CN105099205A

CN105099205A - 开关电源、反激式变换器及变压器

Info

Publication number: CN105099205A
Application number: CN201510493392.4A
Authority: CN
Inventors: 黄秋凯; 李新磊; 胡志亮; 金超鹏
Original assignee: Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Current assignee: Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority date: 2015-08-12
Filing date: 2015-08-12
Publication date: 2015-11-25
Anticipated expiration: 2035-08-12
Also published as: US9871452B2; US20170047848A1; CN105099205B

Abstract

本发明公开了一种开关电源、反激式变换器及变压器，通过将原边绕组划分为第一原边绕组和第二原边绕组两部分，将功率开关连接在第一原边绕组和第二原边绕组之间，同时在变压器中将副边绕组在磁芯径向方向上设置于第一原边绕组与第二原边绕组之间，可以使得第一原边绕组与副边绕组之间的电流与第二原边绕组与副边绕组之间的电流方向相反，从而减小原副边之间的共模传导电流。由此，可以在不使用屏蔽绕组和Y电容的前提下实现对于EMI的优化，并在减少器件数量的同时增加变压器的填充系数和耦合效率。

Description

开关电源、反激式变换器及变压器

技术领域

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种开关电源、反激式变换器及变压器。

背景技术

对功率变换器的功率密度和体积要求越来越高，它的广泛应用也不可避免地带来了电磁兼容问题。功率变换器中功率开关的开关过程产生的电流跳变和电压跳变，会引起严重的传导型电磁干扰、谐波干扰、以及强电磁场辐射。

传导干扰以电压或电流的共模(不对称)和差模(对称)形式出现。共模(CM)传导干扰和差模(DM)传导干扰产生的内部机理有所不同,共模干扰是指通过相线、对地寄生电容，再由地形成的回路干扰，它主要是由较高的电压跳变与寄生电容间的相互作用而产生的高频振荡。差模干扰则是指相线之间的干扰，直接通过相线与电源形成回路，它主要是由电力电子设备产生的脉动电流引起的。现有技术中，一般通过增加Y电容和在变压器中增加屏蔽线圈来减小电磁干扰(EMI)中的共模传导干扰。

如图1所示，在现有技术中，部分反激式变换器通过在原边接地端和副边接地端之间增加Y电容来减小造成EMI(ElectroMagneticInterference,电磁干扰)的共模电流。图中，两端连接虚线的电容C9-C11为原副边耦合电容。增加Y电容C14后，会使原来的噪声通过原副边耦合电容再流入大地的路径改变，直接从变压器的副边绕组传递到原边地再到D点处，减小了由接地端通过相线流回开关电源的电流，从而可以优化EMI。但是实际中Y电容会存在漏电流的问题，使其不能在一些对漏电流敏感的电路系统中使用。

如图2所示，在现有技术中，部分反激式变换器通过在变压器中增加屏蔽绕组来减小EMI中的共模电流。屏蔽线圈被设置在原边绕组和副边绕组之间，以减小两者之间的耦合电容，从而减小从原边绕组流入副边绕组的共模传导电流。但是，屏蔽绕组会与副边绕组存在耦合电容，由于屏蔽绕组的存在，会使得变压器中原副边绕组的耦合系数降低，从而降低了电路的转换效率。而且，多增加一层屏蔽后，减小了变压器的有效填充系数，不利于电路的小型化。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种开关电源、反激式变换器及变压器，可以在不使用屏蔽绕组和Y电容的前提下实现对于EMI的优化，并在减少器件数量的同时增加变压器的填充系数和耦合效率。

第一方面，提供一种反激式变换器，包括：

功率开关，受控地导通和关断以控制流过原边侧的电流；

第一原边绕组，连接在输入端和所述功率开关之间；

第二原边绕组，连接在所述功率开关的第二端和原边接地端之间；

副边绕组；

副边整流滤波电路，与所述副边绕组连接，用于输出稳定的电流/电压；

其中，所述第一原边绕组的同名端与所述功率开关的第一端连接，所述第二原边绕组的同名端与所述原边接地端连接接；

其中，所述第一原边绕组、所述第二原边绕组和所述副边绕组围绕同一磁芯卷绕，所述副边绕组在所述磁芯的径向方向上设置于所述第一原边绕组和第二原边绕组之间。

优选地，所述第一原边绕组与所述副边绕组具有第一匝比，所述第二原边绕组与所述副边绕组具有第二匝比，所述第一匝比和所述第二匝比具有预定关系以使得从第一原边绕组流入副边绕组的位移电流接近于从所述副边绕组流入所述第二原边绕组的位移电流。

优选地，所述第一原边绕组具有第一电感值，所述第二原边绕组具有第二电感值，所述第一电感值和所述第二电感值具有预定关系以使得从第一原边绕组流入副边绕组的位移电流接近于从所述副边绕组流入所述第二原边绕组的位移电流。

优选地，所述副边整流滤波电路包括：

整流二极管，阳极与所述副边绕组的同名端连接，阴极与输出端连接；

滤波电容，连接在所述输出端和副边接地端之间。

优选地，在所述磁芯的径向方向上，所述第一原边绕组、所述副边绕组和所述第二原边绕组由内到外依次设置，或者由外到内依次设置。

优选地，在所述磁芯的径向方向上，所述第一原边绕组的非同名端和所述第二原边绕组的同名端与所述副边绕组相邻设置。

第二方面，提供一种变压器，应用于反激式变换器，所述变压器包括：

第一原边绕组；

第二原边绕组；

副边绕组；以及

磁芯；

所述第一原边绕组、所述第二原边绕组和所述副边绕组围绕所述磁芯卷绕，所述副边绕组在所述磁芯的径向方向上设置于所述第一原边绕组和第二原边绕组之间。

第三方面，提供一种开关电源，包括：

整流器；

电容；以及

如上所述的反激式变换器。

通过将原边绕组划分为第一原边绕组和第二原边绕组两部分，将功率开关连接在第一原边绕组和第二原边绕组之间，同时在变压器中将副边绕组在磁芯径向方向上设置于第一原边绕组和第二原边绕组之间，可以使得第一原边绕组与副边绕组之间的电流与第二原边绕组与副边绕组之间的电流方向相反，从而减小共模电流。由此，可以在不使用屏蔽绕组和Y电容的前提下实现对于EMI的优化，并在减少器件数量的同时增加变压器的填充系数和耦合效率。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是现有技术中具有Y电容的反激式变换器的电路示意图；

图2是现有技术中设置有屏蔽绕组的变压器的截面示意图；

图3a是用于分析反激式变换器的共模传导电流的电路模型示意图；

图3b是图3a所示的电路模型中变压器的截面示意图；

图3c是图3b所示的变压器的电压变化等效示意图；

图4a是本发明实施例的反激式变换器的电路示意图；

图4b是本发明实施例的反激式变换器的电路模型示意图；

图4c是本发明实施例的反激式变换器的变压器截面示意图；

图4d是本发明实施例的变压器的电压变化等效示意图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

为了更好地了解共模电流(传导干扰)的来源，首先对于现有的反激式变换器的电路模型进行分析。图3a是用于分析反激式变换器的共模传导电流的电路模型示意图。如图3所示，由反激式变换器构成的开关电源包括二极管D1-D4构成的整流桥、连接在反激式变换器输入端的电容C5以及反激式变换器1。反激式变换器1包括原边绕组L1、功率开关S、副边绕组L2和由整流二极管D7与滤波电容C8构成的整流滤波电路。

某些情况下，反激式变换器1还可以包括连接在原边绕组L1两端的RCD吸收电路，RCD吸收电路包括并联连接的电阻R3、电容C6和连接在上述并联电路和原边绕组L1的同名端之间的二极管D5构成。某些情况下，反激式变换器1还可能具有用于控制和/或供电的辅助绕组L3以及对应设置的二极管D6(图中用虚线表示)和电容C7。

同时，为了分析方便，在图3a中，在连接到整流桥的交流供电线上设置了线路阻抗稳定网络(LISN，LineImpedanceStabilizationNetwork)，通过LISN中的电流来判断电路中的共模电流的大小。

对于图3a所示的电路模型，电路中的噪声源为功率开关S的第一端D点(在采用MOSFET作为功率开关时，第一端为MOSFET的漏极)、与二极管D7的阳极连接的E点以及与二极管D6的阳极连接的点。上述点由于与开关器件连接，在开关器件在导通和关断间切换时会导致该点的电压跳变，从而引起干扰。为了简单起见，在本发明的分析中不考虑辅助绕组L3相关的电路。同时，现有技术中已经有不使用辅助绕组L3的反激式变换器，因此，以下分析可以完全适用于这类反激式变换器。

由于变压器的原边接地端的电压与大地电压只存在工频的变化，且实际中原边接地端与大地间耦合电容较大，因此，可以认为原边接地端与大地相对于开关频率为稳定电压点。实际中，变压器的副边接地端与大地间也存在较大的耦合电容，认为副边接地端与大地为电压稳定点。综上，所以认为变压器原边地与副边地之间的电压为稳定不变的。即C点与F点之间电压为稳定不变的。

在图3a中，由于D点和E点的电压会跳变，因此，原副边绕组的耦合电容C9-C11会形成由原边绕组L1到副边绕组L2的电流通路，传导共模传导电流。

其中，对于火线L，其共模传导干扰回路包括如下三种：

1.电流从D点通过电容C12到大地，通过电阻R1以及电容C3到整流桥。在输入交流电AC_in正半周时，电流流过二极管D1到达A点，再经过电容C5到达B点，从B点经过功率开关S到达D点。在输入交流电AC_in负半周时，流过二极管D3到达B点，再经过电容C5到达A点，进而A点经过原边绕组L1到达D点。

2.电流从D点通过电容C11、电容C13到大地，或者通过电容C10、整流二极管D7和滤波电容C8到大地，通过电阻R1和电容C3到整流桥。在输入交流电AC_in正半周时，电流流过二极管D1到达A点，再经过电容C5到达B点，从B点经过功率开关S到达D点；在输入交流电AC_in负半周时，电流流过二极管D3到达B点，再经过电容C5到达A点，在从A点经过原边绕组L1到达D点。

3.电流从E点通过整流二极管D7、滤波电容C8和电容C13到大地，通过电阻R1和电容C3到整流桥。输入交流电AC_in正半周时，电流流过二极管D1到达A点，输入交流电AC_in负半周时，电流流过二极管D3到达B点，再经过电容C5到达A点。最后，电流从A点经过电容C9到达E点。

其中，上述第二种和第三种传导干扰回路为经过变压器原副边耦合电容的传导干扰回路，也即，电流从原边流向副边。

类似地，可以分析获得零线N的共模传导干扰回路。

图3b为图3a所示的电路模型中变压器的截面示意图。如图3b所示，变压器包括原边绕组L1、副边绕组L2以及磁芯Core以及框架。框架可以与磁芯一体成型。原边绕组L1的D端与副边绕组L2的E端为同名端。变压器中原边绕组与副边绕组之间存在耦合电容，(如图3a中C9、C10、C11)。为了简化模型，可以认为变压器中各绕组间仅在上下方向存在耦合电容，如图3b所示，原边绕组L1的D端到G端与副边绕组的F端到E端之间存在电容，原边绕组的C端到G端与副边绕组的F端到E端之间存在电容(图中，原边绕组分两层绕制)。

通常，原边绕组每层匝数会大于副边绕组的每层匝数。在原边绕组的电压变化时，磁芯中磁通发生变化，副边绕组的电压也会发生变化，其中原边电压变化为对应地，副边电压变化为其中，N_pri为原边绕组匝数，N_sec为副边绕组匝数，φ为磁通。

当功率开关S从导通变为关断时，D点的电压相对于C点升高，同时使得副边侧E点的电压也相对于F点升高，但是由于副边绕组匝数远少于原边绕组匝数，E点的电压变化较原边侧D变化较小。

图3c为图3b所示的变压器的电压变化等效示意图。如图3c所示，其横坐标表示各点在磁芯轴向上的位置，纵坐标表示个点在功率开关切换时的电压变化值。此时原边绕组D端到G端的电压升高幅度大于副边线圈F端到E端，同时，原边绕组C端到G端的电压升高幅度也大于副边线圈F端到E端，由此，原边绕组L1和副边绕组之间的耦合电容会被充电，充电电流分别记为i1(图中实线箭头线显示)和i2(图中虚线箭头线显示)。充电电流i1和i2都会从原边绕组L1流入副边绕组L2，该充电电流就是变压器中的共模传导电流。

根据以上分析可知，共模传导电流的大小受耦合电容两端电压变化斜率和电容大小决定，即

当功率开关S从关断变为导通时，D点电压相对于C点变低，类似地，也会在原边绕组和副边绕组之间产生共模传导电流。

基于共模传导电流的产生原理，本发明实施例提出一种反激式变换器及变压器以减小所述共模传导电流。

图4a为本发明实施例的反激式变换器的电路示意图。如图4a所示，本发明实施例的反激式变换器包括功率开关S、第一原边绕组L1、第二原边绕组L4、副边绕组L2和副边整流滤波电路。

其中，功率开关S受控地导通和关断以控制流过原边侧的电流。

第一原边绕组L1连接在输入端C点和功率开关S之间，第一原边绕组的同名端与功率开关的第一端连接，也即，在D点连接。

第二原边绕组L4连接在功率开关S的第二端J和原边接地端K之间，第二原边绕组的同名端与原边接地端K连接。

副边绕组L2的同名端以使得电流流过时具有与原边绕组方向相反的磁通的方式设置。

应理解，在本发明实施例中，同名端是指一组绕组(也即两个或两个以上绕组)中，在同一交变磁通的作用下任一时刻该组绕组中都具有相同电势极性的端。在图4a中，第一原边绕组L1和第二原边绕组L4的连接方式使得两者电流流过原边侧电路时具有相同的磁通方向，而副边绕组L2具有与第一原边绕组L1和第二原边绕组L4不同的磁通方向。

副边整流滤波电路与副边绕组L2连接，用于输出稳定的电流/电压。

优选地，副边整流滤波电路RF可以包括整流二极管D7和滤波电容C8。其中，在第一原边绕组的同名端与功率开关的第一端连接，且第二原边绕组的同名端与原边接地端K连接的前提下，整流二极管D7的阳极与副边绕组L2的同名端连接，也即连接端为E点，阴极与输出端连接。滤波电容C8连接在所述输出端和副边接地端F之间。

图4b为本发明实施例的反激式变换器的电路模型示意图。为了更好地分析共模传导电流的路径，除了反激式变换器外，图4b中还示出了开关电源的整流桥、电容，并设置了线路阻抗稳定网络LISN，上述部件或电路的设置以及与反激式变换器的连接关系与图3a所示的电路相同，因此在此不再赘述。应理解，虽然为了便于分析图4b中省略了RCD吸收电路，但是其可以在必要时应用于本发明实施例的反激式变换器。

还应理解，本实施例以不使用辅助绕组的反激式变换器为例进行说明，但是，本实施例的方案也可以适用于使用辅助绕组的反激式变换器。

如图4b所示，本发明实施例的反激式变换器的噪声源为即功率开关S的第一端连接的D点、第二端连接的J点以及副边侧，整流二极管D7的阳极E点。同时，与图3a类似，C点、F点和K点为电路中电压稳定的静点。第一原边绕组L1的D端，第二原边绕组L4的K端，副边绕组L2的E端为同名端。

由此，可以分析火线L的共模传导电流的传导回路可以包括如下4种：

1、电流从D点通过电容C19到大地，通过电阻R1和电容C3到整流桥。在输入交流电AC_in正半周时，流过二极管D1到达A，在输入交流电AC_in负半周时，流过D3到达B，再经过C5到达A。最后，电流从A点经过第一原边绕组L1到达D点。

2、电流从D点通过电容C15，整流二极管D7和滤波电容C8到副边接地端或者通过电容C16到副边接地端，再通过电容C13到大地，并进而通过电阻R1和电容C3到整流桥。在输入交流电AC_in正半周时，电流流过二极管D1到达A点，再经过电容C5到达B点；在输入交流电AC_in负半周时，电流流过二极管D3到达B点，再经过电容C5到达A点。最后，电流从A点经过第一原边绕组L1到达D点。

3、电流从J点通过电容C12到大地，再通过电阻R1和电容C3到整流桥。在输入交流电AC_in正半周时，电流流过二极管D1到达A点，再经过电容C5到达B点；在输入交流电AC_in负半周时，电流流过二极管D3到达B点。最后，电流从B点经过第二原边绕组L4到达J点。

4、电流从J点通过电容C17，整流二极管D7和滤波电容C8到副边接地端或者通过电容C18到副边接地端，再通过电容C13到大地，并进而通过电阻R1和电容C3到整流桥。在输入交流电AC_in正半周时，电流流过二极管D1到达A点，再经过电容C5到达B点；在输入交流电AC_in负半周时，电流流过二极管D3到达B点。最后，电流从B点经过L4到达J点。

类似地，零线N也具有4条不同的共模传导电流的传导回路。

由以上分析可知，通过上述回路2和4传导的电流均通过反激式变换器的原副边耦合电容。通过改变绕组的设置方式和位置，即可以实现原副边件的位移电流相互抵消，从而减小共模传导电流。

图4c是本发明实施例的反激式变换器的变压器截面示意图。如图4c所示，在本发明实施例中，第一原边绕组L1、第二原边绕组L4和副边绕组L2围绕同一磁芯Core卷绕，并且，副边绕组L2在磁芯的径向方向上设置于第一原边绕组L1和第二原边绕组L4之间。

在图4c中，第一原边绕组L1和第二原边绕组L4以双层方式进行卷绕，第一原边绕组L1包括由C端至G端的第一层P11和由G端到D端的第二层P12，第二原边绕组L2包括由J端到L端的第一层P21和由L端到K端的第二层P22。副边绕组L2以单层方式卷绕，其包括由E端到F端的一层。以上描述的绕组的各端与图4b所示电路图中的电路点对应。应理解，本发明实施例的反激式变换器的变压器也可以采用其它的卷绕方式，例如，三组绕组均为单层卷绕，或均为多层卷绕，各组绕组的卷绕层数也可以根据需要设置为相同或不同。

同时，如图4c所示，第一原边绕组L1、副边绕组L2和第二原边绕组L4在磁芯Core的径向方向上由外到内依次设置。应理解，本发明实施例的反激式变换器的变压器也可以采用其他的设置方式，例如第一原边绕组L1、副边绕组L2和第二原边绕组L4在磁芯Core的径向方向上由内到外依次设置。

在第一原边绕组L1与副边绕组L2之间存在耦合电容，其中，第一层(C端至G端)由于更靠近副边绕组，因此，耦合电容C_ps11(邻层电容)较大，第二层(D端至G端)耦合电容(隔层电容)较小，可记为k*C_ps11，其中k为隔层电容与邻层电容的比例。类似地，在第二原边绕组L4与副边绕组L2之间也存在耦合电容，其中，第二层(K端至L端)由于更靠近副边绕组，因此，耦合电容C_ps12较大，第一层(K端至L端)的耦合电容较小，可记为k*C_ps11，k为隔层电容与邻层电容的比例，在本实施例中为了方便分析，将第一原边绕组L1和第二原边绕组L4的隔层电容与邻层电容的比例设置为相同。

图4d为本发明实施例的变压器的电压变化等效示意图。结合图4a至图4d，在功率开关S由导通变为关断时，D点电压相对于C点上升，E点电压相对于F点上升，J点电压相对于K点电压下降。如前所述，C点、F点和K点由于为电压稳定点，其电压变化值为0。J点由于电压下降，其电压变化值为负值。

相对于D点，副边侧E点的电压上升较小，由此会使得第一原边绕组L1与副边绕组L2之间的耦合电容被充电，产生由第一原边绕组L1流向副边绕组L2的位移电流。在图4d中，第一原边绕组L1的第二层(D端到G端)对副边绕组L2(F端到E端)的充电电流为i1，图4d中虚线箭头为电流方向。第一原边绕组L1的第一层(C端到G端)对副边绕组L2(F端到E端)的充电电流为i2，图中实线箭头为电流方向。

由于E点电压上升，而J点电压下降，同时L点的电压也下降，因此，第二原边绕组L4与副边绕组L2之间耦合电容被反向充电，产生由副边绕组L2流向第二原边绕组L4的位移电流。在图4d中，第二原边绕组L4的第二层(K端到L端)对副边绕组L2(F端到E端)的充电电流为i3，图中实线箭头为电流方向。第二原边绕组L4的第一层(J端到L端)对副边绕组L2(F端到E端)的充电电流为i4，图中虚线箭头为电流方向。

由此，将原边绕组分为两部分，可以使得第一原边绕组和副边绕组间第一位移电流为由原边侧流向副边侧，且第二原边绕组间的第二位移电流为由副边侧流向原边侧，两者相互抵消或部分抵消，从而减小共模传导电流，优化EMI性能。

同时将副边绕组设置于第一原边绕组和第二原边绕组之间可以使得两个位移电流的大小近似，从而可以抵消更多的部分，更大限度地减小共模传导电流。

进一步地，通过调节第一原边绕组与副边绕组的匝比N1以及第二原边绕组与副边绕组的匝比N2，可以使得第一位移电流等于或近似等于第二位移电流，从而实现两者最大限度地相互抵消，使得原副边之间的共模传导电流最小化。具体地，位移电流大小受耦合电容两端电压变化斜率和电容大小决定，即i＝C*dv/dt。通过调节第一原边绕组L1的匝数N_p1或感值与第二原边绕组L4的匝数N_p2或感值选择合适的比例或关系，使从第一原边绕组Np1流入副边绕组Ns的电流i1与i2之和接近于从副边绕组Ns流入第二原边绕组Np2的电流i3与i4之和，则共模传导干扰回路2与回路4会被极大的减小，起到优化EMI共模干扰的作用。

当功率开关S从关断变为导通时，D点电压变低(相对于C点)，同理可得，其共模传导干扰回路2与回路4的共模传导电流也会被极大的减小，起到优化EMI共模干扰的作用。

以下部分以图4c所示的变压器设置为例，说明对于匝比N1和N2的调整方式。如上所述，第一原边绕组L1和第二原边绕组L4均为两层，其匝数分别为N_p1和N_p2，同时副边绕组L2为一层，其匝数为Ns。

D点从功率开关导通到关断器件的电压变化V_D为：

V_{D} = V_{i n} * \frac{N_{P 1}}{N_{P 1} + N_{P 2}} + N_{1} * V_{O}

其中，V_in为输入电压(也即，C点电压值)，V_o为输出电压。

J点从功率开关导通到关断器件的电压变化V_J为：

V_{J} = - (V_{i n} * \frac{N_{P 2}}{N_{P 1} + N_{P 2}} + N_{2} * V_{O})

E点从功率开关导通到关断器件的电压变化V_E为：

V_{E} = V_{O} + \frac{V_{i n}}{N_{1} + N_{2}} = \frac{V_{D}}{N_{1}} = - \frac{V_{J}}{N_{2}}

从导通切换为关断的时间记为Δt，第一原边绕组L1对副边绕组L2的共模传导电流I_CM1满足：

I_{C M 1} = C_{p s 11} \frac{N_{p 12} - N_{S}}{2 * N_{P 1} * Δ t} V_{D} + k * C_{p s 11} \frac{N_{P 1} + N_{p 12} - N_{S}}{2 * N_{P 1} * Δ t} V_{D}

其中，N_p11为第一原边绕组L1的第一层的匝数。N_p12为第一原边绕组L1第二层的匝数。

第二原边绕组L4对副边绕组L2的共模传导电流I_CM2满足：

I_{C M 2} = C_{p s 12} \frac{N_{p 22} + N_{S}}{2 * N_{P 2} * Δ t} V_{J} + k *_{p s 12} \frac{N_{P 2} + N_{p 22} + N_{S}}{2 * N_{P 2} * Δ t} V_{J}

其中，N_p11为第二原边绕组L4的第一层的匝数。N_p22为第二原边绕组L4第二层的匝数。

其中，假设第一原边绕组L1和第二原边绕组L4与副边绕组L2间的气隙基本相同，则有_{Cps11＝Cps12＝Cps}。

同时，原边绕组的两层结构相同，则有：

N_p11＝N_p12＝0.5*N_P1,N_p21＝N_p22＝0.5*N_P2

由此，在功率开关S由导通变为关断时，从原边侧流向副边侧的共模电流I_CM满足：

I_{C M} = I_{C M 1} + I_{C M 2} = \frac{C_{p s}}{4 * Δ t} [(N_{1} - N_{2}) (3 k + 1) - 4 (k + 1)] (\frac{V_{i n}}{N_{1} + N_{2}} + V_{O})

由上式可知，在如图4c所示的变压器应用于如图4a所述的反激式变换器时，通过设置第一原边绕组L1和第二原边绕组L4的匝比，使得其满足下式：

(N₁-N₂)(3k+1)-4(k+1)＝0

即可使从原边侧流向副边侧的共模传导电流理论上为零。

类似地，通过推导可知，在匝比满足上述公式时，从原边侧流向副边侧共模传导电流在功率开关S从关断变为导通时理论上也为零。

也就是说，将第一原边绕组L1与副边绕组L2的匝比记为第一匝比N1，第二原边绕组L4与副边绕组L1的匝比记为第二匝比N2，第一匝比和第二匝比被设置具有预定关系即可使得从第一原边绕组流入副边绕组的电流接近于从所述副边绕组流入所述第二原边绕组的电流。

同时，通过以电感值为目标进行调节也可以实现相同的效果。

应理解，以上仅以图4c所示方式设置的变压器为例进行说明，在变压器被设置为其它形式时，通过类似的推导也可以得到使得原边侧流向副边侧共模传导电流理论上为零的匝比条件或电感值条件，该条件会随变压器设置形式的变化而变化。

优选地，如图4c所示，在磁芯Core的径向方向上，第一原边绕组L1的非同名端和第二原边绕组L4的同名端与副边绕组L2相邻设置。由于第一原边绕组的非同名端C和第二原边绕组L4的同名端K在电路拓扑中为电压稳定点，其对应的层(C端至G端以及K端至L端)电压变化较小。而与副边绕组L2相邻的层与其具有较大的耦合电容，因此，将电压变化较小的层设置得靠近副边绕组L2，而使得电压变化较大的层远离副边绕组L2，可以进一步减小位移电流，优化EMI。

本发明实施例通过将原边绕组划分为第一原边绕组和第二原边绕组两部分，将功率开关连接在第一原边绕组和第二原边绕组之间，同时在变压器中将副边绕组在磁芯径向方向上设置于第一原边绕组和第二原边绕组之间，可以使得第一原边绕组与副边绕组之间的电流与第二原边绕组与副边绕组之间的电流方向相反，从而减小共模电流。由此，可以在不使用屏蔽绕组和Y电容的前提下实现对于EMI的优化，并在减少器件数量的同时增加变压器的填充系数和耦合效率。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种反激式变换器，包括：

功率开关，受控地导通和关断以控制流过原边侧的电流；

第一原边绕组，连接在输入端和所述功率开关之间；

副边绕组；

其中，所述第一原边绕组的同名端与所述功率开关的第一端连接，所述第二原边绕组的同名端与所述原边接地端连接；

2.根据权利要求1所述的反激式变换器，其特征在于，所述第一原边绕组与所述副边绕组具有第一匝比，所述第二原边绕组与所述副边绕组具有第二匝比，所述第一匝比和所述第二匝比具有预定关系以使得从第一原边绕组流入副边绕组的位移电流接近于从所述副边绕组流入所述第二原边绕组的位移电流。

3.根据权利要求1所述的反激式变换器，其特征在于，所述第一原边绕组具有第一电感值，所述第二原边绕组具有第二电感值，所述第一电感值和所述第二电感值具有预定关系以使得从第一原边绕组流入副边绕组的位移电流接近于从所述副边绕组流入所述第二原边绕组的位移电流。

4.根据权利要求1所述的反激式变换器，其特征在于，所述副边整流滤波电路包括：

滤波电容，连接在所述输出端和副边接地端之间。

5.根据权利要求1所述的反激式变换器，其特征在于，在所述磁芯的径向方向上，所述第一原边绕组、所述副边绕组和所述第二原边绕组由内到外依次设置，或者由外到内依次设置。

6.根据权利要求1所述的反激式变换器，其特征在于，在所述磁芯的径向方向上，所述第一原边绕组的非同名端和所述第二原边绕组的同名端与所述副边绕组相邻设置。

7.一种变压器，应用于反激式变换器，所述变压器包括：

第一原边绕组；

第二原边绕组；

副边绕组；以及

磁芯；

8.根据权利要求7所述的变压器，其特征在于，在所述磁芯的径向方向上，所述第一原边绕组、所述副边绕组和所述第二原边绕组由内到外依次设置，或者由外到内依次设置。

9.根据权利要求7所述的变压器，其特征在于，在所述磁芯的径向方向上，所述第一原边绕组的非同名端和所述第二原边绕组的同名端与所述副边绕组相邻设置。

10.一种开关电源，包括：

整流器；

电容；以及

如权利要求1-6中任一项所述的反激式变换器。