JP4403926B2 - 直流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源装置に関し、特に直流電源装置を構成する電力変換用のトランスの技術に関する。

図７は従来の直流電源装置の回路構成図である。図７に示す直流電源装置は、直流電源Ｅの直流入力電圧をオン・オフ動作により断続して高周波電力に変換するＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１と、このスイッチング素子Ｑ１と直流電源Ｅの正極側との間に接続され、高周波電力を１次側から２次側へ伝達するトランス１ａと、２次側に伝達された高周波電力を直流の出力電圧に変換して負荷へ供給するダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路と、直流の出力電圧を検出し検出された電圧と基準電圧とを比較してその誤差信号を出力する出力電圧検出回路３と、出力電圧検出回路３の誤差信号に基づきスイッチング素子Ｑ１のオン・オフ期間を制御する制御回路５とを備え、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ制御することにより負荷に所定の出力電圧を供給するようになっている。

また、３次巻線Ｄに誘起された電圧をダイオードＤ２とコンデンサＣ２とで整流平滑し、整流平滑電圧を制御回路５の電源電圧として供給している。

図８は図７に示す直流電源装置に設けられたトランスの断面構造図、図９は図７に示す直流電源装置に設けられたトランスの巻線構造図である。図１０は図７に示すトランスの断面構造及び各巻線間の寄生容量を示す図である。

図８に示すトランス１ａは、磁性材料からなるコア１１を挿入したボビン１３を有し、このボビン１３には、内側から順番に第１の１次巻線Ｐ１、２次巻線Ｓ、第２の１次巻線Ｐ２、３次巻線Ｄが巻回されている。第１の１次巻線Ｐ１は、巻線Ｐ１−１と巻線Ｐ１−２との２層に巻回されている。第２の１次巻線Ｐ２は、巻線Ｐ２−１と巻線Ｐ２−２との２層に巻回されている。

ボビン１３への各巻線の巻き付けは次の手順で行われる。まず、ボビン１３の右端から垂直下方向に巻線Ｐ１−１を巻き始めて、ボビン１３の左端で折り返して巻線Ｐ１−１上に巻線Ｐ１−２を巻回して、第１の１次巻線Ｐ１としている。次に、巻線Ｐ１−２上に２次巻線Ｓを巻回する。巻線Ｐ２−１及び巻線Ｐ２−２の巻き付け方向は巻線Ｐ１−１、巻線Ｐ１−２の巻き付け方向と同一である。

通常ではトランスの製造性が良くなるので、トランス１ａの巻き付け方向を同じにする。また、図７に示すように、第１の１次巻線Ｐ１と第２の１次巻線Ｐ２とは並列に接続されている。さらに、図８及び図１０に示すように、第１の１次巻線Ｐ１と第２の１次巻線Ｐ２との間に２次巻線Ｓを配置させ、１次巻線Ｐ１及びＰ２と２次巻線Ｓとの結合度を大きくした構造にしている。この場合、図１０に示すように、巻線Ｐ１−１及び巻線Ｐ１−２間には寄生容量Ｃ１_１２が存在し、巻線Ｐ１−２及び２次巻線Ｓ間には寄生容量Ｃ１_２Ｓが存在し、２次巻線Ｓ及び巻線Ｐ２−１間には寄生容量Ｃ２_１Ｓが存在し、巻線Ｐ２−１及び巻線Ｐ２−２間には寄生容量Ｃ２_１２が存在する。

また、図８の直流電源装置、図１０のトランス断面構造図に示すように、２次巻線Ｓと隣り合う第１の１次巻線Ｐ１の巻線Ｐ１−１と第２の１次巻線Ｐ２の巻線Ｐ２−１とがスイッチング素子Ｑ１側（図中ＳＷ素子側）になる。

スイッチング素子Ｑ１は常にオン・オフしており、その都度電位が大幅に変動する。この電位の変動はトランス１ａの第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２に印加され、第１の１次巻線Ｐ１の巻線Ｐ１−２と２次巻線Ｓとの寄生容量Ｃ１_２Ｓ及び第２の１次巻線Ｐ２の巻線Ｐ２−１と２次巻線Ｓとの寄生容量Ｃ２_１Ｓを介して高周波の電流が２次側へ流れる。

この高周波の電流は、スイッチング素子Ｑ１で発生した電位の変動により１次巻線Ｐ１，Ｐ２→２次巻線Ｓ→２次側回路→アース→１次側回路−アース間の寄生容量→１次側回路と流れてトランス１ａの１次巻線Ｐ１，Ｐ２へ戻るループで流れる。この高周波の電流がアースに流れることによりコモンモードノイズが発生する。このコモンモードノイズは、直流電源側に漏洩し、また、空中に放射され、他の機器がコモンモードノイズにより悪影響を受ける。

また、安定電位側を基準とした場合に、トランス１ａの１次巻線Ｐ１，Ｐ２には、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、直流電源Ｅの直流入力電圧がマイナス側に印加され、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、フライバック電圧がプラス側に発生する。即ち、トランス１ａの１次巻線Ｐ１，Ｐ２では、スイッチング素子Ｑ１に繋がった一方の端子部が最も大きく電位が変動し、他方の端子部は安定電位である入力直流電圧に繋がるので、電位の変動は無い。

また、１次巻線Ｐ１，Ｐ２と２次巻線Ｓとの寄生容量は、各巻線間の距離が近いほど大きくなる。このため、１次巻線Ｐ１，Ｐ２と２次巻線Ｓとの間の寄生容量を介して流れる高周波の電流は、スイッチング素子Ｑ１に繋がった一方の端子部が２次巻線Ｓに近いところに配置されると、大きな電流が流れることになる。

図１０に示す例では、スイッチング素子Ｑ１に繋がる巻線は、１次巻線Ｐ１及び１次巻線Ｐ２の巻き始めであり、１次巻線Ｐ１の巻き始めである巻線Ｐ１−１は、２次巻線Ｓからは遠い位置に配置されるが、１次巻線Ｐ２の巻き始めである巻線Ｐ２−１は、２次巻線Ｓと隣り合う位置に配置されている。このため、１次巻線Ｐ２に巻き始めから寄生容量Ｃ２_１Ｓを介して２次巻線Ｓに流れる高周波の電流が大きくなる。なお、図７、図１０中の⇒は高周波の電流を示し、⇒が太いほど電流が大きいことを示している。

そこで、この高周波の電流によるコモンモードノイズの低減を図った従来の他の例を図１１〜図１３に示す。図１１は従来のトランスの他の例の断面構造図である。図１２は図１１に示すトランスの断面構造及び各巻線間の寄生容量を示す図である。図１３は図１１に示す従来のトランスを備えた直流電源装置の回路構成図である。

図１１〜図１３に示すように、１次巻線Ｐ２の巻線Ｐ２−１と２次巻線Ｓとの間にシールド板１７を設けて、安定電位でのシールドを行い、１次巻線Ｐ２の巻線Ｐ２−１と２次巻線Ｓとの間の寄生容量Ｃ２_１Ｓを減少させる。寄生容量Ｃ２_１Ｓを減らすことで、１次側から２次側に流れる高周波の電流を減らし、コモンモードノイズを低減することができる。また、コモンモードノイズの低減を図った従来のトランスの例として、例えば、特許文献１にもシールド体による別の方法が開示されている。
特開平９−１７６５７号公報

しかしながら、図１１に示すトランスや特許文献１に記載されたトランスのように、１次巻線と２次巻線の寄生容量を減らすためにシールドを行うと、トランスの構造が複雑化すると同時に１次巻線と２次巻線の距離がシールドの分だけ増加してしまう。このため、１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスも増加し、２次巻線に発生するフライバック電圧を利用して、ゼロクロススイッチ（ゼロ電圧スイッチＺＶＳ）を実現する部分電圧共振型コンバータへの応用には適していなかった。

本発明は、簡単な構成で、リーケージインダクタンスを増加させることなくコモンモードノイズを低減できるトランスを備えた直流電源装置を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の直流入力電圧をトランスの１次巻線に接続されるスイッチング素子のオン・オフ動作により高周波電力に変換し、前記トランスの２次巻線に伝達された前記高周波電力を整流平滑回路により直流の出力電圧に変換し、前記出力電圧に応じて制御回路により前記スイッチング素子のオン・オフ期間を制御して負荷に所定の出力電圧を供給する直流電源装置において、前記トランスは、前記１次巻線が複数層に巻回された第１の１次巻線と複数層に巻回された第２の１次巻線とを並列に接続してなり、前記第１の１次巻線を前記２次巻線の内側に配置し、前記第２の１次巻線を前記２次巻線の外側に配置し、前記第１の１次巻線及び前記第２の１次巻線の前記複数層の内の前記２次巻線から最も離れた位置に配置される層の端子が前記スイッチング素子に接続され、、前記第１の１次巻線及び前記第２の１次巻線の前記複数層の内の前記２次巻線に最も近い位置に配置される層の端子が前記直流電源の安定電位に接続されることを特徴とする。

請求項２の発明では、請求項１記載の直流電源装置において、前記第２の１次巻線の巻線方向を前記第１の１次巻線の巻線方向と逆向きにしたことを特徴とする。

請求項１の発明によれば、第１の１次巻線を２次巻線の内側に配置し、第２の１次巻線を２次巻線の外側に配置し、第１の１次巻線及び第２の１次巻線の複数層の内の２次巻線から最も離れた位置に配置される層の端子がスイッチング素子に接続される。即ち、電圧変化の大きい巻線を寄生容量が小さい位置に配置したので、第１の１次巻線及び第２の１次巻線から２次巻線に流れる高周波の電流は小さくなる。従って、構成が簡単で、コモンモードノイズを低減でき、２次巻線に発生するフライバック電圧を利用して、ゼロクロススイッチを実現する部分電圧共振型コンバータとして最適な変換部を構成することができる。また、第１の１次巻線及び第２の１次巻線の複数層の内の２次巻線に最も近い位置に配置される層の端子が直流電源の安定電位に接続されるので、電圧変化がなく、この２次巻線に最も近い位置に配置される層が、２次巻線から最も離れた位置に配置される電圧変化の大きい層に対してシールド効果があるので、２次巻線から最も離れた位置に配置される電圧変化の大きい層から２次巻線へ流れる高周波の電流はほとんどなくなる。

請求項２の発明によれば、第２の１次巻線の巻線方向を第１の１次巻線の巻線方向と逆向きにしたので、第１の１次巻線及び第２の１次巻線の複数層両端に誘起される電圧をＶｐとすれば、２次巻線に最も近い層の電圧変化は、０からＶｐ／（複数層数）と小さくなるから、第１の１次巻線及び第２の１次巻線から２次巻線に流れる高周波の電流は小さくなる。従って、さらに、コモンモードノイズを低減できる。また、リード線の引出しを増やすことが無いので、リーケージインダクタンスを増やすことがない。

以下、本発明の直流電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は実施例１の直流電源装置に設けられたトランスの断面構造図である。図２は図１に示すトランスの巻線構造図である。図３は図１に示すトランスの断面構造及び各巻線間の寄生容量を示す図である。図４は実施例１の直流電源装置の回路構成図である。

図１に示すトランス１は、磁性材料からなるコア１１を挿入したボビン１３を有し、このボビン１３には、内側から順番に第１の１次巻線Ｐ１、２次巻線Ｓ、第２の１次巻線Ｐ２ａ、３次巻線Ｄが巻回されている。第１の１次巻線Ｐ１は、巻線Ｐ１−１と巻線Ｐ１−２との２層に巻回されている。第２の１次巻線Ｐ２ａは、巻線Ｐ２−２と巻線Ｐ２−１との２層に巻回されている。

ボビン１３への各巻線の巻き付けは次の手順で行われる。まず、ボビン１３の右端から垂直下方向に巻線Ｐ１−１を巻き始めて、ボビン１３の左端で折り返して巻線Ｐ１−１上に巻線Ｐ１−２を巻回して、第１の１次巻線Ｐ１としている。次に、巻線Ｐ１−２上に２次巻線Ｓを巻回する。ここまでの処理は従来の処理と同じである。

次に、２次巻線Ｓ上にボビン１３の垂直上方向に巻線Ｐ２−２を巻き始めて、ボビン１３の左端で折り返して巻線Ｐ２−２上に巻線Ｐ２−１を巻回して、第２の１次巻線Ｐ２ａとしている。

また、図４に示すように、第１の１次巻線Ｐ１と第２の１次巻線Ｐ２ａとは並列に接続されている。図３に示すように、巻線Ｐ１−１及び巻線Ｐ１−２間には寄生容量Ｃ１_１２が存在し、巻線Ｐ１−２及び２次巻線Ｓ間には寄生容量Ｃ１_２Ｓが存在し、２次巻線Ｓ及び巻線Ｐ２−２間には寄生容量Ｃ２_２Ｓが存在し、巻線Ｐ２−１及び巻線Ｐ２−２間には寄生容量Ｃ２_１２が存在する。

このような構造のトランス１において、図３、図４に示すように、巻線Ｐ１−１の巻き始め（●で表す。）と巻線Ｐ２−１の巻き終りをスイッチング素子Ｑ１に繋ぎ、巻線Ｐ１−２の巻き終りと巻線Ｐ２−２の巻き始め（●で表す。）を安定電位である直流入力電圧（直流電源Ｅの正極側）へ繋ぐ。

第１の１次巻線Ｐ１と第２の１次巻線Ｐ２ａとは、巻き方向が逆であるため、電流を流した時に発生する磁束は、同相になり、第１の１次巻線Ｐ１と第２の１次巻線Ｐ２ａは、並列に接続したことになる。実施例１は、安定電位側を２次巻線Ｓと隣合うように、巻始めと巻き付け方向を逆にしている。

このように、図１に示すような構造のトランス１は、スイッチング素子Ｑ１に接続された電圧変化の大きい巻線Ｐ１−１，Ｐ２−１を２次巻線との寄生容量が小さい位置（２次巻線Ｓから最も離れた位置）に配置し、安定電位側に接続される電圧変化の小さい巻線Ｐ２−２，Ｐ１−２を寄生容量が大きくなる位置（２次巻線Ｓに最も近い位置）に配置したので、第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２ａから２次巻線Ｓに流れる高周波の電流は小さくなる。

特に、図３及び図４からもわかるように、巻線Ｐ２−１から２次巻線Ｓに流れる高周波の電流は、大幅に小さくなる。従って、構成が簡単で、コモンモードノイズを低減でき、２次巻線Ｓに発生するフライバック電圧を利用して、ゼロクロススイッチを実現する部分電圧共振型コンバータとして最適な変換部を構成することができる。

また、巻線Ｐ１−２と巻線Ｐ２−２の端子が直流電源Ｅの正極側に接続されるので、電圧変化がなく、この巻線Ｐ１−２と巻線Ｐ２−２が、巻線Ｐ１−１と巻線Ｐ２−１に対してシールド効果がある。このため、巻線Ｐ１−１と巻線Ｐ２−１から２次巻線Ｓへ流れる高周波の電流は、ほとんどなくなる。従って、さらに、コモンモードノイズを低減できる。

次に、コモンモードノイズの主流である第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２ａから２次巻線Ｓに流れる電流の論理式を以下に示す。

コンデンサは、電荷を蓄える素子であるから電荷量をＱ、コンデンサの静電容量（ここでは寄生容量に相当する。）をＣとし、電圧をＶとすると、電荷量Ｑは式（１）で表される。

Ｑ＝ＣＶ …（１）
電流は、単位時間当たりの電荷の移動量であるから電流Ｉは式（２）で表される。

Ｉ＝ｄＱ／ｄｔ …（２）
式（１）を時間で微分し、式（１）、式（２）から式（３）が得られる。

ｄＱ／ｄｔ＝Ｉ＝Ｃ×ｄＶ／ｄｔ …（３）
式（３）から、電流は、静電容量と単位時間当たりの電圧変化量に対して比例の関係にあることがわかる。即ち、第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２ａから２次巻線Ｓに流れる電流は、寄生容量と電圧変化量に対して比例する。

図１０に示す従来のトランス構造と図３に示す実施例１のトランス構造とでは、各巻線の１層当たりの巻き幅が同じであるから、各層間に分布する寄生容量は、同じになる。このため、従来のトランス１ａでは、巻線Ｐ１−２と２次巻線Ｓとの寄生容量及び巻線Ｐ２−１と２次巻線Ｓとの寄生容量が大きく、巻線Ｐ１−１と２次巻線Ｓとの寄生容量及び巻線Ｐ２−２と２次巻線Ｓとの寄生容量は小さい。

また、安定電位側から第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２ａの電圧変化を見ると、安定電位側に繋いだ巻線Ｐ１−１，Ｐ２−１は、スイッチング素子Ｑ１に繋いだ巻線Ｐ１−２，Ｐ２−２の半分の電圧変化になる。

図５にスイッチング素子Ｑ１がオフしたときにトランス１の各巻線に発生する電圧を示した。図５に示すように、第１の１次巻線Ｐ１に電圧Ｖｐが誘起されると、巻線Ｐ１−１，巻線Ｐ１−２の各々には半分の電圧Ｖｐ／２が誘起されることになる。

図６（ａ）は従来のトランスの各巻線の電圧を示し、図６（ｂ）は本発明の実施例１のトランスの各巻線の電圧を示す。図６（ａ）、図６（ｂ）のカッコ内は、安定電位側を基準（ゼロ）として、各巻線に誘導される電圧を示している。図７及び図８に示す従来のトランス１ａでは、図６（ａ）に示すように、２次巻線Ｓと隣接する巻線Ｐ１−２には、０からＶｐ／２の電圧が誘起されるが、もう一方の２次巻線Ｓに隣接する巻線Ｐ２−１には、Ｖｐ／２からＶｐまでの電圧が誘起される。

これに対して、図１及び図４に示す実施例１のトランス１では、第１の１次巻線Ｐ１に対して第２の１次巻線Ｐ２ａを逆向きにすることで、図６（ｂ）に示すように、２次巻線Ｓと隣接する巻線Ｐ１−２、巻線Ｐ２−２に誘起される電圧は、ともに０からＶｐ／２である。

従来のトランス１ａと実施例１のトランス１とを比較すると、巻線Ｐ１−２については０からＶｐ／２で同じであるが、巻線Ｐ２−２については、従来のトランス１ａの同じ位置に配置される巻線Ｐ２−１と比較して半分の電圧Ｖｐ／２になる。このため、図３及び図４に示すように、巻線Ｐ２−２から寄生容量Ｃ２_２Ｓを介して２次側へ流れる高周波の電流は、従来のトランス１ａの高周波の電流に比較して半分になる。従って、実施例１のトランス１では、コモンモードノイズを減らすことができる。

また、第１の１次巻線Ｐ１に対して第２の１次巻線Ｐ２ａを逆向きにすることで、リード線の引き出しを増やすことが無いので、リーケージインダクタンスを増やすことなく２次巻線Ｓの近傍に巻く巻線Ｐ１−２，Ｐ２−２を安定電位側へ接続することができる。従って、実施例１では、コモンモードノイズを減らすことができる。

なお、実施例１では、第１の１次巻線Ｐ１、第２の１次巻線Ｐ２ａの各々を２層としたが、第１の１次巻線Ｐ１、第２の１次巻線Ｐ２ａの各々を３層以上に巻回してもよい。

例えば、第１の１次巻線Ｐ１、第２の１次巻線Ｐ２ａの各々を３層に巻回した場合には、第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２ａの３層の内の２次巻線Ｓから最も離れた位置に配置される層の端子がスイッチング素子Ｑ１に接続される。第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２ａの３層の内の２次巻線Ｓに最も近い位置に配置される層の端子が直流電源Ｅの正極側に接続される。

また、第２の１次巻線Ｐ２ａの巻線方向を第１の１次巻線Ｐ１の巻線方向と逆向きにすることで、第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２ａの３層両端に誘起される電圧をＶｐとすれば、２次巻線Ｓに最も近い層の電圧変化は、０からＶｐ／３と小さくなる。このため、第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２ａから２次巻線Ｓに流れる高周波の電流はさらに小さくなる。即ち、巻線が２層よりも３層の方が高周波の電流がさらに小さくなる。従って、さらに、コモンモードノイズを低減できる。

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等の電源装置に適用可能である。

実施例１の直流電源装置に設けられたトランスの断面構造図である。 図１に示すトランスの巻線構造図である。 図１に示すトランスの断面構造及び各巻線間の寄生容量を示す図である。 実施例１の直流電源装置の回路構成図である。 図４に示す回路でのスイッチング素子がオフしたときにトランスの各巻線に発生する電圧を示す図である。 従来のトランスと本発明の実施例１のトランスの各巻線の電圧を示す図である。 従来のトランスを備えた直流電源装置の回路構成図である。 図７に示すトランスの断面構造図である。 図７に示すトランスの巻線構造図である。 図７に示すトランスの断面構造及び各巻線間の寄生容量を示す図である。 従来のトランスの他の例の断面構造図である。 図１１に示すトランスの断面構造及び各巻線間の寄生容量を示す図である。 図１１に示す従来のトランスを備えた直流電源装置の回路構成図である。

符号の説明

１，１ａ，１ｂ トランス
３ 出力電圧検出回路
５ 制御回路
１１ コア
１３ ボビン
１５ 端子
Ｑ１ スイッチング素子
Ｐ１ 第１の１次巻線
Ｐ２ 第２の１次巻線
Ｐ１−１，Ｐ１−２，Ｐ２−１，Ｐ２−２ 巻線
Ｓ ２次巻線
Ｄ ３次巻線
Ｅ 直流電源
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２〜Ｃ５ コンデンサ
Ｃ１_１２，Ｃ１_２Ｓ，Ｃ２_１２，Ｃ２_２Ｓ，Ｃ２_１Ｓ 寄生容量

Claims (2)

1. 直流電源の直流入力電圧をトランスの１次巻線に接続されるスイッチング素子のオン・オフ動作により高周波電力に変換し、前記トランスの２次巻線に伝達された前記高周波電力を整流平滑回路により直流の出力電圧に変換し、前記出力電圧に応じて制御回路により前記スイッチング素子のオン・オフ期間を制御して負荷に所定の出力電圧を供給する直流電源装置において、
   前記トランスは、前記１次巻線が複数層に巻回された第１の１次巻線と複数層に巻回された第２の１次巻線とを並列に接続してなり、前記第１の１次巻線を前記２次巻線の内側に配置し、前記第２の１次巻線を前記２次巻線の外側に配置し、前記第１の１次巻線及び前記第２の１次巻線の前記複数層の内の前記２次巻線から最も離れた位置に配置される層の端子が前記スイッチング素子に接続され、前記第１の１次巻線及び前記第２の１次巻線の前記複数層の内の前記２次巻線に最も近い位置に配置される層の端子が前記直流電源の安定電位に接続されることを特徴とする直流電源装置。
2. 前記第２の１次巻線の巻線方向を前記第１の１次巻線の巻線方向と逆向きにしたことを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。

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