JP5950655B2

JP5950655B2 - フライバックトランス

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Publication number: JP5950655B2
Application number: JP2012083466A
Authority: JP
Inventors: 康滋椋木; 彰畑井; 竜一竹澤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-04-02
Filing date: 2012-04-02
Publication date: 2016-07-13
Anticipated expiration: 2032-04-02
Also published as: JP2013214582A

Description

本発明は、例えば電力変換器の開閉素子の制御電源として用いられる直流電源装置におけるフライバックトランスの改良に関する。

汎用インバータ装置に代表される電力変換装置では電力変換用開閉素子の高速オン・オフ制御により電力変換を実現している。汎用インバータ装置においては、三相系統電源の交流電力がコンバータで整流され、直流電力となる。そして、インバータ回路のＭＯＳＦＥＴ等の電力変換用開閉素子をスイッチング制御することにより交流電力に変換し、負荷に供給する。ここで、上記電力変換用開閉素子のゲートに電圧を印加して開閉制御するためのゲートドライブ回路の電源として絶縁型の直流電源装置を用いるものがある。このような絶縁型の直流電源装置として、フライバックコンバータがある。フライバックコンバータは、フライバックトランスとしてのトランスのコアに巻回された１次巻線をスイッチング素子を介して直流電源に接続し、スイッチング素子を高速にて開閉することにより１次巻線に流す電流を高速で断続し、２次巻線に発生する電圧を整流して直流電力としインバータ回路のＭＯＳＦＥＴ等の電力変換用開閉素子のゲートに印加し電力変換用開閉素子を駆動する。

このような直流電源装置のトランスにおいて、筒状の１次及び２次巻線をコアに同心に巻回し、かつ１次巻線を例えば内側と外側の２重の筒状のコイルにて構成し、内側のコイルの巻終わり端と外側のコイルの巻き始め端とを接続して直列にし、外側のコイルの外側に２次巻線を配設する。そして、内側のコイルの巻き始め端をスイッチング素子を介して直流電源の負極に接続し、外側のコイルの巻終わり端を安定電圧である直流電源の正極に接続する。この場合、内側のコイルの巻き始め端にスイッチング素子が接続されているのでスイッチング素子を開閉した場合、内側のコイルの方が外側のコイルに比し電圧変動が大きいが、電圧変動の大きい内側のコイルを２次巻線から遠い最内層に配置したので、構成が簡単で、放射ノイズを低減できるとするものがある（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１０−００４６３３号公報

従来のフライバックトランスとしてのトランスは以上のように構成され、１次巻線を構成するコイルのうちの電圧変動の大きい内側のコイルと２次巻線間との距離を大きくし、両者間の浮遊容量を低減しているため低ノイズ化を実現できる。しかし、内側のコイルを最内層に配置したということは、１次巻線をコアの最も近い位置に配置したことを意味する。コアの材料には珪素鋼板やパーマロイ等の金属材料、フェライト等の酸化物材料が採用されることが多い。そのため１次巻線をコアの最近位置に配置すると、１次巻線とコア間の浮遊容量が大きくなる。そして、この浮遊容量が新たなノイズ電流経路となり、浮遊容量を介して流れる高周波ノイズ電流が増加しノイズの増大を招く。またコア材が導電性の場合、浮遊容量を伝播する高周波ノイズ電流がコア材の表面を伝播し、放射ノイズ源となり、放射ノイズが大きくなる。
また、コアにエアギャップが設けられている場合、１次巻線をコアに最も近い位置に配置した場合、上記１次巻線は大電流を流すために導体断面積が大きく、導体に鎖交するエアギャップ近傍からの漏れ磁束により大きな渦電流損失が発生する。この渦電流損失は、熱設計上も問題となる。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、低ノイズと低損失とを同時に実現できるフライバックトランスを得ることを目的とする。

この発明に係るフライバックトランスにおいては、
コアと１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有し、開閉素子を開閉駆動することにより電力の変換を行う電力変換器の前記開閉素子の駆動用電力を供給する直流電源装置に用いられるフライバックトランスであって、
前記コアは、脚部を有し、前記脚部はエアギャップを形成するエアギャップ形成部を有するものであり、
前記１次巻線は、内側から外側に向かって同心に互いに隣接する複数層をなすように配置された筒状の複数の筒状コイルを有し、これら複数の筒状コイルが直列に接続されたものであり、
前記２次巻線は、筒状ないし環状に形成されたものであり、
前記３次巻線は、筒状に形成されたものであり、
前記脚部を囲んで前記３次巻線、前記１次巻線、前記２次巻線の順に多層に配設されたものであり、
前記１次巻線の前記筒状コイルのうちの最内層の筒状コイルがスイッチを介して直流電源の一方の極に接続され、前記１次巻線の前記筒状コイルのうちの最外層の筒状コイルが前記直流電源の他方の極に接続され、
前記スイッチを開閉することにより前記２次巻線に発生する電力が前記電力変換器の開閉素子の駆動用電力として供給され、前記３次巻線に発生する電力が前記開閉素子とは別の第２の負荷に供給されるものである。

この発明は、コアと１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有し、開閉素子を開閉駆動することにより電力の変換を行う電力変換器の前記開閉素子の駆動用電力を供給する直流電源装置に用いられるフライバックトランスであって、
前記コアは、脚部を有し、前記脚部はエアギャップを形成するエアギャップ形成部を有するものであり、
前記１次巻線は、内側から外側に向かって同心に互いに隣接する複数層をなすように配置された筒状の複数の筒状コイルを有し、これら複数の筒状コイルが直列に接続されたものであり、
前記２次巻線は、筒状ないし環状に形成されたものであり、
前記３次巻線は、筒状に形成されたものであり、
前記脚部を囲んで前記３次巻線、前記１次巻線、前記２次巻線の順に多層に配設されたものであり、
前記１次巻線の前記筒状コイルのうちの最内層の筒状コイルがスイッチを介して直流電源の一方の極に接続され、前記１次巻線の前記筒状コイルのうちの最外層の筒状コイルが前記直流電源の他方の極に接続され、
前記スイッチを開閉することにより前記２次巻線に発生する電力が前記電力変換器の開閉素子の駆動用電力として供給され、前記３次巻線に発生する電力が前記開閉素子とは別の第２の負荷に供給されるものであるので、
低ノイズと低損失とを同時に実現できるフライバックトランスを得ることができる。

この発明の実施の形態１であるフライバックトランスの構成を示す断面図である。図１のフライバックトランスの巻線図である。汎用インバータ装置の構成図である。図３のインバータ回路を駆動する絶縁ゲートドライブ回路の回路図である。図４のフライバックコンバータの回路図である。図５のフライバックトランスの巻線の電圧変動の模式図である。フライバックトランスからインバータ回路へ流れる高周波ノイズ電流の経路の一例を示す説明図である。別の高周波ノイズの発生機構を示す説明図である。図１のフライバックトランスの変形例を示す構成図である。この発明の実施の形態２であるフライバックトランスの構成を示す断面図である。図１０のフライバックトランスの巻線図である。この発明の実施の形態３であるフライバックトランスの構成を示す断面図である。図１２のフライバックトランスの変形例の構成を示す断面図である。この発明の実施の形態４であるフライバックトランスの構成を示す断面図である。

実施の形態１．
図１〜図８は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１はフライバックトランスの構成を示す断面図、図２は図１のフライバックトランスの巻線図である。図３は汎用インバータ装置の構成図、図４は図３のインバータ回路を駆動する絶縁ゲートドライブ回路の回路図、図５は図４のフライバックコンバータの回路図である。図６は図５のフライバックトランスの巻線の電圧変動の模式図、図７はフライバックトランスからインバータ回路へ流れる高周波ノイズ電流の経路の一例を示す説明図である。図８は、別の高周波ノイズの発生機構を示す説明図である。図１において、左端の矢印Ｄはフライバックトランスの中心軸を示しており、フライバックトランスの右半分の断面図である。図１において、フライバックトランス１０はコア２０、１次巻線１００、２次巻線２００、３次巻線３００を有する。

コア２０は、強磁性体のフェライトで構成される第１コア２１及び第２コア２２を有する。第１コア２１は、所定の距離を設けて配置された断面矩形の腕部２１ａ，２１ｂ及び各腕部２１ａ，２１ｂの一方の端部を磁気的に連結する断面矩形の継鉄部２１ｃを有し、これらにより「コ」状の形状に形成されている。第２コア２２は、所定の距離を設けて配置された断面矩形の腕部２２ａ、２２ｂ及び各腕部２２ａ、２２ｂの一方の端部を磁気的に連結する断面矩形の継鉄部２２ｃを有し、これらにより「コ」状の形状に形成されている。腕部２１ａ，２２ａの長さ（図１の上下方向の寸法）は腕部２１ｂ，２２ｂの長さより短くされており、図１に示されるように腕部２１ｂ，２２ｂを図１の上下方向に当接させたとき、エアギャップ形成部としての腕部２１ａ，２２ａ間に所定長さのエアギャップＧが形成される。なお、腕部２１ａ，２２ａにてコア２０の脚部２０ａが形成されている。

鍔付の筒状のボビン（図示せず）に導体を巻回して３次巻線３００が筒状に形成されている。３次巻線３００の外側に、１次巻線１００が筒状に巻回され、１次巻線１００の外側に筒状に２次巻線２００が巻回されている。１次巻線１００は、筒状コイルとしての同じ巻数の筒状の第１コイル１０１、第２コイル１０２、第３コイル１０３を有し、これら３個の第１コイル１０１、第２コイル１０２、第３コイル１０３は、内側から外側に向かってこの順に同心に３層をなすようにボビンに巻回されている。第１コイル１０１と第２コイル１０２と第３コイル１０３とは、直列に接続されて１次巻線１００を構成しており、１次巻線１００と２次巻線２００との巻数比は３：１である。１次巻線１００の巻き始め端１００ａを黒丸●、巻き終わり端１００ｂを白丸（○）で示している。２次巻線２００、３次巻線３００の各巻き始め端を黒丸●、巻き終わり端を白丸（○）で示している。以上のように３次巻線３００、１次巻線１００、２次巻線２００が巻回されたボビンの孔に、第１コア２１の腕部２１ａ及び第２コア２２の腕部２２ａを挿入して、前述のようなエアギャップ付の脚部２０ａを形成している。筒状の３次巻線３００、１次巻線１００、２次巻線２００は、コア２０の脚部２０ａと同心状に配置されている。なお、１次巻線１００の巻き始め端１００ａには後述の半導体素子８ｈ（図５）が接続される。

ところで、このようなフライバックトランスは、例えば汎用インバータ装置に代表される電力変換装置の電力変換用開閉素子のゲートドライブ回路の電源として用いられる直流電源装置に使用される。図３は、汎用インバータ装置の構成を示すものであるが、図３において、三相系統電源１の交流電力はコンバータ２で整流され、平滑コンデンサ３で平滑され、直流電力となる。インバータ回路４は、開閉素子としての電力変換用半導体素子４ａ，４ｄが直列接続された第１ハーフブリッジ回路４１、電力変換用半導体素子４ｂ，４ｅが直列接続された第２ハーフブリッジ回路４２、電力変換用半導体素子４ｃ，４ｆが直列接続された第３ハーフブリッジ回路４３を有し、第１〜第３ハーフブリッジ回路４１〜４３の両端がコンバータ２の直流側に接続され、電力変換用半導体素子４ａ，４ｄの接続部、電力変換用半導体素子４ｂ，４ｅの接続部、電力変換用半導体素子４ｃ，４ｆの接続部にモータ５が接続される。そして、インバータ回路４は上記直流電力を電力変換用半導体素子４ａ〜４ｆの高速スイッチングで交流電力に変換し、モータ５に供給する。また、インバータ回路４の電力変換用半導体素子４ａ〜４ｆを開閉駆動するために図４に示すような絶縁ゲートドライブ回路３０を備えている。図４の絶縁ゲートドライブ回路３０において、指令信号はフォトカプラ６を経由してドライブ回路７に入力され、電力変換用半導体素子４ａ，４ｄ他のゲート電圧指令が出力され、電力変換用半導体素子４ａ，４ｄの制御端子としてのゲート４ａｇ，４ｄｇに印加される。

ところで、電力変換用半導体素子４ａ，４ｄを開閉駆動するためにゲート４ａｇ，４ｄｇに印加する駆動電圧（駆動用電力）を発生するための制御用の直流電源装置として絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータが利用されている。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの代表的な回路にフライバックコンバータ８（図４）がある。図５にフライバックコンバータ８の回路を示す。図５において、入力直流電源が陽極側の端子８ａ及び陰極側の端子８ｂに入力される。端子８ａ，８ｂ間に直流電源としてのコンデンサ８ｇが接続されている。１次巻線１００の第１コイル１０１の巻き始め端１００ａ（図１の○）は、スイッチとしての半導体素子８ｈを介して陰極側の端子８ｂに接続され、第３コイル１０３の巻き終わり端１００ｂ（図１の●）は陽極側の端子８ａに接続されている。半導体素子８ｈは制御回路８ｋにより制御されるが、第２の負荷としての制御回路８ｋへは３次巻線３００に接続されたダイオード８ｍとコンデンサ８ｎとの直列回路のコンデンサ８ｎの端子から電力が供給される。一方、２次巻線２００にダイオード８ｐと出力用コンデンサ８ｑとの直列回路が接続されており、出力用コンデンサ８ｑに接続された出力端子８ｃ，８ｄはドライブ回路７を介して電力変換用半導体素子４ａ，４ｄのゲート４ａｇ，４ｄｇ（図４）に接続されている。３次巻線３００には上記制御回路８ｋが接続され電源として使用されている。

次に、動作を説明する。図５に示すフライバックコンバータ８では半導体素子８ｈがオンすると１次巻線１００に電流が流れる。この電流によりフライバックトランス１０のコア２０に磁束が充填され、エネルギーとして蓄積される。なお、この期間は２次巻線２００、３次巻線３００に誘導電流は流れない。半導体素子８ｈがオフの期間にはコア２０に蓄積されたエネルギーが放出され、２次巻線２００からダイオード８ｐを通じて電流が流れ、出力用コンデンサ８ｑに発生した電圧が図４におけるドライブ回路７に供給される。また、３次巻線に発生した電圧は、別の負荷としての制御回路８ｋに供給される。このようにフライバックコンバータ８は、半導体素子８ｈがオフの期間に出力するオン／オフ方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータである。フライバックコンバータ８は回路構成が比較的簡素であり小型化、低コスト化に適した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、広く使用されている。通常のトランスが、電磁誘導による電圧変換を目的としているのに対し、フライバックトランス１０は１次巻線１００の電流による磁束をコア２０に充填し、エネルギーを蓄積することを目的としている。そのためフライバックトランス１０は蓄積可能な磁束を増加させる目的で、脚部２０ａにエアギャップＧ（図１）を設けるのが通常である。

このようなフライバックトランス１０では、半導体素子８ｈに接続する図１に示す１次巻線１００を構成する第１コイル１０１とコア２０の脚部２０ａとの間に、インバータ回路４の電力変換用半導体素子４ａ〜４ｆと直接電気的に接続しない３次巻線３００を備える。従って、１次巻線１００の第１コイル１０１とコア２０の脚部２０ａとの間に距離を確保でき、浮遊容量を小さくできる。その結果、１次巻線１００の第１コイル１０１からコア２０の脚部２０ａへ伝播する高周波ノイズ電流の低減が可能となる。
一方、１次巻線１００を形成する第１コイル１０１とインバータ回路４の電力変換用半導体素子と直接電気的に接続しない３次巻線３００との間は、距離が近くなるため、浮遊容量が大きくなり、高周波ノイズ電流が大きくなるおそれがある。しかし、この実施の形態においては３次巻線３００はインバータ回路４の電力変換用半導体素子４ａ〜４ｆと直接電気的に接続されないため、コモンモードの高周波漏れ電流の伝播を誘発するに至らない。従ってインバータ回路４を含む電力変換装置の電磁環境性の悪化を防止することができる。

また、フライバックトランス１０では図５に示す半導体素子８ｈに接続する１次巻線１００の巻き始め端１００ａを内側に配置し、電力変換用半導体素子と直接電気的に接続する２次巻線２００を１次巻線１００の外側に配置している。図６にこのようなフライバックトランス１０における半導体素子８ｈ（図５）のスイッチングによる電圧変動を模式的に示す。図６において、１次巻線１００を構成する第１、第２、第３コイル１０１，１０２，１０３と、インバータ回路４の電力変換用半導体素子４ａ〜４ｆと直接電気的に接続する２次巻線２００との間に形成される浮遊容量Ｃ１２を示す。１次巻線１００は同じターン数の３層のコイル層を構成する第１〜第３コイル１０１〜１０３を有し、２次巻線２００は１層のコイルからなる場合を例示している。

ここで、１次巻線１００に印加される直流電圧Ｖｉｎを半導体素子８ｈで高周波で開閉制御すると、開閉にともない第１〜第３コイル１０１〜１０３の電圧は、図６に示す電圧ｖ１１，ｖ１２，ｖ１３と０との間を変動する。このとき、２次巻線２００には、１次巻線１００との巻数比が３：１であるので１／３Ｖｉｎの電圧が発生する。なお、入力直流電源の陰極側を基準にして各部の電圧を表している。従って、１次巻線１００の第３コイル１０３と２次巻線２００との間に次式で示す高周波ノイズ電流Ｊ１が発生する。
Ｊ１＝（Ｃ１２）×（ｄＶ／ｄｔ）・・・（１）
ただし、上式においてＣ１２は第３コイル１０３と２次巻線２００との間の浮遊容量、Ｖは第３コイル１０３と２次巻線２００との間に印加される電圧変動である。
電圧変動が最大である第１コイル１０１を最内層に配置し２次巻線２００から遠ざけることにより、式（１）に示す（ｄＶ／ｄｔ）項が小さくなるため、高周波ノイズ電流Ｊ１の発生が軽減される。

高周波ノイズ電流Ｊ１は、図７に一例を示すようにフライバックトランス１０からドライブ回路７を介してインバータ回路４の電力変換用半導体素子４ａ，４ｄ他へと矢印のように伝播する。インバータ回路４の電力変換用半導体素子４ａ，４ｄは冷却のため冷却フィン４８上に設置されており、電力変換用半導体素子４ａ，４ｄと冷却フィン４８との間に形成される浮遊容量Ｃｓが伝播経路となり、高周波ノイズ電流Ｊ１はフライバックトランスの２次巻線２００⇒インバータ回路４の電力変換用半導体素子４ａ，４ｄ⇒浮遊容量Ｃｓ⇒冷却フィン４８⇒アースへと流出し、コモンモード電流となる。上記コモンモード電流は、その循環ループの大きさから特に放射ノイズ源となり電力変換装置の電磁環境適合性を悪化させるため、コモンモード電流の低減は製品開発において解決すべき課題である。この実施の形態によれば、高周波ノイズ電流Ｊ１の発生が軽減されるので、コモンモード電流を低減できる。

図８に、上記図６とは異なる高周波ノイズ電流の発生機構を示す。図８において、第１コイル〜第３コイル１０１，１０２，１０３（１次巻線１００）の漏洩インダクタンスＬ１、２次巻線２００の漏洩インダクタンスＬ２１，Ｌ２２、１次巻線１００の巻き始め端１００ａと２次巻線２００の間に形成される浮遊容量Ｃ３とする。この実施の形態のフライバックトランス１０では図８に示すように半導体素子８ｈ（図５）に接続する１次巻線１００の巻き始め端１００ａと２次巻線２００との間に形成される浮遊容量Ｃ３が小さいため、浮遊容量Ｃ３と、１次巻線１００の漏洩インダクタンスＬ１もしくは２次巻線２００の漏洩インダクタンスＬ２１、Ｌ２２とに起因する直列共振点を高周波域に移動させることができる。上記直列共振点が高周波域に移動すると、発生する高周波ノイズ電流も高周波域に移動する。高周波域であるほどインバータ回路４等の内部の抵抗は、表皮効果等により増加するため高周波ノイズ電流の振幅は抑制される。すなわち、低ノイズ化を実現できる。

この実施の形態におけるフライバックトランス１０では、図１に示すようにコア２０の脚部２０ａに近い最内層に３次巻線３００を設置している。上記３次巻線３００に対し、コア２０のエアギャップＧを形成する腕部２１ａ，２２ａの対向部近傍からの漏洩磁束が鎖交するが、３次巻線３００には図５に示すようにコンデンサ８ｎが接続されているため実質的に短絡状態であり、上記鎖交する漏洩磁束を打ち消す方向の電流が流れ、上記漏洩磁束が打ち消される。すなわち３次巻線３００は漏洩磁束に対し電磁シールドとして機能する。従って１次巻線に鎖交する漏洩磁束を低減でき、結果として渦電流損失を軽減できる。本発明のようなフライバックトランス１０では１次巻線１００に流れる電流は大きいため、１次巻線１００での渦電流損の軽減はフライバックトランス全体の低損失化に直結するので効果的である。なお、コア２０の脚部２０ａと１次巻線１００との距離を大きくし、エアギャップ近傍からの漏れ磁束による渦電流損失を軽減しているので、３次巻線３００にコンデンサ８ｎが接続されていなくても充分に渦電流損失を低減することが可能である。また、コア２０の脚部２０ａと１次巻線１００との距離を大きくし、この空いたスペースに３次巻線３００を配置したので、スペースの有効活用が可能となり、フライバックトランスの大型化を招くおそれがない。
本実施の形態１によれば、低ノイズ化と低損失を同時に実現するフライバックトランス１０を得ることができる。

なお、フライバックトランスの巻線構造は図１に示したものに限られるものではない。例えば、図９に示すようなものであってもよい。図９において、フライバックトランス５０は、１次巻線１００と２次巻線２００との間に設けられた角形筒状の４次巻線４００を有する。コア２０は、継鉄部２１ｃ，２２ｃの左右方向の長さが４次巻線の分だけ長い点以外は、図１のコア２０と同様のものである。この場合も、脚部２０ａを中心にして角形筒状の３次巻線３００、１次巻線１００、４次巻線４００、２次巻線２００が、この順に内側から外側に向かって同心状に配置されている。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。なお、４次巻線４００は、電力変換用半導体素子と直接電気的に接続されない巻線であり、第３の負荷としての通信装置や冷却ファン等の電源に使用される。

この場合は、１次巻線１００と２次巻線２００との間に４次巻線４００が設けられているので、１次巻線１００と２次巻線２００との距離が遠くなり両者の間の浮遊容量（図６の浮遊容量Ｃ１２参照）が小さくなる。従って、１次巻線１００から２次巻線２００へ伝搬する高周波ノイズ電流も図１に示したフライバックトランス１０に比べ小さくなる。

実施の形態２．
図１０、図１１は本発明の実施の形態２を示すものであり、図１０はフライバックトランスの構成を示す断面図、図１１はフライバックトランスの巻線図である。これらの図において、フライバックトランス６０は、１次巻線１００の外側に設けられた複数の電力供給用２次巻線としての３個の２次巻線２２０，２３０，２４０を有する。２次巻線２２０，２３０，２４０は、図４に示したインバータ回路４の第１、第２、第３ハーフブリッジ回路４１，４２，４３をそれぞれ駆動するためのドライブ回路７に与える電源用として使用される。２次巻線２２０，２３０，２４０は、３個とも角形筒状の同じ形状のものであり、図１０において１次巻線１００の外側にあってかつ軸方向である上下方向に重なるようにして配置されている。２次巻線２２０は、同じ巻数の角形環状の第１コイル２２１、第２コイル２２２、第３コイル２２３を有し、これら３個の第１コイル２２１、第２コイル２２２、第３コイル２２３は、内側から外側に向かってこの順に同心に３層をなすように配設されている。第１コイル２２１と第２コイル２２２と第３コイル２２３とは、直列に接続されて２次巻線２２０を構成しており、１次巻線１００と２次巻線２２０との巻数比は３：１である。

２次巻線２３０は、同じ巻数の角形環状の第１コイル２３１、第２コイル２３２、第３コイル２３３を有し、これら３個の第１コイル２３１、第２コイル２３２、第３コイル２３３は、内側から外側に向かってこの順に同心に３層をなすように配設されている。第１コイル２３１と第２コイル２３２と第３コイル２３３とは、直列に接続されて２次巻線２３０を構成しており、１次巻線１００と２次巻線２３０との巻数比は３：１である。２次巻線２４０は、同じ巻数の角形環状の第１コイル２４１、第２コイル２４２、第３コイル２４３を有し、これら３個の第１コイル２４１、第２コイル２４２、第３コイル２４３は、内側から外側に向かってこの順に同心に３層をなすように配設されている。第１コイル２４１と第２コイル２４２と第３コイル２４３とは、直列に接続されて２次巻線２４０を構成しており、１次巻線１００と２次巻線２４０との巻数比は３：１である。なお、各２次巻線２２０，２３０，２４０の巻き始め端を黒丸●、巻き終わり端を白丸（○）で示している。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。

本実施の形態では、インバータ回路４の電力変換用半導体素子４ａ〜４ｆのゲートと直接電気的に接続される２次巻線２２０，２３０，２４０が、それぞれ高さ（軸）方向の巻線寸法を同じにして巻回された３層の第１〜第３コイルで構成されている。そのため、１次巻線１００と各２次巻線２２０，２３０，２４０（２２１，２３１，２４１）との対向面積が約３分の1に減少し、巻線間の浮遊容量を更に減少させることができる。本実施の形態では上記式（１）のＣ１２を図１に示したフライバックトランス１０よりも減少させることが可能であり、高周波ノイズ電流の発生を低減できる。なお、各２次巻線２２０，２３０，２４０を構成する各第１〜第３コイルは環状であるものを示したが、２次巻線の電流、電圧、巻数その他の仕様によって環状ないし筒状のものが採用される。
本実施の形態により、低損失と低ノイズを同時に実現するフライバックトランスを得ることができる。

実施の形態３．
図１２、図１３は本発明の実施の形態３を示すものであり、図１２はフライバックトランスの構成を示す断面図、図１３のフライバックトランスの変形例の構成を示す断面図である。図１２において、フライバックトランス７０は、１次巻線１００の外側に設けられた複数の一括巻回２次巻線としての三相分３個の２次巻線２５１，２５２，２５３を有する。２次巻線２５１，２５２，２５３は、図４に示したインバータ回路４の第１、第２、第３ハーフブリッジ回路４１，４２，４３をそれぞれ駆動するためのドライブ回路７に与える電源用として使用される。１次巻線１００と各２次巻線２５１，２５２，２５３との巻数比は３：１である。２次巻線２５１，２５２，２５３は、三相分として互いに絶縁された導体を３本一括して軸方向（図１２の上下方向）に並べて、巻き始め端２５１ａ，２５２ａ，２５３ａ（●）から径方向に外側に向かって３ターン巻き、続いて導体３本分上へずらし再び内側から外側に向かって３ターン巻き、このような作業を繰り返して各２次巻線が所定巻数（巻数比１次巻線：２次巻線＝３：１）になるまで巻回して巻終わり端２５１ｂ，２５２ｂ，２５３ｂ（○）にて終了する。これにより、３個の２次巻線２５１，２５２，２５３が一括して巻回されたコイルが形成される。なお、巻線図は図１１に示す巻線図と同様である。

また、図１３に示すようなフライバックトランス８０であってもよい。フライバックトランス８０は、１次巻線１００の外側に設けられた複数の一括巻回２次巻線としての三相分３個の２次巻線２６１，２６２，２６３を有する。２次巻線２６１，２６２，２６３は、図４に示したインバータ回路４の第１、第２、第３ハーフブリッジ回路４１，４２，４３をそれぞれ駆動するためのドライブ回路７に与える電源用として使用される。１次巻線１００と各２次巻線２６１，２６２，２６３との巻数比は３：１である。２次巻線２６１，２６２，２６３は、互いに絶縁された導体を３本一括して軸方向（図１３の上下方向）に並べて、巻き始め端２６１ａ，２６２ａ，２６３ａ（●）から図１３における上方へ螺旋状に巻いて行き、上端で２層目へ折り返す。２層目下端で再び折り返し。このような作業を繰り返して各２次巻線が所定巻数（巻数比１次巻線：２次巻線＝３：１）になるまで巻回して巻終わり端２６１ｂ，２６２ｂ，２６３ｂ（○）にて終了する。

本実施の形態では、インバータ回路４の電力変換用半導体素子４ａ〜４ｆと直接電気的に接続される２次巻線２５１，２５２，２５３や２次巻線２６１，２６２，２６３が、３巻線分の導体を一括で巻き込んで形成されたコイル層により構成されるため、１次巻線１００との対向面積が約３分の1に減少し、巻線間の浮遊容量を減少させることができる。すなわち、本実施の形態では式（１）のＣ１２を減少させることが可能であり、高周波ノイズ電流の発生を抑制できる。
本実施の形態により、低損失と低ノイズを同時に実現するフライバックトランスを得ることができる。

実施の形態４．
図１４は本発明の実施の形態４であるフライバックトランスの構成を示す断面図である。図１４において、フライバックトランス９０は、１次巻線１１０を有する。１次巻線１１０は、筒状コイルとしての同じ巻数の角形筒状の第１コイル１１１、第２コイル１１２、第３コイル１１３、第４コイル１１４を有し、これら４個の第１コイル１１１、第２コイル１１２、第３コイル１１３、第４コイル１１４は、内側から外側に向かってこの順に同心に４層をなすように配設されている。第１コイル１１１と第２コイル１１２と第３コイル１１３と第４コイル１１４とは、直列に接続されて１次巻線１１０を構成しており、１次巻線１１０と２次巻線２００との巻数比は４：１である。１次巻線１１０の巻き始め端１１０ａを黒丸●、入力直流電源の陽極側の端子８ａとの接続部としての巻き終わり端１１０ｂを白丸（○）で示しており、図示しないボビンの下方側の鍔の内側に巻き始め端１１０ａ、巻き終わり端１１０ｂが位置するようにされている。半導体素子８ｈとの接続部としての１次巻線１１０の巻き始め端１１０ａには半導体素子８ｈ（図５）が接続される。図示しない鍔付のボビンに巻回された角形筒状の３次巻線３００、１次巻線１１０、２次巻線２００は、脚部２０ａを中心にして同心状に配置されている。なお、フライバックトランス９０の巻線図は図２と同様である。

本実施の形態では、複数のコイル層で形成される１次巻線１１０が、偶数層（４層）のコイル層により構成されている。従って、１次巻線１１０の両端である巻き始め端及び巻き終わり端１１０ａ，１１０ｂをともに図示しないボビンの一方の鍔側（図１４では下方側）に位置するようにできるので、１次巻線１１０の両端の引き出しすなわち引出し線の接続が容易となり、生産性が向上する。
本実施の形態によれば、低損失と低ノイズを同時に実現するとともに生産性を向上できる。

なお、上記各実施の形態においては、コアはフェライトで形成されているものを示したが、他の適切な磁性材料例えば珪素鋼板、アモルファス磁性材料等であってもよい。形状も、額縁状ではなく巻鉄心にてフィールドトラック状等に形成することもできる。また、各巻線やコイルの形状も、円形、フィールドトラック状、その他の形状であってもよい。
また、本発明は、その発明の範囲内において、上述した各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変更、省略することが可能である。

４インバータ回路、４ａ〜４ｄ電力変換用半導体素子、４ａｇ，４ｄｇゲート、
６フォトカプラ、７ドライブ回路、８フライバックコンバータ、
８ｈ半導体素子、８ｋ制御回路、１０フライバックトランス、２０コア、
２０ａ脚部、２１第１コア、２２第２コア、２１ａ，２２ａ腕部、
３０絶縁ゲートドライブ回路、４１〜４３第１〜第３ハーフブリッジ回路、
５０，６０，７０，８０、９０フライバックトランス、１００１次巻線、
１００ａ巻き始め端、１００ｂ巻き終わり端、１０１〜１０３第１〜第３コイル、
１１０１次巻線、１１０ａ巻き始め端、１１０ｂ巻き終わり端、
１１１〜１１４第１コイル〜第４コイル、２００２次巻線、２２０２次巻線、
２２１〜２２３第１コイル〜第３コイル、２３０２次巻線、
２３１〜２３３第１コイル〜第３コイル、２４０２次巻線、
２４１〜２４３第１コイル〜第３コイル、２５１，２５２，２５３２次巻線、
２６１，２６２，２６３２次巻線、３００３次巻線、４００４次巻線。

Claims

コアと１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有し、開閉素子を開閉駆動することにより電力の変換を行う電力変換器の前記開閉素子の駆動用電力を供給する直流電源装置に用いられるフライバックトランスであって、
前記コアは、脚部を有し、前記脚部はエアギャップを形成するエアギャップ形成部を有するものであり、
前記１次巻線は、内側から外側に向かって同心に互いに隣接する複数層をなすように配置された筒状の複数の筒状コイルを有し、これら複数の筒状コイルが直列に接続されたものであり、
前記２次巻線は、筒状ないし環状に形成されたものであり、
前記３次巻線は、筒状に形成されたものであり、
前記脚部を囲んで前記３次巻線、前記１次巻線、前記２次巻線の順に多層に配設されたものであり、
前記１次巻線の前記筒状コイルのうちの最内層の筒状コイルがスイッチを介して直流電源の一方の極に接続され、前記１次巻線の前記筒状コイルのうちの最外層の筒状コイルが前記直流電源の他方の極に接続され、
前記スイッチを開閉することにより前記２次巻線に発生する電力が前記電力変換器の開閉素子に駆動用電力として供給され、前記３次巻線に発生する電力が前記開閉素子とは別の第２の負荷に供給されるものである
フライバックトランス。
前記２次巻線は、複数の電力供給用２次巻線を有するものであって、
前記各電力供給用２次巻線は、複数層をなすように配置された複数の筒状ないし環状のコイルを有し、これら複数の筒状ないし環状のコイルが直列に接続されたものであり、
前記複数の電力供給用２次巻線が前記１次巻線に対向するようにしてかつ前記１次巻線の軸方向に互いに重なるようにして配置されたものである
請求項１に記載のフライバックトランス。
前記２次巻線は、互いに絶縁された複数の導体を一括して筒状に巻回されたものである
請求項１に記載のフライバックトランス。
筒状の４次巻線が設けられたものであって、
前記４次巻線は、前記１次巻線と前記２次巻線との間に設けられ、前記開閉素子及び前記第２の負荷とは別の第３の負荷が接続されるものである
請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のフライバックトランス。
前記１次巻線は、偶数の筒状コイルを有するものであって、
前記偶数の筒状コイルは、鍔付のボビンに多層に巻回されるとともに前記１次巻線の巻き始め及び巻き終わりがともに前記ボビンの前記鍔の一方側に位置するようにされたものである
請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載のフライバックトランス。