级管104的负极与电容器106的另一端连接，并接到滤波电容器107的一端上。滤波电容器107的另一端接在滤波桥式整流电路102的“-”输出上，在电容器107的两端上接着电源装置100的负载108。
下面对此电源装置100的动作进行说明。图20为图19所示的电源装置100中电源半周期内的各部的波形图。首先，如图20所示，来自交流电源101的输入电压Vin为正弦波。而且，流过第1电抗线圈103的电流I101变成充向滤波电容器107的充电电流经第1电抗线圈103钝化后的波形。而且，流过第2电抗线圈105的电流I102变成以第2电抗线圈105和电容器106的谐振频率振动的波形。因此，输入电流Iin为I101和I102之和，成为如图20所示的那样的波形。这样，输入电源波形更加钝化，电流峰值降低，因此，可以抑制高次谐波。
可是，在这样的以往的构成中具有如下问题。如上所述，在以往例的情况下，因流过的电流使得可以利用第2电抗线圈105和电容器106谐振补偿高次谐波，该谐振频率必须设定为电源频率的大约3倍。即在电源的频率为50Hz情况下，谐振频率必须设为约150Hz。例如，当电容器106的容量为100μF时，第2电抗线圈105必须设成约10mH。这样，在以往的例中，为了抑制高次谐波，必须有非常大容量的第2电抗线圈105和电容器106，而且，为了可以应付大负载时的大电流，使用的第1电抗线圈103必须有足够大的容许电流，电源装置变得非常大，而且，成本也大幅度增加。
本发明的目的是为了解决上述问题，提供用比较小型的部件就可以获得足够的高次谐波抑制效果的小型且成本低的电源装置。
在给负载提供电源的电源装置方面本发明的电源装置是由交流电源、以该交流电源为输入并把二极管连接成桥式的桥式整流电路、与该桥式整流电路的输出并联的辅助电容、连接在该桥式整流电路的一端输出与负载之间的使电流依负载电流方向流动的电抗线圈和二极管的串联电路和与负载并联的滤波电容所构成。这样，在桥式整流电路的输出上设有辅助电容，由于在对滤波电容开始充电前有充电电流通过辅助电容，因此，把在该辅助电容上流过的充电电流作为补偿电流流掉。
还有，在给负载提供电源的电源装置方面本发明的电源装置是由交流电源、以该交流电源为输入并把二极管连接成桥式的桥式整流电路、一端与该桥式整流电路的一边的输出连接的辅助电抗线圈、与该辅助电抗线圈的另一端和桥式整流电路的另一端输出连接的辅助电容、连接在辅助电抗线圈的另一端和负载之间的使电流依负载电流方向流动的电抗线圈和二极管的串联电路和与负载并联的滤波电容所构成。这样，在桥式整流电路和辅助电容之间连着容量小的辅助电抗线圈，以辅助电抗线圈使对辅助电容充电的上升沿钝化。
还有，在给负载提供电源的电源装置方面本发明的电源装置是由交流电源、以该交流电源为输入并把二极管连接成桥式的桥式整流电路、一端与该桥式整流电路的一边的输出连接的带有中间分接抽头的电抗线圈、与该电抗线圈的中间分接抽头和上述桥式整流电路的另一边的输出连接的辅助电容、连接在电抗线圈的另一端输出与负载之间的使电流依负载电流方向流动的二极管和与负载并联的滤波电容所构成。这样，因电抗线圈采用带有中间分接抽头的电抗线圈，可以在保持对高次谐波的抑制效果的情况下减少部件数。
还有，在给负载提供电源的电源装置方面本发明的电源装置是由交流电源、以该交流电源为输入并把二极管连接成桥式的桥式整流电路、与该桥式整流电路的一边的输出和负载顺向连接的第1二极管、一端接在桥式整流电路的一边的输出上的电抗线圈、与该电抗线圈的另一端和负载顺向连接的第2二极管和与电抗线圈的另一端和桥式整流电路的另一边的输出连接的滤波电容所构成。这样，由滤波电容的充电和直接供给负载的2系统电路构成桥式整流电路的输出，在输入电源电压处于峰值时不通过滤波电容而直接由第1二极管供给电源。
还有，在给负载提供电源的电源装置方面本发明的电源装置是由交流电源、以该交流电源为输入并把二极管连接成桥式的桥式整流电路、与该桥式整流电路的一边的输出和负载连接的电抗线圈、一端接在该电抗线圈的负载端上并连接成使电流与负载电流方向一致的电压下降手段和第1二极管的串联电路、顺着该串联电路的输出和负载方向连接的第2二极管和与该串联电路的输出和桥式整流电路的另一边输出连接的滤波电容所构成。这样，由滤波电容的充电和直接供给负载的2系统电路以及降低对滤波电容的充电电压的电压下降装置构成桥式整流电路的输出，在电源电压的峰值附近，可以不通过滤波电容而直接把来自电抗线圈的输出供给负载，抑制对滤波电容充电时的高次谐波。
还有，具体来说，上述电抗线圈为容量可变的电抗线圈，而且还具备有对该电抗线圈的容量进行可变控制的容量控制装置。这样，根据流过电抗线圈的电流的变化或电抗线圈的使用环境等的变化可以改变电抗线圈的容量。
还有，具体来说，上述电抗线圈由流过负载电流的第1电抗线圈和与该第1电抗线圈并联并分流负载电流的第2电抗线圈组成，上述容量控制装置由控制该第2电抗线圈与第1电抗线圈并联的转换部件和对该转换部件进行开关控制的开关控制装置所组成。这样，控制该第2电抗线圈与第1电抗线圈并联并使第1电抗线圈的温度不升到指定的温度。
具体来说，上述开关控制装置具备有测出外部空气温度的外部空气温度测出部件，当由外部空气温度测出部件测出的外部空气温度超过指定值时，对转换部件进行开关控制使第2电抗线圈并联到第1电抗线圈上。这样，当外部空气温度超过指定值时，把第2电抗线圈并联到第1电抗线圈上使电抗线圈的容许电流增加。而且，如果外部空气温度没达到指定值，把第2电抗线圈连向第1电抗线圈的连接断开，使电抗线圈的容许电流减少。
具体来说，上述开关控制装置具备有测出负载电流的负载电流测出部件，当由该负载电流测出部件测出的负载电流超过指定值时，对转换部件进行开关控制使第2电抗线圈并联到第1电抗线圈上。这样，当负载电流超过指定值时，把第2电抗线圈并联到第1电抗线圈上使电抗线圈的容许电流增加。而且，如果负载电流没达到指定值，把第2电抗线圈连向第1电抗线圈的连接断开，使电抗线圈的容许电流减少。
具体来说，上述开关控制装置具备有测出第1电抗线圈温度的电抗线圈温度测出部件，当由该电抗线圈温度测出部件测出的第1电抗线圈的温度超过指定值时，对转换部件进行开关控制使第2电抗线圈并联到第1电抗线圈上。这样，当第1电抗线圈的温度超过指定值时，把第2电抗线圈并联到第1电抗线圈上使电抗线圈的容许电流增加。而且，如果第1电抗线圈的温度没达到指定值，把第2电抗线圈连向第1电抗线圈的连接断开，使电抗线圈的容许电流减少。
例如，上述负载为变频器及由该变频器进行转速控制的马达，上述开关控制装置对该变频器进行控制并对马达进行转速控制，当该马达的转速超过指定值时，对转换部件进行开关控制使第2电抗线圈并联到第1电抗线圈上。这样，当该马达的转速超过指定值时，把第2电抗线圈并联到第1电抗线圈上，使电抗线圈的电流增加。而且，如果马达的转速没达到指定值，把第2电抗线圈连向第1电抗线圈的连接断开，使电抗线圈的容许电流减少。
例如，上述马达为电冰箱的压缩机，上述开关控制装置具备有测出电冰箱的箱内温度的箱内温度测出部件和设定电冰箱的箱内温度的箱内温度设定部件，根据由箱内温度测出部件测出的箱内温度和由箱内温度设定部件所设定的温度之间的温度差通过变频器对压缩机的转速进行控制，当压缩机的转速超过指定值时，对转换部件进行开关控制使第2电抗线圈并联到第1电抗线圈上。这样，当电冰箱中的压缩机的转速超过指定值时，把第2电抗线圈并联到第1电抗线圈上，使电抗线圈的电流增加。而且，当电冰箱中的压缩机的转速没达到指定值，把第2电抗线圈连向第1电抗线圈的连接断开，使电抗线圈的容许电流减少。
下面对附图进行简单的说明。
图1为由本发明的一实施例所构成的电源装置的电路图。
图2为在图1所示的电源装置中各部的电源半周期的波形图。
图3为由本发明的一实施例所构成的电源装置的电路图。
图4为在图3所示的电源装置中各部的电源半周期的波形图。
图5为由本发明的一实施例所构成的电源装置的电路图。
图6为由本发明的一实施例所构成的电源装置的电路图。
图7为在图6所示的电源装置中各部的电源半周期的波形图。
图8为由本发明的一实施例所构成的电源装置的电路图。
图9为在图8所示的电源装置中各部的电源半周期的波形图。
图10为由本发明的一实施例所构成的电源装置的电路图。
图11为在图10所示的电源装置中各部的电源半周期的波形图。
图12为表示图10的电源装置及其外围部分的动作的流程图。
图13为由本发明的一实施例所构成的电源装置的电路图。
图14为表示图13的电源装置及其外围部分的动作的流程图。
图15为由本发明的一实施例所构成的电源装置的电路图。
图16为表示图15的电源装置及其外围部分的动作的流程图。
图17为由本发明的一实施例所构成的电源装置的电路图。
图18为表示图17的电源装置及其外围部分的动作的流程图。
图19为表示以往的电源装置的电路图。
图20为在图19所示的电源装置中各部的电源半周期的波形图。
下面参照附图对本发明的实施例进行说明。
实施例1
图1为表示在本发明的实施例1中的电源装置的电路图。在图1中，电源装置9由比如为一般家庭中的100V 50Hz商用电源的交流电源1、对该交流电源1整流的桥式整流电路2、辅助电容3、电抗线圈4、二极管5及滤波电容6所构成。桥式整流电路2由接成桥式的4个二极管D1、D2、D3和D4形成。辅助电容3的一端接到桥式整流电路2的“+”输出上、另一端接到“-”的输出上。电抗线圈4的一端接到桥式整流电路2的“+”输出上、另一端接到二极管5的正极上。滤波电容6的一端接到二极管5的负极上、另一端接到的桥式整流电路2“-”端子上，负载7连接在滤波电容6的两端上。
下面，对这样构成的电源装置9用图1及图2说明其动作。图2为在图1所示的电源装置9中各部的电源半周期的波形图。首先，如图2所示，来自交流电源1的输入电压Vin为正弦波。而且，流过电抗线圈4的电流I1变成为由电抗线圈4对充向滤波电容6的充电电流钝化后的波形。当输入电压Vin比辅助电容3两端的电压高时开始充电，且当通过电抗线圈4对滤波电容6进行充电时，流过辅助电容3的电流I2引走在辅助电容3上所充的电荷。即当电流I1流完后，辅助电容3两端的电压变为十分低的电压。因此，与通常的充电相比，在下一个周期中的起始电流流动变得很快开始。因此，输入电流Iin变为I1与I2之和，其波形如图2所示。
这样，输入电流Iin的波形宽度变得比通常宽，电流峰值也变低，因此，变得可以抑制高次谐波。如果以高次谐波的次数进行说明，则与通常的波形相比减少3次和5次的成分，因电流的上升沿变陡，增加了一些9次以后的高次谐波成分。但是，因高次谐波中影响最大的3次和5次的成分明显地减少，对高次谐波电流的抑制变的有效。而且，这各次的高次谐波成分可以通过辅助电容3的电容值进行微调。例如，当增大辅助电容3的容量时，3次和5次的成分进一步减少，但9次以后的高次谐波成分进一步增加。由此，可以通过对辅助电容3进行电容值调节达到最佳的高次谐波抑制效果。
还有，与滤波电容6(通常从几百μF到几千μF左右)相比，辅助电容3的电容值只要1/100左右(几μF左右)小的电容值就可以，在实际的实验中，相对于滤波电容6的电容值390μF，以1μF的电容值的辅助电容3就可以得到足够的高次谐波抑制效果(对于高次数也没问题)。
还有，在本实施例1中，也可以把电抗线圈4和二极管5进行对调，在这样的情况下，把二极管5的正极接在桥式整流电路2的“+”输出上，把电抗线圈4接在二极管5的负极和负载7的一端之间。
这样，在本实施例中的电源装置构成为在桥式整流电路2的输出上设有小容量的辅助电容3并把在此辅助电容3上流的充电电流作为补偿电流流掉。由此，与使用了通常的借助于无源滤波器的高次谐波抑制方法的电源装置相比，只通过添加辅助电容3和二极管5这样的小型低价部件就可以实现有效的高次谐波抑制，同时还可以实现部件的小型化和低成本化，提供小型低价的电源装置。
实施例2
图3为表示在本发明的实施例2中的电源装置的电路图。而且，在图3中，对与图1同样构成的部件附上相同的符号并略去其说明，只对与图1不同的点进行说明。在图3上与图1的不同点是在图1的桥式整流电路2的“+”输出和辅助电容3与电抗线圈4的连接部之间添加了辅助电抗线圈10，与此相对应，图1的电源装置9变为电源装置12。
在图3中，电源装置12由交流电源1、桥式整流电路2、辅助电容3、电抗线圈4、二极管5、滤波电容6及辅助电抗线圈10所构成。辅助电抗线圈10接在桥式整流电路2的“+”输出和辅助电容3与电抗线圈4的连接部之间。
下面，对这样构成的电源装置12用图3及图4说明其动作。图4为在图3所示的电源装置12中各部的电源半周期的波形图。首先，如图4所示，来自交流电源1的输入电压Vin为正弦波。而且，流过电抗线圈4的电流I3变成为由电抗线圈4对充向滤波电容6的充电电流钝化后的波形。当输入电压Vin比辅助电容3两端的电压高时开始充电，借助于辅助电抗线圈10使流过辅助电容3的电流I4的上升沿被钝化。其他的动作基本上与实施例1一样，略去详细的说明。
因此，输入电流Iin变为I1与I2之和，其波形如图4所示。在图4中，特别是因为流过辅助电容3的电流I4在上升沿处的波形可以被辅助电抗线圈10所钝化，可以使实施例1的电源装置中增多的9次以后的高次谐波成分减少。辅助电抗线圈10的容量只要电抗线圈4的容量的1/10左右就可以，比如，电抗线圈4的容量为40mH时，以容量为2mH左右的辅助电抗线圈10就可得到足够的效果。
还有，在本实施例2中，也可以把电抗线圈4和二极管5进行对调，在这样的情况下，把二极管5的正极接在辅助电抗线圈10和辅助电容3的连接部上，把电抗线圈4接在二极管5的负极和负载7的一端之间。
这样，在本实施例2中的电源装置构成为把小容量的辅助电抗线圈10接在桥式整流电路2和辅助电容3之间。由此，通过添加小容量的辅助电抗线圈10这样的小型低价部件使高次谐波的抑制效果更好，可以提供小型低价的电源装置。
实施例3
图5为表示在本发明实施例3中的电源装置例的电路图。而且，在图5中，对于图1同样构成的部件附上相同的符号并略去其说明，只对与图1不同的点进行说明。在图5上与图1的不同点是把图1的电抗线圈4换成中间带分接抽头的电抗线圈15并把辅助电容3接在中间带分接抽头的电抗线圈15的中间分接抽头与桥式整流电路2的“-”输出之间，由此，图1的电源装置1变为电源装置17。
在图5中，电源装置17由交流电源1、桥式整流电路2、辅助电容3、二极管5、滤波电容6以及中间带分接抽头的电抗线圈15所构成。中间带分接抽头的电抗线圈15的一端接在桥式整流电路2的“+”连接端上，另一端接在二极管5的正极上。而且，中间带分接抽头的电抗线圈15的中间分接抽头接在辅助电容3的一端上。这里，在中间带分接抽头的电抗线圈15上的中间分接抽头的位置被设定成使由中间分接抽头到桥式整流电路2一侧的接线端对应的电抗比从中间分接抽头到二极管5一侧的接线端对应的电抗相比足够小。
在如上所述那样构成的电源装置17上的动作因与实施例2的电源装置12的动作相同而略去对其进行说明。
这样，由于以中间带分接抽头的电抗线圈15构成电抗线圈，本实施例3中的电源装置在保持与实施例2同样好的对高次谐波电流的抑制效果的同时可以少掉电抗线圈10，可以提供更小型低价的电源装置。
实施例4
图6为表示在本发明的实施例4中的电源装置例的电路图。而且，在图6中，对与图1同样构成的部件附上相同的符号并略去其说明。
在图6中，电源装置25由交流电源1、桥式整流电路2、电抗线圈4、滤波电容6、第1二极管20及第2二极管21所构成。电抗线圈4接在桥式整流电路2的“+”输出与滤波电容6的一端之间，滤波电容6的另一端接在桥式整流电路2的“-”输出上。第1二极管20的正极接在桥式整流电路2的“+”输出上、负极接在第2二极管21的负极以及负载7的一端上。第2二极管21的正极被接在电抗线圈4与滤波电容6的连接部上。
下面用图6及图7对如上所述那样的电源装置25的动作进行说明。图7为在图6所示的电源装置25上各部的电源半周期的波形图。首先，如图7所示，来自交流电源1的输入电压Vin为正弦波。而且，流过电抗线圈4的电流I5变成为由电抗线圈4对充向滤波电容6的充电电流钝化后的波形。而且，当输入电压Vin比滤波电容6两端的电压高时，流过第1二极管20的电流I6并不是从滤波电容6给负载7提供的电力而是通过第1二极管20直接提供给负载7。而且，如果输入电压Vin变得比滤波电容6两端的电压低，由滤波电容6通过第2二极管21把电力供给负载7。
因此，输入电流Iin为I5与I6之和，其波形如图7所示。在图7中，在高的输入电压Vin的区域上，由于不通过滤波电容6直接给负载7提供电力，降低对滤波电容6的充电电压，充电电流使导通区域扩大，降低峰值电流，因此，提高高次谐波的抑制效果。
这样，在本实施例4中的电源装置添加第1二极管20及第2二极管21这两个二极管且由把来自桥式整流电路2的输出供给滤波电容6充电和直接供给负载7的两系统电路构成，由此，提高高次谐波的抑制效果，可以提供小型低价的电源装置。
实施例5
图8为表示在本发明的实施例5中的电源装置例的电路图。而且，在图8中，对与图1同样构成的部件附上相同的符号并略去其说明。
在图8中，电源装置35由交流电源1、桥式整流电路2、电抗线圈4、滤波电容6、电压降低部件30、第1二极管31以及第2二极管21所构成。电压降低部件30比如可以是电阻，还可以是并联二极管等使电压降低的部件。电抗线圈4的一端接在桥式整流电路2的“+”输出上，另一端接在电压降低部件30的一端和负载7的一端上，电压降低部件30的另一端接在第1二极管31的正极上，第1二极管31的负极接在滤波电容6的一端及第2二极管21的正极上。第2二极管21的负极接在电抗线圈4和负载7的连接部上。滤波电容6的另一端接在桥式整流电路2的“-”输出上。
下面用图8及图9对如上所述那样的电源装置35的动作进行说明。图9为在图8所示的电源装置35上各部的电源半周期的波形图。首先，如图9所示，来自交流电源1的输入电压Vin为正弦波。而且，流过电压降低部件30的电流I7为对滤波电容6的充电电流经电抗线圈4及电压降低部件30钝化后的波形。而且，当输入电压Vin比滤波电容6两端的电压高时，分流电流I8并非从滤波电容6提供电力而是直接从电抗线圈4分流后提供电力。如果输入电压Vin变得比滤波电容6两端的电压低，由滤波电容6通过第2二极管21把电力供给负载7。
因此，输入电流Iin为I7与I8之和，其波形如图9所示。在图9中，在高的输入电压Vin的区域上，由于不通过滤波电容6直接给负载7提供电力，降低对滤波电容6的充电电压，充电电流使导通区域扩大，降低峰值电流，因此，提高高次谐波的抑制效果。
这样，在本实施例5中的电源装置添加电压降低部件30及第1二极管31且由把来自桥式整流电路2的输出供给滤波电容6充电以及直接供给负载7的两系统电路和降低对滤波电容6的充电电压的电压降低部件30构成。由此，在电源电压的峰值附近，可以不通过滤波电容6直接供给电力，因可以抑制对滤波电容6充电时的高次谐波，提高了高次谐波的抑制效果，可以提供小型低价的电源装置。
实施例6
在上述实施例1至实施例5中，因把电抗线圈的容量设成一定，根据负载7的状态当负载电流增加时电抗线圈的温度上升，因此，必须使用容许电流大的电抗线圈。于是，根据负载7的状态改变电抗线圈的容量，也可以改变电抗线圈的容许电流，这样动作的例子作为本发明的实施例6。而且，在本实施例6中，以在实施例1中的电源装置的构成为例进行说明，对于在实施例2至实施例5中的各电源装置的构成的情况下也同样，因此，略去说明。而且，在实施例6中，负载7以变频器以及由该变频器进行转速控制的马达如电冰箱的压缩机的情况为例进行说明。
图10为表示在本发明的实施例6中的电源装置的例的大致电路图。而且，在图10中，对于与图1有同样构成的部件附上相同的符号，这里省略去其说明。在图10中，电源装置40由交流电源1、桥式整流电路2、辅助电容3、电抗线圈电路41、二极管5以及滤波电容6所构成。电抗线圈电路41是由流过负载电流的第1电抗线圈42、与第1电抗线圈42并联并使负载电流分流的第2电抗线圈43和把该第2电抗线圈43并联到第1电抗线圈42上的转换部件44所形成。而且，变频器45以及转速受该变频器45控制的压缩机46构成图1的负载7，变频器45依照从控制装置47所输入压缩机46的的转速指令的控制信号对压缩机46的转速进行控制。
辅助电容3的一端接在桥式整流电路2的“+”输出上，另一端接在“-”输出上，二极管5的正极接到桥式整流电路2的“+”输出上。在电抗线圈电路41中，第1电抗线圈42的一端和转换部件44的一端连接，二极管5的负极接在该连接部上。转换部件44的另一端接在第2电抗线圈43的一端上，第1电抗线圈42的另一端与第2电抗线圈43的另一端连接，滤波电容6的一端接在该连接部上。滤波电容6的另一端接在桥式整流电路2的“-”输出上，变频器45被接在滤波电容6的两端上。变频器45在被接到压缩机46上的同时，还被接到控制装置47上，在控制装置47上还分别连接有测出电冰箱(以下称为冰箱)的箱内温度的箱内温度测出部件48以及设定箱内温度的箱内温度设定部件49。而且，控制装置47是在转换部件44上进行开关动作的控制，因此，严格来说，电源装置40包含控制装置47。
在上述那样的构成中，当转换部件44接通时，第2电抗线圈43被并联到第1电抗线圈42上，当转换部件44断开时，第2电抗线圈43与电路的连接被断开，电抗线圈电路41变为只有第1电抗线圈42。由此，当转换部件44接通时，假设第1电抗线圈42的电感值为La，第2电抗线圈43的电感值为Lb，则电抗线圈电路41的电感值L变成如下(1)式。
    L＝La×Lb/(La＋Lb)           (1)
这里，比如假设La为20mH、Lb为10mH，则L为6.7mH，电感值比断开转换部件44使电抗线圈电路41只剩第1电抗线圈42时减小。
另一方面，当转换部件44接通时，假设第1电抗线圈42的容许电流为Iamax,第2电抗线圈43的容许电流为Ibmax，则电抗线圈电路41的容许电流变成如下(2)式。
    Imax＝Iamax＋Ibmax               (2)
这样，当转换部件44接通时，电抗线圈电路41的容许电流Imax变成第1电抗线圈42的容许电流Iamax与第2电抗线圈43的容许电流Ibmax之和。与此相对应，当转换部件44断开时，电抗线圈电路41的容许电流变成第1电抗线圈42的容许电流Iamax。其结果是当转换部件44接通时，电抗线圈电路41的电感值L减小、其容许电流Imax增大而当转换部件44断开时，电抗线圈电路41的电感值L增大、电抗线圈电路41的容许电流Imax减小。
还有，控制装置47依据测出冰箱箱内温度的箱内温度测出部件48所测出的箱内温度与由进行箱内温度设定的箱内温度设定部件49所设定的设定温度之间的温度差对变频器45发送压缩机46的转速的指令。例如，当箱内温度与设定温度之差为5℃时以3600r/m、0—5℃时以3000r/m、-2—0℃时以2400r/m、-2℃以下时以0r/m由控制装置47向变频器45发送转速指令使压缩机46工作。而且，如果转速指令为3600r/m，控制装置47接通转换部件44，在其他情况下，断开通转换部件44。
下面，参照图10—图12对如上述那样构成的冰箱的电源装置的动作进行更加详细的说明。图11为在图10所示的电源装置40上的各部在电源半周期内的波形图，图12为表示图10所示的电源装置及其外围部分的动作例的流程图。
首先，如图11所示，来自交流电源1的输入电压Vin为正弦波。而且，流过电抗线圈电路41的电流I1变成为由电抗线圈电路41对充向滤波电容6的充电电流钝化后的波形。当输入电压Vin比辅助电容3两端的电压高时开始充电，且当通过电抗线圈电路41对滤波电容6进行充电时，流过辅助电容3的电流I2引走在辅助电容3上充的电荷。即当电流I1流完后，辅助电容3两端的电压变为十分低的电压。因此，与通常的充电相比，在下一个周期中的起始电流流动变得很快开始。因此，输入电流Iin变为I1与I2之和，其波形如图11所示。
还有，当以高转速运行冰箱的压缩机46时，因此时箱内温度高，冷却负载大，因此，流过压缩机46的电流增大，电流I1也变大。而且，电流I1越大，高次谐波成分的比率越小，实验上，当电抗线圈电路41的电感值L为10mH、电流I1为1A时，高次谐波成分的比率为72％，电流I1为2A时为57％。
下面，用图12对图10所示的电源装置及其外围部分的动作进行说明。
在图12中，控制装置47在步骤S1从箱内温度设定部件49输入设定温度、在步骤S2输入由箱内温度测出部件48测出的箱内温度。其次，控制装置47在步骤S3计算输入的设定温度与箱内温度的温度差，在步骤S4确定运行压缩机46的转速，在步骤S5，以转速指令把所确定的转速送到变频器45上。其次，控制装置47在步骤S6判断所确定的转速是否为3600r/m，如果是3600r/m(yes)，则在步骤S7接通转换部件44并回到步骤S1。而且，如果控制装置47在步骤S6判断为不到3600r/m(no)，则在步骤S8断开转换部件44并回到步骤S1。
这里，例如，假设第1电抗线圈42的电感值La为10mH，容许电流Iamax为1A，第2电抗线圈43的电感值Lb为10mH，容许电流为Ibmax为1A，在电流I1变大、高次谐波成分变少的高负载时，电抗线圈电路41的电感值L变为5mH，容许电流Imax变为2A，在电流I1变小、高次谐波成分的变多低负载时，电抗线圈电路41的电感值L变为10mH，容许电流Imax变为1A。而且，电流I1为2A时的高次谐波成分的比率即便在电抗线圈电路41的电感值为5mH的情况下也达到69％，基本上与电感值为10mH且电流I1为1A时的高次谐波成分的比率72％差不多，如果加大电流I1即使降低电抗线圈电路41的电感值也没什么关系。
这样，输入电流Iin的波形宽度比通常宽，电流峰值也变低，因此，本实施例6中的电源装置可以抑制高次谐波，当电流I1变大、高次谐波成分减少且压缩机46高速旋转时，减小电抗线圈电路41的电感值L使容许电流Imax增加，因此，没有必要使用容许电流和电感值大的电抗线圈，电抗线圈电路41的直流电阻也减少，因此，当压缩机46高速旋转且电流I1大时，在电抗线圈电路41上的损失可以减少。因此，与使用了通常的借助于无源滤波器的高次谐波抑制方法(只有电抗线圈)的电源装置相比，通过辅助电容3、二极管5、容量可变的电抗线圈电路41以及依照压缩机46的设定转速转换电抗线圈电路41的容量的控制装置47可以实现有效的高次谐波抑制，构成的部件本身非常小型低价，因此，可以提供小型低价且损失小的电源装置。
实施例7
在实施例6中，控制装置47依照压缩机46的设定转速对转换部件44进行开关控制，但也可以依照冰箱的外部空气的温度对转换部件44进行开关控制，这样改变后的装置作为本发明的实施例7。
图13为表示本发明的实施例7中的电源装置例的电路图。而且，在图13中，对与图10同样构成的部件附上相同的符号并略去其说明，只对与图10不同的点进行说明。而且，与实施例6一样，而且，在本实施例7中，以在实施例1中的电源装置的构成为例进行说明，对于在实施例2至实施例5中的各电源装置的构成的情况下也同样，因此，略去说明。而且，在实施例7中，与实施例6一样，在实施例1中的负载7以变频器以及由该变频器进行转速控制的马达如电冰箱的压缩机的情况为例进行说明。
图13中的与图10的不同点在于添加了测出冰箱外部空气温度的外部空气温度测出部件51，由于控制装置47依照由外部空气温度测出部件51测出的外部空气温度对转换部件44进行开关控制，因此，把图10中的控制装置47设为控制装置52。
在图13中，外部空气温度测出部件51被接到控制装置52上，如果由外部空气温度测出部件51测出的外部空气温度高，比如在30℃以上的情况下，控制装置52就接通转换部件44，如果不到30℃则断开转换部件44。这是因为与在低的外部空气温度下运行时的情况相比当冰箱在高的外部空气温度下运行时需要更大的冷却能力，流过压缩机46的电流变大，电流I1也变大。而且，电流I1越大，高次谐波成分的比率越小，实验上，当电抗线圈电路41的电感值L为10mH、电流I1为1A时，高次谐波成分的比率为72％，电流I1为2A时为57％。这样，控制装置52是在转换部件44上进行开关动作的控制，因此，严格来说，电源装置40包含控制装置52。
图14为表示图13的电源装置及其外围部分的动作例的流程图，下面用图14对图13的电源装置及其外围部分的动作例进行说明。
在图14中，控制装置52在步骤S11从箱内温度设定部件49输入设定温度、在步骤S12输入由箱内温度测出部件48测出的箱内温度。其次，控制装置52在步骤S13计算输入的设定温度与箱内温度的温度差，在步骤S14确定运行压缩机46的转速，在步骤S15，以转速指令把所确定的转速送到变频器45上。其次，控制装置52在步骤S16输入由外部空气温度测出部件51测出的外部空气温度，在步骤S17，判断所输入的外部空气温度是否在30℃以上，如果在30℃以上(yes)，则在步骤S18接通转换部件44并返回步骤S11。而且，如果在步骤S17判定不到30℃，则在步骤S19中控制装置52断开转换部件44并返回步骤S11。
这里，与实施例6一样，在电流I1变大、高次谐波成分变少的高负载时，换电抗线圈电路41的电感值L变小、，容许电流Imax变大，在电流I1变小、高次谐波成分变多的低负载时，电感值L变大、容许电流Imax变小。而且，与实施例6的情况一样，如果加大电流I1即使降低电抗线圈电路41的电感值也没什么关系。而且，在图13所示的电源装置40中的各部在电源半周期内的波形图因与图11相同而省略。
这样，输入电流Iin的波形宽度比通常宽，电流峰值也变低，因此，本实施例7中的电源装置可以抑制高次谐波，当电流I1变大、高次谐波成分减少且在高的外部空气温度时，减小电抗线圈电路41的电感值L使容许电流Imax增加，因此，没有必要使用容许电流和电感值大的电抗线圈，电抗线圈电路41的直流电阻也减少，因此，在高的外部空气温度下且电流I1大时，在电抗线圈电路41上的损失可以减少。因此，与使用了通常的借助于无源滤波器的高次谐波抑制方法只有电抗线圈的电源装置相比，通过辅助电容3、二极管5、容量可变的电抗线圈电路41以及依照外部空气温度转换电抗线圈电路41的容量的控制装置52可以实现有效的高次谐波抑制，构成的部件本身非常小型低价，因此，可以提供小型低价且损失小的电源装置。
还有，在本实施例7中，控制装置52除了依照外部空气温度之外也可以与上述实施例6的控制装置47一样依照压缩机46的设定转速转换电抗线圈电路41的容量。
实施例8
在实施例6中，控制装置47依照压缩机46的设定转速对转换部件44进行开关控制，但也可以依照流过使压缩机46工作的马达的电流对转换部件44进行开关控制，这样改变后的装置作为本发明的实施例8。
图15为表示本发明的实施例8中的电源装置例的电路图。而且，在图15中，对与图10同样构成的部件附上相同的符号并略去其说明，只对与图10不同的点进行说明。而且，与实施例6一样，而且，在本实施例8中，以在实施例1中的电源装置的构成为例进行说明，对于在实施例2至实施例5中的各电源装置的构成的情况下也同样，因此略去说明。而且，在实施例8中，与实施例6一样，在实施例1中的负载7以变频器以及由该变频器进行转速控制的马达如电冰箱的压缩机的情况为例进行说明。
图15中的与图10的不同点在于添加了测出使压缩机46(未图示)工作的马达上流动的电流的马达电流测出部件61，由于控制装置47依照由马达电流测出部件61测出的马达电流对转换部件44进行开关控制，因此，把图10中的控制装置47设为控制装置62。
在图15中，马达电流测出部件61被接到控制装置62上，如果由马达电流测出部件61测出的马达电流大，比如在1.5A以上的情况下，控制装置62就接通转换部件44，如果不到1.5A则断开转换部件44。这是因为当流过压缩机46的电流增大时电流I1也增大。而且，电流I1越大，高次谐波成分的比率越小，实验上，当电抗线圈电路41的电感值L为10mH、电流I1为1A时，高次谐波成分的比率为72％，电流I1为2A时为57％。这样，控制装置62是在转换部件44上进行开关动作的控制，因此，严格来说，电源装置40包含控制装置62。
图16为表示图15的电源装置及其外围部分的动作例的流程图，下面用图16对图15的电源装置及其外围部分的动作例进行说明。
在图16中，控制装置62在步骤S21从箱内温度设定部件49输入设定温度、在步骤S22输入由箱内温度测出部件48测出的箱内温度。其次，在步骤S23计算输入的设定温度与箱内温度的温度差，在步骤S24确定运行压缩机46的转速，在步骤S25，以转速指令把所确定的转速送到变频器45上。其次，控制装置62在步骤S26输入由马达电流测出部件61测出的马达电流，在步骤S27，判断所输入的马达电流是否在1.5A以上，如果在1.5A以上(yes)，则在步骤S28接通转换部件44并返回步骤S21。而且，如果在步骤S27判定不到1.5A(no)，则在步骤S29中控制装置62断开转换部件44并返回步骤S21。
这里，与实施例6一样，在电流I1变大、高次谐波成分变少的高负载时，换电抗线圈电路41的电感值L变小、，容许电流Imax变大，在电流I1变小、高次谐波成分变多的低负载时，电感值L变大、容许电流Imax变小。而且，与实施例6的情况一样，如果加大电流I1即使降低电抗线圈电路41的电感值也没什么关系。而且，在图15所示的电源装置40中的各部在电源半周期内的波形图因与图11相同而省略。
这样，输入电流Iin的波形宽度比通常宽，电流峰值也变低，因此，本实施例8中的电源装置可以抑制高次谐波，当电流I1变大、高次谐波成分减少且马达电流大时，减小电抗线圈电路41的电感值L使容许电流Imax增加，因此，没有必要使用容许电流和电感值大的电抗线圈，电抗线圈电路41的直流电阻也减少，因此，当马达电流增大且电流I1变大时，在电抗线圈电路41上的损失可以减少。因此，与使用了通常的借助于无源滤波器的高次谐波抑制方法只有电抗线圈的电源装置相比，通过辅助电容3、二极管5、容量可变的电抗线圈电路41以及依照马达电流转换电抗线圈电路41的容量的控制装置62可以实现有效的高次谐波抑制，构成的部件本身非常小型低价，因此，可以提供小型低价且损失小的电源装置。
还有，在本实施例8中，控制装置62除了依照马达电流之外也可以与上述实施例6的控制装置47一样依照压缩机46的设定转速转换电抗线圈电路41的容量。
实施例9
在实施例6中，控制装置47依照压缩机46的设定转速对转换部件44进行开关控制，但也可以依照第1电抗线圈42的温度对转换部件44进行开关控制，这样改变后的装置作为本发明的实施例9。
图17为表示本发明的实施例9中的电源装置例的电路图。而且，在图17中，对与图10同样构成的部件附上相同的符号并略去其说明，只对与图10不同的点进行说明。而且，与实施例6一样，在本实施例9中，以在实施例1中的电源装置的构成为例进行说明，对于在实施例2至实施例5中的各电源装置的构成的情况下也同样，因此略去说明。而且，在实施例9中，与实施例6一样，在实施例1中的负载7以变频器以及由该变频器进行转速控制的马达如电冰箱的压缩机的情况为例进行说明。
图17中的与图10的不同点在于添加了测出电抗线圈电路41中第1电抗线圈42的温度的电抗线圈温度测出部件71，由于控制装置47依照电抗线圈温度测出部件71测出的第1电抗线圈42的温度对转换部件44进行开关控制，因此，把图10中的控制装置47设为控制装置72。
在图17中，电抗线圈温度测出部件71被接到控制装置72上，如果第1电抗线圈42的温度高，比如在80℃以上的情况下，控制装置72就接通转换部件44，如果不到80℃则断开转换部件44。这是因为当第1电抗线圈42的温度高时电流I1增大。而且，电流I1越大，高次谐波成分的比率越小，实验上，当电抗线圈电路41的电感值L为10mH、电流I1为1A时，高次谐波成分的比率为72％，电流I1为2A时为57％。这样，控制装置72是在转换部件44上进行开关动作的控制，因此，严格来说，电源装置40包含控制装置72。
图18为表示图17的电源装置及其外围部分的动作例的流程图，下面用图18对图17的电源装置及其外围部分的动作例进行说明。
在图18中，控制装置72在步骤S31从箱内温度设定部件49输入设定温度、在步骤S32输入由箱内温度测出部件48测出的箱内温度。其次，控制装置72在步骤S33计算输入的设定温度与箱内温度的温度差，在步骤S34确定运行压缩机46的转速，在步骤S35，以转速指令把所确定的转速送到变频器45上。其次，控制装置72在步骤S36输入由电抗线圈温度测出部件71测出的第1电抗线圈42的温度，在步骤S37，判断第1电抗线圈42的温度是否在80℃以上，如果在80℃以上(yes)，则在步骤S38接通转换部件44并返回步骤S31。而且，如果在步骤S37判定不到80℃(no)，则在步骤S39中控制装置72断开转换部件44并返回步骤S31。
这里，与实施例6一样，在电流I1变大、高次谐波成分变少的高负载时，换电抗线圈电路41的电感值L变小、，容许电流Imax变大，在电流I1变小、高次谐波成分变多的低负载时，电感值L变大、容许电流Imax变小。而且，与实施例6的情况一样，如果加大电流I1即使降低电抗线圈电路41的电感值也没什么关系。而且，在图17所示的电源装置40中的各部在电源半周期内的波形图因与图11相同而省略。
这样，输入电流Iin的波形宽度比通常宽，电流峰值也变低，因此，本实施例9中的电源装置可以抑制高次谐波，当电流I1变大、高次谐波成分减少且第1电抗线圈42的温度高时，减小电抗线圈电路41的电感值L使容许电流Imax增加，因此，没有必要使用容许电流和电感值大的电抗线圈，电抗线圈电路41的直流电阻也减少，因此，当第1电抗线圈42的温度高且电流I1大时，在电抗线圈电路41上的损失可以减少。因此，与使用了通常的借助于无源滤波器的高次谐波抑制方法(只有电抗线圈)的电源装置相比，通过辅助电容3、二极管5、容量可变的电抗线圈电路41以及依照第1电抗线圈42的温度转换电抗线圈电路41的容量的控制装置72可以实现有效的高次谐波抑制，构成的部件本身非常小型低价，因此，可以提供小型低价且损失小的电源装置。
还有，在本实施例9中，控制装置72除了依照第1电抗线圈42的温度之外，也可以与上述实施例6的控制装置47一样依照压缩机46的设定转速转换电抗线圈41的容量。
根据上述那样的本发明，可以提供采用比较小型的部件、获得足够的高次谐波抑制效果且小型低成本的电源装置。

Claims (12)

1.一种电源装置，是用于给负载(7)提供电源的电源装置，其特征在于由交流电源(1)、以该交流电源(1)为输入并把二极管(D1、D2、D3、D4)连接成桥式的桥式整流电路(2)、与该桥式整流电路(2)的输出并联的辅助电容(3)、连接在上述桥式整流电路(2)的一端输出与负载(7)之间的使电流依负载电流方向流动的电抗线圈(4)和二极管(5)的串联电路和与负载(7)并联的滤波电容(6)所构成。
2.一种电源装置，是用于给负载(7)提供电源的电源装置，其特征在于由交流电源(1)、以该交流电源(1)为输入并把二极管(D1、D2、D3、D4)连接成桥式的桥式整流电路(2)、一端与该桥式整流电路(2)的一边的输出连接的辅助电抗线圈(10)、与该辅助电抗线圈(10)的另一端和桥式整流电路(2)的另一端输出连接的辅助电容(3)、连接在上述辅助电抗线圈(10)的另一端和负载(7)之间的使电流依负载电流方向流动的电抗线圈(4)和二极管(5)的串联电路和与负载(7)并联的滤波电容(6)所构成。
3.一种电源装置，是用于给负载(7)提供电源的电源装置，其特征在于由交流电源(1)、以该交流电源(1)为输入并把二极管(D1、D2、D3、D4)连接成桥式的桥式整流电路(2)、一端与该桥式整流电路(2)的一边的输出连接的带有中间分接抽头的电抗线圈(15)、与该电抗线圈(15)的中间分接抽头和上述桥式整流电路(2)的另一边的输出连接的辅助电容(3)、连接在上述电抗线圈(15)的另一端输出与负载(7)之间的使电流依负载电流方向流动的二极管(5)和与负载(7)并联的滤波电容(6)所构成。
4.一种电源装置，是用于给负载(7)提供电源的电源装置，其特征在于由交流电源(1)、以该交流电源(1)为输入并把二极管(D1、D2、D3、D4)连接成桥式的桥式整流电路(2)、与该桥式整流电路(2)的一边的输出和负载(7)顺向连接的第1二极管(20)、一端接在上述桥式整流电路(2)的一边的输出上的电抗线圈(4)、与该电抗线圈(4)的另一端和负载顺向连接的第2二极管(21)和与上述电抗线圈(4)的另一端和桥式整流电路(2)的另一边的输出连接的滤波电容(6)所构成。
5.一种电源装置，是用于给负载(7)提供电源的电源装置，其特征在于由交流电源(1)、以该交流电源(1)为输入并把二极管(D1、D2、D3、D4)连接成桥式的桥式整流电路(2)、与该桥式整流电路(2)的一边的输出和负载(7)连接的电抗线圈(4)、一端接在该电抗线圈(4)的负载端上并连接成使电流与负载电流方向一致的电压下降部件(30)和第1二极管(31)的串联电路、顺着该串联电路的输出和负载(7)方向连接的第2二极管(21)和与该串联电路的输出和桥式整流电路(2)的另一边输出连接的滤波电容(6)所构成。
6.根据权利要求1-5所述的任一电源装置，其特征在于上述电抗线圈(4，15)为容量可变的电抗线圈，而且还具备有对该电抗线圈的容量进行可变控制的容量控制装置。
7.根据权利要求6所述的电源装置，其特征在于上述电抗线圈(4，15)由流过负载电流的第1电抗线圈(42)和与该第1电抗线圈(42)并联并分流负载电流的第2电抗线圈(43)组成，上述容量控制装置由控制该第2电抗线圈(43)与第1电抗线圈(42)并联的转换部件(44)和对该转换部件(44)进行开关控制的开关控制装置所组成。
8.根据权利要求7所述的电源装置，其特征在于上述开关控制装置(52)具备有测出外部空气温度的外部空气温度测出部件(51)，当由该外部空气温度测出部件(51)测出的外部空气温度超过指定值时，对转换部件(44)进行开关控制使第2电抗线圈(43)并联到第1电抗线圈(42)上。
9.根据权利要求7所述的电源装置，其特征在于上述开关控制装置(62)具备有测出负载电流的负载电流测出部件(61)，当由该负载电流测出部件(61)测出的负载电流超过指定值时，对转换部件(44)进行开关控制使第2电抗线圈(43)并联到第1电抗线圈(42)上。
10.根据权利要求7所述的电源装置，其特征在于上述开关控制装置(72)具备有测出第1电抗线圈温度的电抗线圈温度测出部件(71)，当由该电抗线圈温度测出部件(71)测出的第1电抗线圈(42)的温度超过指定值时，对转换部件(44)进行开关控制使第2电抗线圈(43)并联到第1电抗线圈(42)上。
11.根据权利要求7-10所述的任一电源装置，其特征在于上述负载(7)为变频器(45)及由该变频器(45)进行转速控制的马达(46)，上述开关控制装置(47)对该变频器(45)进行控制并对马达(46)进行转速控制，当该马达(46)的转速超过指定值时，对转换部件(44)进行开关控制使第2电抗线圈(43)并联到第1电抗线圈(42)上。
12.根据权利要求11所述的电源装置，其特征在于上述马达为电冰箱的压缩机(46)，上述开关控制装置(47)具备有测出电冰箱的箱内温度的箱内温度测出部件(48)和设定电冰箱的箱内温度的箱内温度设定部件(49)，根据由箱内温度测出部件(48)测出的箱内温度和由箱内温度设定部件(49)所设定的温度之间的温度差通过变频器(45)对压缩机(46)的转速进行控制，当压缩机(46)的转速超过指定值时，对转换部件(44)进行开关控制使第2电抗线圈(43)并联到第1电抗线圈(42)上。
CN97180462A 1996-12-10 1997-12-08 电源装置 Pending CN1240063A (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP329329/96 1996-12-10
JP32932996 1996-12-10
JP75390/97 1997-03-27
JP7539097 1997-03-27

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN1240063A true CN1240063A (zh) 1999-12-29

Family

ID=26416534

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN97180462A Pending CN1240063A (zh) 1996-12-10 1997-12-08 电源装置

Country Status (8)

Country Link
US (1) US6157554A (zh)
EP (1) EP0945969A4 (zh)
KR (1) KR100310608B1 (zh)
CN (1) CN1240063A (zh)
AU (1) AU718570B2 (zh)
NZ (1) NZ336206A (zh)
TW (1) TW421906B (zh)
WO (1) WO1998026497A1 (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102638161A (zh) * 2011-02-09 2012-08-15 三星电子株式会社 用于dc电器的电源电路
CN102769956A (zh) * 2012-06-29 2012-11-07 艾维新能源科技南京有限公司 一种高功率因素滤波电路
CN103427616A (zh) * 2013-08-28 2013-12-04 苏州汇川技术有限公司 大型变频器及其控制电源的上电缓冲电路
CN106152658A (zh) * 2015-04-10 2016-11-23 丁樟富 交流电和光伏直流电两用电冰箱
CN106856367A (zh) * 2015-12-09 2017-06-16 惠而浦股份有限公司 用于电力电路中的谐波含量校正的系统、用于电动发动机控制的系统、以及冷却压缩机

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3341832B2 (ja) * 1999-12-27 2002-11-05 日本電気株式会社 電源回路および平滑方法
US6845021B2 (en) * 2000-12-26 2005-01-18 Sony Corporation Multi-output DC-DC converter
JP3374917B2 (ja) * 2001-02-16 2003-02-10 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
DE10118285A1 (de) * 2001-04-12 2002-11-07 Philips Corp Intellectual Pty Schaltung zur Umwandlung von Wechselspannung in Gleichspannung
JP4706211B2 (ja) * 2004-09-03 2011-06-22 パナソニック株式会社 電力変換装置
US10050572B2 (en) 2014-12-19 2018-08-14 Black & Decker Inc. Power tool with electric motor and auxiliary switch path
JP6282378B2 (ja) * 2015-02-25 2018-02-21 三菱電機株式会社 モータ駆動制御装置及び空気調和機

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3660787A (en) * 1970-08-19 1972-05-02 Us Navy Low frequency paper transient filters
JPS5869462A (ja) * 1981-10-19 1983-04-25 Nec Corp リツプル低減制御回路を備えた整流電源回路
JPH0736700B2 (ja) * 1983-02-15 1995-04-19 松下電工株式会社 電源装置
JPS62131757A (ja) * 1985-11-29 1987-06-15 Hitachi Metals Ltd フイルタ−回路
JPS62138058A (ja) * 1985-12-09 1987-06-20 Matsushita Seiko Co Ltd インバ−タ装置
US4855890A (en) * 1987-06-24 1989-08-08 Reliance Comm/Tec Corporation Power factor correction circuit
CA2050068A1 (en) * 1990-09-27 1992-03-28 Richard Wayne Glaser Power factor improving arrangement
JPH06209574A (ja) * 1993-01-06 1994-07-26 Sony Corp 電源回路
JPH0736700A (ja) * 1993-07-23 1995-02-07 Hitachi Ltd 予想ルール自動生成方法および装置
US5535087A (en) * 1994-01-14 1996-07-09 Power Quality Engineering, Inc. Circuit for reducing effects of transient events on electronic equipment
JP2865194B2 (ja) * 1994-07-29 1999-03-08 株式会社アイ・ヒッツ研究所 単相入力３相全波整流回路及び単相入力疑似４相全波整流回路
JPH08149812A (ja) * 1994-11-14 1996-06-07 Daikin Ind Ltd 整流装置
AT403103B (de) * 1994-12-12 1997-11-25 Siemens Ag Oesterreich Netzgleichrichterschaltung
DE69610364T2 (de) * 1995-05-26 2001-05-17 At & T Corp Leistungfaktorregelung für schaltende Gleichrichter
US5642267A (en) * 1996-01-16 1997-06-24 California Institute Of Technology Single-stage, unity power factor switching converter with voltage bidirectional switch and fast output regulation

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102638161A (zh) * 2011-02-09 2012-08-15 三星电子株式会社 用于dc电器的电源电路
CN102769956A (zh) * 2012-06-29 2012-11-07 艾维新能源科技南京有限公司 一种高功率因素滤波电路
CN103427616A (zh) * 2013-08-28 2013-12-04 苏州汇川技术有限公司 大型变频器及其控制电源的上电缓冲电路
CN106152658A (zh) * 2015-04-10 2016-11-23 丁樟富 交流电和光伏直流电两用电冰箱
CN106152658B (zh) * 2015-04-10 2019-04-19 新昌县七星街道锦驰机械厂 交流电和光伏直流电两用电冰箱
CN106856367A (zh) * 2015-12-09 2017-06-16 惠而浦股份有限公司 用于电力电路中的谐波含量校正的系统、用于电动发动机控制的系统、以及冷却压缩机

Also Published As

Publication number Publication date
KR20000069420A (ko) 2000-11-25
WO1998026497A1 (fr) 1998-06-18
NZ336206A (en) 2001-03-30
EP0945969A4 (en) 2001-02-28
KR100310608B1 (ko) 2001-10-18
AU5138898A (en) 1998-07-03
EP0945969A1 (en) 1999-09-29
US6157554A (en) 2000-12-05
TW421906B (en) 2001-02-11
AU718570B2 (en) 2000-04-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1246954C (zh) 开关式电源
CN1055355C (zh) 电源装置
CN1596502A (zh) 开关电源装置
CN1229605C (zh) 变频空调器
CN1042482C (zh) 变电装置及利用该装置的空调装置
CN101039079A (zh) 供应直流电源的装置和方法
CN1205734C (zh) 功率转换装置
CN1282301C (zh) 马达驱动用变频器控制装置以及空气调节器
CN1240063A (zh) 电源装置
CN1140957C (zh) 交流电压调节器
CN1695290A (zh) 滤波器装置
CN1405959A (zh) 开关电源装置
CN1229908C (zh) 三相感应电动机的驱动装置和方法
CN1713512A (zh) 双模整流器、系统和方法
JP2013030726A (ja) 高効率交流駆動ｌｅｄモジュール
CN1200593A (zh) 功率因数改善电路
CN1171509C (zh) 并联存储串联驱动的电子镇流器
CN1229604C (zh) 变频空调器
CN1042581C (zh) 电源设备
JP2016123258A (ja) スイッチング電源、および、充電装置
CN1259643A (zh) 空调器的功率因数改善装置
CN1525633A (zh) 功率变换装置
CN1430807A (zh) 电功率变换装置
CN1538608A (zh) 开关电源装置
CN1195959A (zh) 电源装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication