WO2019181082A1 - 直流電圧変換回路および電源装置 - Google Patents

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capacitor
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藤本　三直
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC voltage conversion circuit that converts an input DC voltage and a power supply device including such a DC voltage conversion circuit.
  • each of two sets of switching means is alternately turned on and off, and the transformer is positioned between the switching means of each set.
  • a full-bridge type switching power supply device (ZERO voltage switch phase shift converter) is disclosed in which a current in the opposite direction is supplied and current is alternately supplied to two output circuits provided on the secondary side of the transformer.
  • the present invention provides a DC voltage conversion circuit capable of meeting the growing demand for miniaturization and maintaining high efficiency, and a power supply device (DC-DC converter) including such a DC voltage conversion circuit. Objective.
  • the first input terminal and the second input terminal, the plurality of switches, the primary side of the first transformer, and the first transformer have the same polarity and magneticity.
  • a first output circuit provided with a first output terminal and having a second output terminal provided at an end opposite to the rectifying direction of the first rectifier diode; a secondary side of the second transformer; and a second rectifier A diode is connected in series, the first output terminal is located at the end of the second rectifier diode in the rectification direction, and the second output terminal is located at the end opposite to the rectification direction of the second rectifier diode.
  • a DC voltage conversion circuit comprising: a circuit; and a control unit that controls the plurality of switches, wherein the plurality of switches include a first switch having one end connected to the first input terminal, A second switch connected to the second input terminal, wherein the first switch and the second switch are connected in series, and one end of the series circuit portion is the first switch
  • the controller is connected between the switch and the second switch, and when a DC voltage is applied between the first input terminal and the second input terminal, the control unit includes the first switch and the second switch.
  • the DC voltage conversion circuit can meet the demand for downsizing.
  • the magnetic permeability of the transformer core is particularly preferably 26 or more and 60 or less.
  • the series circuit unit may further include a first capacitor connected in series to the primary side of the first transformer and the primary side of the second transformer.
  • the first switch is connected in series with respect to the series connection including the primary side of the first transformer, the primary side of the second transformer, and the first capacitor, and the other end of the series circuit unit is connected.
  • the unit is connected between the second switch and the second input terminal.
  • a current based on a DC voltage applied between the first input terminal and the second input terminal flows through the primary side of the first transformer and the primary side of the second transformer, and charges the first capacitor. Is accumulated.
  • the electric charge accumulated in the first capacitor is released, and a current based on the emitted electric charge flows through the primary side of the first transformer and the primary side of the second transformer.
  • the series circuit unit may further include a second capacitor connected in series with respect to the series connection including the primary side of the first transformer and the primary side of the second transformer.
  • the second switch is connected in series to a series connection including a primary side of the first transformer, a primary side of the second transformer, and the second capacitor, and the first capacitor is connected to the first transformer.
  • the second capacitor is located between a series connection composed of a primary side of the transformer and a primary side of the second transformer and the other end of the series circuit unit, and the second capacitor includes the primary side of the first transformer and the second side.
  • One end is connected between the series connection of the primary side of the transformer and the first capacitor, and the other end is connected to the first input terminal.
  • the plurality of switches include a third switch provided between the other end of the series circuit unit and the first input terminal, and the other end of the series circuit unit. And a fourth switch provided between the first input terminal and the second input terminal.
  • the third switch and the fourth switch are connected in series, and the other end of the series circuit portion is connected between the third switch and the fourth switch.
  • the control unit alternates between the third switch and the fourth switch with the dead time period. ON / OFF control. In this control, in the first state, the first switch and the fourth switch are on, and in the second state, the second switch and the third switch are on.
  • a series connection composed of the first switch and the second switch and a series connection composed of the third switch and the fourth switch are arranged in parallel between the first input terminal and the second input terminal.
  • the series circuit unit further includes a capacitor connected in series to the primary side of the first transformer and the primary side of the second transformer as a DC cut capacitor.
  • the control unit synchronously controls the first switch and the fourth switch, and the second switch Synchronously controlling the third switch.
  • the potential difference (output voltage) of the first output terminal with respect to the second output terminal can be changed by changing at least one of the duty ratio of the first switch and the duty ratio of the second switch.
  • the control unit When a direct-current voltage is applied between the first input terminal and the second input terminal, the control unit is configured to make the duty ratio equal to less than 50% for each of the first switch to the fourth switch.
  • the on-period in which the first switch is turned on after the first switch is turned on with respect to the timing at which the fourth switch is turned on from the second switch.
  • the fourth switch is turned on to generate the first state, and the dead time period after the first switch is turned off.
  • the series circuit unit is a capacitor (DC cut capacitor) connected in series to the primary side of the first transformer and the primary side of the second transformer. May not be included.
  • neither the magnetic core of the first transformer nor the magnetic core of the second transformer has an air gap portion.
  • the magnetic permeability of the transformer core is low.
  • an air gap is provided in the magnetic core to reduce the permeability (effective permeability) of the magnetic core, leakage flux is inevitably generated from the transformer. As a result, a loss occurs in the coil.
  • the transformer included in the DC voltage conversion circuit does not have an air gap portion.
  • the saturation magnetic flux density of the magnetic core of the first transformer and the saturation magnetic flux density of the magnetic core of the second transformer are both 700 mT or more from the viewpoint of reducing the possibility of magnetization saturation of the magnetic core. preferable. Since the effective saturation magnetic flux density of MnZn-based ferrite that has been used in many transformers so far is not as high as about 350 mT, the method according to the present invention is not effective for downsizing. From the standpoint of increasing the saturation magnetic flux density and reducing the loss, it is particularly preferable that the saturation magnetic flux density of the transformer core is 0.8 to 1.3 T.
  • a specific example of an element included in the plurality of switches is a field effect transistor.
  • a resonance circuit including an output capacitance of at least one of the field effect transistors of the plurality of switches may be provided.
  • the resonance condition of the resonance circuit is set so that when at least one of the plurality of switches is controlled to be turned off, the drain voltage of the field effect transistor of the switch becomes 0 V or less. Electric charges are accumulated in the parasitic capacitance of the field effect transistor constituting the switch during the period when the switch is on. The accumulated charge is appropriately discharged by the resonance circuit when the switch is turned off. Therefore, the drain voltage of the field effect transistor becomes 0 V or less, and zero volt switching is realized.
  • the series circuit unit further includes a coil connected in series to at least one of the plurality of switches, and when the resonance circuit is configured to include the coil, a resonance condition in which a drain voltage is 0 V or less. Is easy to set. During the period when the switch is on, electric charge is accumulated in one of the two transformers provided in the series circuit section, so this transformer becomes part of the resonant circuit, realizing zero-volt switching. You may contribute to
  • a resonance circuit including an output capacitance of at least one of the field effect transistors of the plurality of switches is provided, and when the at least one of the plurality of switches is controlled to be turned off, the switch
  • the resonance condition of the resonance circuit is set so that the drain voltage of the field effect transistor is 0 V or less, so that zero volt switching can be performed reliably. In some cases, it is possible to prevent the generation of spike signals due to the resonance circuit.
  • the magnetic permeability of the coil core is preferably 15 or more and 120 or less. Similar to the transformer, the magnetic permeability is low, so that the resonance circuit including the capacitor in the switch and the coil can be operated more stably. If the magnetic core of the coil is air gapless (that is, the magnetic core of the coil does not have an air gap portion), it is preferable because no leakage magnetic flux is generated. If the magnetic core saturation magnetic flux density of the coil is 700 mT or more, it is preferable because the coil is not easily saturated when the resonance circuit operates.
  • the DC voltage conversion circuit described above and a DC power supply electrically connected to each of the first input terminal and the second input terminal included in the DC voltage conversion circuit are provided. Provide a power supply.
  • a DC power supply smoothing circuit capable of meeting the demand for miniaturization. Also provided is a DC power supply comprising such a DC power supply smoothing circuit.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.
  • 2 is a timing chart of the circuit shown in FIG. It is a figure explaining operation
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an operation when the circuit shown in FIG. 1 is in a second state (when the second gate drive GD2 is in an on operation and the first gate drive GD1 is in an off operation).
  • FIG. 1 does not function properly. It is a timing chart for demonstrating the flowing electric current.
  • A Timing chart for explaining the case where the resonance circuit included in the circuit shown in FIG. 1 is functioning properly.
  • B The resonance circuit included in the circuit shown in FIG. 1 is not functioning properly.
  • 2 is a timing chart for explaining the case,
  • c a timing chart in which a part of FIG. 1B is enlarged. It is the result of having simulated the magnetic flux density of the leakage magnetic field produced when an electric current is sent through the coil which has an air gap part in a magnetic core. It is the result of having simulated the Joule loss density based on a leakage magnetic field about the coil shown by FIG.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining an operation when the circuit shown in FIG. 11 is in a first state (when the first gate drive GD1 is on and the second gate drive GD2 is off).
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an operation when the circuit shown in FIG. 11 is in a second state (when the second gate drive GD2 is on and the first gate drive GD1 is off). It is a circuit diagram of the power supply device which concerns on 4th Embodiment of this invention.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining an operation when the circuit shown in FIG. 11 is in a first state (when the first gate drive GD1 is on and the second gate drive GD2 is off).
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an operation when the circuit shown in FIG. 11 is in a second state (when the second gate drive GD2 is on and the first gate drive GD1 is off).
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an operation when the circuit shown in FIG. 11 is in a second state (when the second gate drive GD2
  • FIG. 15 is a diagram for explaining an operation when the circuit shown in FIG. 14 is in the first state (when the first gate drive GD1 is on and the second gate drive GD2 is off).
  • FIG. 15 is a diagram for explaining an operation when the circuit shown in FIG. 14 is in a second state (when the second gate drive GD2 is on and the first gate drive GD1 is off).
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power supply device according to the first embodiment of the present invention.
  • the power supply device 100 according to the first embodiment of the present invention includes a DC voltage conversion circuit 10 and a first input terminal 11 and a second input terminal 12 included in the DC voltage conversion circuit 10. And a DC power supply 70 electrically connected.
  • the positive terminal of the DC power supply 70 is connected to the first input terminal 11, and the negative terminal of the DC power supply 70 is connected to the second input terminal 12.
  • the negative terminal of the DC power supply 70 may be connected to the ground terminal, and the second input terminal 12 may be grounded.
  • the DC voltage conversion circuit 10 includes a plurality of switches. Specifically, in this embodiment, the DC voltage conversion circuit 10 includes a first switch 21, a second switch 22, a third switch 23, and a fourth switch 24. Each of these switches is a switch having a field effect transistor. One end of each of the first switch 21 and the third switch 23 is connected in parallel to the first input terminal 11. One end of each of the second switch 22 and the fourth switch 24 is connected in parallel to the second input terminal 12. The other end of the first switch 21 and the other end of the second switch 22 are connected, and the first switch 21 and the second switch 22 constitute a series connection (half-bridge circuit).
  • the DC voltage conversion circuit 10 includes a first connection of the first input terminal 11 and a second connection of the first switch 21 and the second switch 22 and a second connection of the third switch 23 and the fourth switch 24.
  • the input terminal 12 is connected in parallel (full bridge circuit).
  • the DC voltage conversion circuit 10 is a series circuit unit in which a capacitor 33, a primary side 311 of a first transformer 31 and a primary side 321 of a second transformer 32 having the same polarity and magnetically independent from the first transformer 31 are connected in series. SC1 is provided.
  • the capacitor 33 is a DC cut capacitor, and prevents a large direct current from flowing into the series circuit unit SC1 and a plurality of switches (from the first switch 21 to the fourth switch 24).
  • a coil 34 is further connected to the series connection including the capacitor 33, the primary side 311 of the first transformer 31 and the primary side 321 of the second transformer 32. Are connected in series.
  • first end portion P1 of the series circuit portion SC1 is connected between the first switch 21 and the second switch 22 connected in series, and the other end portion (first end) of the series circuit portion SC1.
  • the two end portions P2) are connected between the third switch 23 and the fourth switch 24 connected in series.
  • the DC voltage conversion circuit 10 includes a secondary side 312 of the first transformer 31 and a first rectifier diode 41 connected in series, and a first output terminal 51 is provided at the end of the first rectifier diode 41 in the rectification direction. 1 output circuit OC1 is provided.
  • the output voltage Vout of the first output circuit OC1 is a potential difference of the first output terminal 51 with respect to the second output terminal 52 provided at the end opposite to the rectification direction of the first rectifier diode 41.
  • the second output terminal 52 may be a ground terminal.
  • the DC voltage conversion circuit 10 includes a secondary side 322 of the second transformer 32 and a second rectifier diode 42 connected in series, and the first output terminal 51 is connected to an end of the second rectifier diode 42 in the rectification direction.
  • the end of the second rectifier diode 42 opposite to the rectifying direction is connected to the second output terminal 52 described above. Therefore, the first output circuit OC1 and the second output circuit OC2 share outputs (the first output terminal 51 and the second output terminal 52).
  • the secondary side 312 of the first transformer 31 and the secondary side 322 of the second transformer 32 are connected in series, and the first output terminal 51 is connected to the secondary side 312 of the first transformer 31. This is a terminal for outputting a potential between the secondary transformer 322 and the secondary side 322.
  • the DC voltage conversion circuit 10 includes a control unit 60 that controls a plurality of switches (the first switch 21 to the fourth switch 24).
  • the control unit 60 includes two pulse drive circuits (a first gate drive GD1 and a second gate drive GD2), and the first gate drive GD1 and the second gate drive GD2 are independent of an ON / OFF (OFF) signal. Is output.
  • the first gate drive GD1 synchronously controls the first switch 21 and the fourth switch 24, and the second gate drive GD2 synchronously controls the second switch 22 and the third switch 23.
  • FIG. 2 is a timing chart of the circuit shown in FIG.
  • the control unit 60 alternately controls the first switch 21 and the second switch 22 on and off with a dead time period dt. If it demonstrates concretely based on FIG. 2, the 1st switch 21 will be controlled (the 3rd switch 23 is also synchronously controlled).
  • the first gate drive GD1 is off from time t0 to time t1, is on from time t1 to time t2, and is off from time t2 to time t5. Thereafter, similarly, from time t5 to time t6 is on, from time t6 to time t9 is off, and after time t9 is on.
  • the second switch 22 is controlled (the fourth switch 24 is also synchronously controlled).
  • the second gate drive GD2 is off from time t0 to time t3 and is on from time t3 to time t4. Thereafter, similarly, from time t4 to time t7 and from time t8 to time t9 and thereafter are off, and from time t7 to time t8 are on. Accordingly, the dead time period dt is between time t0 and time t1, between time t2 and time t3, between time t4 and time t5, between time t6 and time t7, and between time t8 and time t9. Between.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the operation when the circuit shown in FIG. 1 is in the first state ST1 (when the first gate drive GD1 is on and the second gate drive GD2 is off).
  • the counter electromotive force is generated on the primary side 311 of the first transformer 31 and the primary side 321 of the second transformer 32 due to the current flowing through the series circuit unit SC1.
  • an induced current flows in the first output circuit OC1 based on the induced electromotive force generated by the counter electromotive force (indicated by a black broken line arrow B1 in FIG. 3).
  • the second output circuit OC2 includes the second rectifier diode 42 that allows current to flow only from the second output terminal 52 side to the first output terminal 51 side, the second output circuit including the secondary side 322 of the second transformer 32. No induced current flows through OC2. Since the first transformer 31 and the second transformer 32 are magnetically independent, energy based on the counter electromotive force is accumulated in the second transformer 32.
  • the drain voltage Vds2 of the second switch 22 increases in the dead time period dt between time t0 and time t1, and the second switch 22 is non-conductive. It becomes a state. For this reason, the drain current Id2 of the second switch 22, which has increased until time t0, becomes 0A at time t0.
  • the second gate drive GD2 is kept off, whereas the first gate drive GD1 is turned off from on, so that the dead time period dt between time t2 and time t3 is increased. Be started.
  • a resonance circuit is configured including the output capacitances of the first switch 21 and the third switch 23 (drain-source capacitances in the field effect transistor) and the inductance elements (the coil 34 and the second transformer 32).
  • the voltage fluctuation based on the resonance of the resonance circuit is superimposed on the drain voltage Vds2 of the second switch 22 in the dead time period dt between the time t2 and the time t3, thereby realizing zero volt switching.
  • the drain current Id2 of the second switch 22 temporarily becomes a negative current because a current based on this resonance circuit is superimposed. This point will be described later.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the operation when the circuit shown in FIG. 1 is in the second state ST2 (when the second gate drive GD2 is on and the first gate drive GD1 is off).
  • the back electromotive force is also generated on the primary side 311 of the first transformer 31 and the primary side 321 of the second transformer 32 by the current flowing through the series circuit unit SC1.
  • an induced current flows in the second output circuit OC2 based on the induced electromotive force generated by the counter electromotive force (indicated by a black broken line arrow B2 in FIG. 4).
  • the first output circuit OC1 includes the first rectifier diode 41 that allows current to flow only from the second output terminal 52 side to the first output terminal 51 side, the first output circuit including the secondary side 312 of the first transformer 31. No induced current flows through OC1. Since the first transformer 31 and the second transformer 32 are magnetically independent, energy based on the counter electromotive force is accumulated in the first transformer 31.
  • the control unit 60 when the DC voltage is applied between the first input terminal 11 and the second input terminal 12, the control unit 60 performs the first switch. By alternately turning on and off 21 and the second switch 22 with a dead time period dt, the direction of the current flowing through the series circuit portion SC1 is alternately reversed. Under the control of the control unit 60, the first state ST1 and the second state ST2 occur alternately.
  • the first switch 21 and the fourth switch 24 are on, current flows in the rectification direction of the first rectifier diode 41 in the first output circuit OC1 (black broken line arrow B1), and the second transformer 32 Electric energy is accumulated in
  • the second switch 22 and the third switch 23 are on, and current flows in the rectification direction of the second rectifier diode 42 in the second output circuit OC2 (black broken line arrow B2), and the first transformer 31 Electric energy is accumulated in In the DC voltage conversion circuit 10 according to the first embodiment, as shown in FIG. 2, all periods in which the first switch 21 and the fourth switch 24 are on are in the first state ST1, and the second switch 22 and the second switch 22 All periods during which the 3 switch 23 is on are in the second state ST2.
  • the control unit 60 changes at least one of the duty ratio D1 of the first switch 21 and the duty ratio D2 of the second switch 22, whereby the first output terminal 51 The potential difference (output voltage Vout) with respect to the second output terminal 52 can be changed.
  • the duty ratio D1 of the first switch 21 and the duty ratio D2 of the second switch 22 satisfy the following conditions. 0 ⁇ D1 ⁇ 1, 0 ⁇ D2 ⁇ 1, D1 ⁇ D2 and 0 ⁇ D1 + D2 ⁇ 1
  • the series circuit portion SC1 has a black broken line arrow A1 between the first end portion P1 and the second end portion P2.
  • the series circuit portion SC1 is provided with a capacitor 33 that is a DC cut capacitor so that no current flows in the direction (in the case of D1> D2) or in the direction of the black broken line arrow A2 (in the case of D1 ⁇ D2).
  • the dead time period dt provided after the period in which the first switch 21 and the fourth switch 24 are on is sufficiently shorter than the period in which the first switch 21 and the fourth switch 24 are on, and the second switch 22
  • the output voltage Vout satisfies the following expression.
  • FIG. 5A is a timing chart for explaining the current flowing through the series circuit portion of the circuit shown in FIG.
  • FIG. 5B is a timing chart for explaining the current flowing through the series circuit section when the resonance circuit included in the circuit shown in FIG. 1 does not function properly.
  • the upper current chart in FIG. 5A is the drain current Id1 of the first switch 21 shown in FIG. 2, and the middle current chart in FIG. 5A is the current chart of the second switch 22 shown in FIG.
  • the polarity of the drain current Id2 is inverted. Since these currents flow in the series circuit portion SC1, if the flow from the first end P1 side to the second end P2 side is positive, the current chart on the upper side of FIG. 5A and FIG.
  • a current chart obtained by synthesizing the current chart with the central current is a chart of the combined current Isc flowing through the series circuit portion SC1, and is shown on the lower side of FIG.
  • the combined current Isc is gradually increased or decreased by the inductance elements (coil 34, first transformer 31 and second transformer 32) located in the series circuit section SC1. Yes.
  • the inductance elements coil 34, first transformer 31, second transformer 32 located in series circuit section SC1 do not function properly, as shown in FIG. 5B, the combined current Isc is the first gate. It changes abruptly according to the operation of the drive GD1 and the second gate drive GD2.
  • FIG. 6A is a timing chart for explaining a case where the resonance circuit included in the circuit shown in FIG. 1 is functioning properly
  • FIG. 6B is an appropriate illustration of the resonance circuit included in the circuit shown in FIG. It is a timing chart for explaining a case where it does not function
  • (c) is a timing chart in which a part of FIG.
  • the drain voltage Vds1 of the first switch 21 becomes 0 V or less, the drain current Id1 flows in the negative direction, and zero volt switching is realized.
  • the first transformer 31 or the second transformer 32 may be a part of the resonance circuit.
  • the timing ton at which the field effect transistor constituting the one switch 21 is turned on is later than the time constant ⁇ , so that zero volt switching is not realized, and the drain voltage Vds1 of the first switch 21 is spiked. Voltage rise (surge voltage) occurs, and this voltage rise can cause noise.
  • the inductance of the inductance element of the resonance circuit is large. From this viewpoint, the coil 34 is provided.
  • an output circuit for example, the first transformer 31
  • the primary side (primary side 321 of the second transformer 32) can function as an inductor, like the coil 34.
  • the DC voltage conversion circuit 10 when the DC voltage conversion circuit 10 is applied to a display device such as a liquid crystal display device or an organic EL display device, or a power supply device for information equipment, noise should be suppressed. Preferably, zero volt switching as shown in a) is achieved.
  • the DC voltage conversion circuit 10 is less affected by noise, such as a power supply device for a charging station of an electric vehicle, it is not particularly required that zero volt switching be performed.
  • a spike voltage (surge voltage) or a spike current is generated as shown in FIGS. 6B and 6C due to the discharge of charges accumulated in the output capacitance of the switch. (Surge current) may occur (hard switching).
  • the control range of the DC voltage conversion circuit 10 can be expanded. Further, since the coil 34 is not essential in the DC voltage conversion circuit 10, the DC voltage conversion circuit 10 can be downsized.
  • the DC voltage conversion circuit 10 Since the DC voltage conversion circuit 10 is a so-called full bridge system, the voltage applied to the series circuit unit SC1 is the input voltage Vin from the DC power supply 70 of the power supply device 100. For this reason, it is preferable to be used for high-power converter applications.
  • the relationship between the output voltage Vout of the DC voltage conversion circuit 10 and the input voltage Vin is such that the duty ratio D1 (0 ⁇ D1 ⁇ 1) of the pulse output from the pulse drive circuit and the turns ratio of the transformer (primary side turns /
  • the secondary winding number n is expressed as follows (however, the winding ratio of the first transformer 31 and the winding ratio of the second transformer 32 are equal).
  • Vout 2 ⁇ D1 ⁇ (1-D1) ⁇ Vin / n
  • the DC voltage conversion circuit 10 does not necessarily have a high step-down ratio (Vout / Vin) as a DC-DC converter, but the current flowing through the switches such as the first switch 21 is relatively low, so that it is suitable for high output applications. Yes.
  • the DC voltage conversion circuit 10 is suitable for high-power applications, but constitutes a magnetic core (core) of an inductance element (coil 34, first transformer 31, second transformer 32).
  • a general ferrite soft magnetic material is applied as a material from the viewpoint of low core loss in a high frequency (for example, 100 kHz or more) application, the following problems are concerned.
  • the transformer whose secondary side is located in the output circuit where current does not flow during operation functions as an energy storage element like the coil 34.
  • the transformer core is preferably made of a material that is less likely to cause magnetic saturation, but the ferrite-based soft magnetic material has a relatively high magnetic permeability.
  • the air gap part causes a problem of leakage magnetic flux, resulting in an increase in the loss of the transformer core (including copper loss).
  • the ferrite-based soft magnetic material since the ferrite-based soft magnetic material has a relatively low saturation magnetic flux density, it is necessary to increase the volume of the transformer core in order to avoid magnetic saturation, which is an obstacle to miniaturization of the transformer. It was.
  • FIG. 7 is a result of simulating a magnetic flux (leakage magnetic flux) of a leakage magnetic field generated when a current is passed through a coil having an air gap portion in the magnetic core.
  • FIG. 8 is a simulation of Joule loss density based on the leakage magnetic flux. It is a result.
  • magnetic flux leaks from the air gap portion, and a part of the leakage magnetic flux passes through a coil positioned around the air gap. Due to the leakage magnetic flux from the air gap portion, an induced current flows through the coil and Joule loss occurs.
  • FIG. 8 since the density of the Joule loss increases around the air gap portion, when the coil having the air gap portion in the magnetic core is downsized, the coil is excessively heated based on the Joule loss. There is a concern that the coil will deteriorate in function.
  • the permeability (initial permeability) of the magnetic core (core) of the transformer is 15 or more and 120 or less. Is set. When the permeability of the magnetic core of the transformer is in this range, the magnetization of the transformer is less likely to be saturated and energy loss is less likely to occur without providing an air gap portion in the transformer.
  • the magnetic permeability (core) of the transformer is more preferably 20 or more and 80 or less, and particularly preferably 25 or more and 60 or less.
  • the magnetic permeability of ferrite such as MnZn-based ferrite which is a typical example of a soft magnetic material constituting the magnetic core (core) of the transformer, is 1000 to 3500, for example. If it is intended to set the magnetic permeability (effective magnetic permeability) of the transformer core (core) within the above range using such a material, it is necessary to provide an air gap portion. There is a concern about the influence of leakage magnetic flux. Therefore, it is preferable that the transformers (the first transformer 31 and the second transformer 32) included in the DC voltage conversion circuit 10 do not have an air gap portion.
  • the saturation magnetic flux density of the magnetic core (core) of the transformer is 700 mT or more. This is preferable from the viewpoint of avoiding magnetic saturation of the magnetic core.
  • the saturation magnetic flux density of the magnetic core (core) of the transformer is more preferably 0.9 T or more, and particularly preferably 1.1 T or more.
  • the upper limit of the saturation magnetic flux density of the magnetic core (core) of the transformer is not defined.
  • a magnetic material having a saturation magnetic flux density of 1.4 T or more may have a strong tendency to deteriorate the loss characteristics, so it may be preferable to set the upper limit to about 1.3 T.
  • the saturation magnetic flux density of the transformer core is 0.8 to 1.3 T. From the viewpoint of securing the availability of the material constituting the magnetic core (core) of the transformer, it may be preferable to set it to about 1.2 T or less.
  • the saturation magnetic flux density of a ferrite-based soft magnetic material which is a typical example of the soft magnetic material constituting the transformer core, is generally 380 mT to 500 mT.
  • the magnetic material used for the magnetic core (core) of the transformer is easy because it is easy to satisfy the preferred range regarding the magnetic permeability and the preferred range of the saturation magnetic flux density. It is preferable to use an amorphous metal soft magnetic material or a nanocrystalline metal soft magnetic material.
  • a specific example of the amorphous metal-based soft magnetic material is an Fe—PC-based amorphous magnetic alloy.
  • a dust core made of Fe—PC—C amorphous magnetic alloy powder has a low magnetic permeability (120 or less), a high saturation magnetic flux density (700 mT or more), and a high frequency (eg, 100 kHz or more), and This is preferable because a low core loss can be realized.
  • the magnetic core (core) of the coil 34 is also preferably 15 or more and 120 or less, and 20 or more. It is more preferably 80 or less, and particularly preferably 25 or more and 60 or less. If the magnetic core (core) of the coil 34 is air gapless, it is preferable because no leakage magnetic flux is generated.
  • the saturation magnetic flux density of the magnetic core (core) of the coil 34 is preferably 700 mT or more, more preferably 0.9 T or more, and particularly preferably 1.1 T or more. From the viewpoint of meeting such demands, it is preferable that the magnetic core (core) of the coil 34 is made of an amorphous metal soft magnetic material or a nanocrystalline metal soft magnetic material. The same as in the case of (core).
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a power supply device according to the second embodiment of the present invention.
  • the circuit configuration of the DC voltage conversion circuit 10A included in the power supply device 100A according to the second embodiment of the present invention is the same as that of the power supply device 100 according to the first embodiment of the present invention shown in FIG.
  • the circuit configuration of the DC voltage conversion circuit 10 provided is common except for the configuration of the control unit 60A.
  • the control unit 60A of the DC voltage conversion circuit 10A includes a first gate drive GD1 that controls the first switch 21, a second gate drive GD2 that controls the second switch 22, and a third gate drive GD3 that controls the third switch 23. And a fourth gate drive GD4 for controlling the fourth switch 24.
  • the circuit configuration of the DC voltage conversion circuit 10A is the same as that of the DC voltage conversion circuit 10 except for the configuration of the control unit 60A, only the control unit 60A will be described below, and other circuit configurations in the DC voltage conversion circuit 10A will be described. The description of is omitted. Note that the capacitor 33 is not essential in the DC voltage conversion circuit 10A. This point will be described later.
  • FIG. 10 is a timing chart of the DC voltage conversion circuit 10A included in the power supply device 100A according to the second embodiment of the present invention shown in FIG.
  • the timing chart of the first gate drive GD1 to the fourth gate drive GD4 the drain current Id1 of the first switch 21, the drain current Id4 of the fourth switch 24, and the drain voltage Vds4 of the fourth switch are shown. Has been.
  • the control unit 60A of the DC voltage conversion circuit 10A alternately turns on and off the first switch 21 and the second switch 22 with a dead time period dt, and also performs the dead time period for the third switch 23 and the fourth switch 24. It is common to the control unit 60 of the DC voltage conversion circuit 10 according to the first embodiment in that it has dt and performs on / off control alternately. In the first embodiment, the first switch 21 and the fourth switch 24 are on in the first state ST1, and the second switch 22 and the third switch 23 are on in the second state ST2. The control is the same as that of the control unit 60 of the DC voltage conversion circuit 10.
  • control unit 60A of the DC voltage conversion circuit 10A according to the second embodiment differs from the control unit 60 of the DC voltage conversion circuit 10 according to the first embodiment in that the first switch 21 and Synchronous control with the fourth switch 24 and synchronous control between the second switch 22 and the third switch 23 are not performed, and so-called phase shift control is performed on the first switch 21 to the fourth switch 24.
  • the control unit 60A causes each of the first switch 21 to the fourth switch 24 to have an equal duty less than 0.5.
  • ON and OFF are repeated at the ratio D.
  • the total period of the on period Pon which is the period in the on state
  • the off period Poff which is the period in the off state
  • the duty ratio D is less than 0.5 because the dead time period dt is provided before and after the ON period Pon of each switch.
  • the control unit 60A controls the second switch 22 to turn on the fourth switch 24 so that the timing to turn on the first switch 21 is shifted.
  • the fourth switch 24 is turned on and the first state ST1 is changed in response to the elapse of a shift period Ps that is a predetermined length shorter than the on period Pon. generate.
  • a period in which the fourth switch 24, which is turned on with a phase shift with respect to the first switch 21, is ON and an ON period Pon related to the first switch 21 overlaps. Only the period is in the first state ST1, and not all the on periods Pon related to the first switch 21 are in the first state ST1.
  • the second switch 22 is turned on when the dead time period dt has elapsed since the first switch 21 was turned off.
  • the first state ST1 ends.
  • the third switch 23 is turned on to generate the second state ST2.
  • a period in which the third switch 23 which is turned on with a phase shift with respect to the second switch 22 is overlapped with an on period Pon related to the second switch 22. Only the period is in the second state ST2, and the entire on period Pon related to the second switch 22 is not in the second state ST2.
  • the length of the period of the first state ST1 and the length of the period of the second state ST2 are changed, whereby the second output terminal 52 of the first output terminal 51 is controlled.
  • the potential difference (output voltage Vout) is changed.
  • the output voltage Vout is equal to the shift period Ps.
  • the output voltage Vout can be adjusted by changing the length of the shift period Ps having the following relationship. Vout ⁇ Ps / (Pon + Poff) Here, 0 ⁇ Ps / (Pon + Poff) ⁇ 0.5.
  • the DC voltage conversion circuit 10 provided in the power supply device 100 according to the first embodiment described above and the DC voltage conversion circuit 10A provided in the power supply device 100A according to the second embodiment, four switches (from the first switch 21 to the fourth switch) are provided. 24) constitutes a full bridge circuit.
  • the DC voltage conversion circuit 10 according to the first embodiment is a DC cut capacitor because the first switch 21 and the fourth switch 24 are synchronously controlled and the second switch 22 and the third switch 23 are synchronously controlled.
  • a capacitor 33 is provided to prevent a large current from flowing into the series circuit portion SC1.
  • the four switches having the same duty ratio D are on / off controlled with the phase shifted, and thus the series circuit portion SC1 has a large amount. Current does not flow easily. For this reason, in the DC voltage conversion circuit 10A according to the second embodiment, it is not essential to provide the capacitor 33, which is a DC cut capacitor, in the series circuit unit SC1.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a power supply device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the operation when the circuit shown in FIG. 11 is in the first state ST1 (when the first gate drive GD1 is on and the second gate drive GD2 is off).
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the operation when the circuit shown in FIG. 11 is in the second state ST2 (when the second gate drive GD2 is on and the first gate drive GD1 is off).
  • the full bridge circuit including four switches in the DC voltage conversion circuit 10 according to the first embodiment is replaced with a half bridge circuit including two switches. Is. If the DC voltage conversion circuit 10B according to the third embodiment is described in comparison with the DC voltage conversion circuit 10 according to the first embodiment, the third switch 23 and the fourth switch 24 in the DC voltage conversion circuit 10 are connected in series. The other half portion (second end portion P2) of the series circuit portion SC1 is connected between the second switch 22 and the second input terminal 12.
  • the first capacitor 331 is provided at a position where the capacitor 33 which is a DC cut capacitor is provided in the DC voltage conversion circuit 10 according to the first embodiment. That is, the primary side 311 of the first transformer 31 and the primary 321 side of the second transformer 32 and the first capacitor 331 are connected in series, and the first switch 21 is connected in series to this series connection.
  • the first capacitor 331 includes a series connection composed of the primary side 311 of the first transformer 31 and the primary 321 side of the second transformer 32, and the other end of the series circuit unit SC ⁇ b> 1 (second It is located between the ends P2), but is not limited to this.
  • the first capacitor 331 only needs to be connected in series to the series connection formed by the primary side 311 of the first transformer 31 and the primary 321 side of the second transformer 32.
  • the first capacitor 331 includes a serial connection composed of the primary side 311 of the first transformer 31 and the primary 321 side of the second transformer 32, and one end portion (first end portion P1) of the series circuit portion SC1. It may be located between.
  • the coil 34 is also connected in series with the series connection formed by the primary side 311 of the first transformer 31 and the primary 321 side of the second transformer 32.
  • the control unit 60B of the DC voltage conversion circuit 10B according to the third embodiment performs the same control as the control unit 60 of the DC voltage conversion circuit 10 according to the first embodiment. That is, the first switch 21 and the second switch 22 are alternately turned on / off with a dead time period dt. Further, the potential difference (output voltage Vout) of the first output terminal 51 with respect to the second output terminal 52 can be changed by changing at least one of the duty ratio D1 of the first switch 21 and the duty ratio D2 of the second switch 22. It is. Since the duty ratio D1 of the first switch 21 and the duty ratio D2 of the second switch 22 are not equal (asymmetric), a DC cut capacitor for preventing a large current from flowing into the series circuit unit SC1 is necessary. In the voltage conversion circuit 10B, the first capacitor 331 performs its function. A capacitor 33 as a DC cut capacitor may be provided separately from the first capacitor 331.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of a power supply device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a diagram for explaining the operation when the circuit shown in FIG. 14 is in the first state ST1 (when the first gate drive GD1 is on and the second gate drive GD2 is off).
  • FIG. 16 is a diagram for explaining the operation when the circuit shown in FIG. 14 is in the second state ST2 (when the second gate drive GD2 is on and the first gate drive GD1 is off).
  • the DC voltage conversion circuit 10C included in the power supply device 100C according to the fourth embodiment is compared with the DC voltage conversion circuit 10B included in the power supply device 100B according to the third embodiment, and the series circuit unit SC1 includes the first transformer 31.
  • a second capacitor 332 is further provided that is connected in series to the series connection formed by the primary 311 side and the primary 321 side of the second transformer 32.
  • the second switch 22 is connected in series to the serial connection composed of the primary 311 side of the first transformer 31 and the primary 321 side of the second transformer 32 and the second capacitor 332 thus configured.
  • the coil 34 is also connected in series with the series connection formed by the primary side 311 of the first transformer 31 and the primary 321 side of the second transformer 32.
  • the first capacitor 331 includes a serial connection composed of the primary 311 side of the first transformer 31 and the primary 321 side of the second transformer 32 and the other end portion (second end portion P2) of the series circuit portion SC1. ).
  • One end portion (third end portion P3) of the second capacitor 332 is connected between the first capacitor 311, and the series connection formed by the primary 311 side of the first transformer 31 and the primary 321 side of the second transformer 32.
  • the other end (fourth end P4) of the second capacitor 332 is connected to the first input terminal 11. Therefore, the first capacitor 331 and the second capacitor 332 are connected in series, and this series connection is located between the first input terminal 11 and the second input terminal 12. That is, the DC voltage conversion circuit 10C according to the fourth embodiment is provided with a second capacitor 332 instead of the third switch 23 in contrast to the DC voltage conversion circuit 10 according to the first embodiment, and the fourth switch 24. Instead, the first capacitor 331 is provided.
  • the current from the first input terminal 11 is connected in series including the primary 311 side of the first transformer 31, the primary 321 side of the second transformer 32, and the first switch 21.
  • a current path black broken line arrow A11
  • the electric charge accumulated in the second capacitor 332 is released, and the first transformer 31 is connected in series including the primary 311 side and the primary transformer 321 side of the second transformer 32, and the first switch 21 and the second capacitor 332 are closed.
  • a current in the direction of the black dotted line arrow A12 flows through the circuit.
  • a current flows through the first output circuit OC1 (black dashed arrow B1), and electrical energy is stored in the second transformer 32.
  • the first transformer 31 has a primary 311 side, a primary 321 side of the second transformer 32, and a series connection including the first switch 21 and the second input terminal 12.
  • Charge is accumulated in the second capacitor 332 by the current path (black broken arrow A21) through which the current flows.
  • the electric charge accumulated in the first capacitor 331 is discharged, and includes a series connection including the primary 311 side of the first transformer 31 and the primary 321 side of the second transformer 32, the second switch 22 and the first capacitor 331.
  • a current in the direction of the black dotted line arrow A22 flows in the closed circuit.
  • a current flows through the second output circuit OC2 (black broken arrow B2), and electrical energy is stored in the first transformer 31.
  • the control unit 60C of the DC voltage conversion circuit 10C according to the fourth embodiment performs the same control as the control unit 60 of the DC voltage conversion circuit 10 according to the first embodiment. That is, the first switch 21 and the second switch 22 are alternately turned on / off with a dead time period dt. Further, the potential difference (output voltage Vout) of the first output terminal 51 with respect to the second output terminal 52 can be changed by changing at least one of the duty ratio D1 of the first switch 21 and the duty ratio D2 of the second switch 22. It is. Since the duty ratio D1 of the first switch 21 and the duty ratio D2 of the second switch 22 are not equal (asymmetric), a DC cut capacitor for preventing a large current from flowing into the series circuit unit SC1 is necessary. In the voltage conversion circuit 10B, the first capacitor 331 and the second capacitor 332 fulfill their functions. A capacitor 33 as a DC cut capacitor may be provided separately from the first capacitor 331 and the second capacitor 332.
  • the inductor such as the coil 34 forms a resonance circuit with the output capacitors of the plurality of switches (the first switch 21 to the fourth switch 24).
  • the maximum amplitude voltage of the resonance circuit is set to be larger than the drain voltage of the switch and zero volt switching is performed, the present invention is not limited to this.
  • a device provided with a DC power supply conversion circuit is applied to a power supply device for a display device or an information device, it is preferable to realize zero volt switching to suppress noise generation.
  • the coil 34 provided in the series circuit unit SC1 is not necessary in the DC power supply conversion circuit according to the above embodiment.
  • the DC voltage conversion circuit according to an embodiment of the present invention can be suitably used as a partial circuit of a high-power switching power supply.

Abstract

直流電圧変換回路１０が備える第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とがデッドタイム期間ｄｔを有して交互にオンオフ制御されて、磁気的に互いに独立な２つのトランス３１、３２を備える直列回路部ＳＣ１には、交番する電流が流れると、一方のトランス３１、３２では二次側３１２、３２２を含む出力回路ＯＣ１、ＯＣ２に電流が流れるが、他方のトランス３２、３１ではエネルギー蓄積が行われる。第１トランス３１の磁芯の透磁率および前記第２トランス３２の磁芯の透磁率は、いずれも、１５以上１２０以下であることにより、直流電圧変換回路１０は小型化の要請に応えることができる。

Description

直流電圧変換回路および電源装置
　本発明は、入力された直流電圧を変換する直流電圧変換回路およびかかる直流電圧変換回路を備える電源装置に関する。
　自動車において、制御系の電子化が進んだり、モータからなる駆動機構が組み込まれたりすることにより、自動車内において使用される電流量が増大してきている。このため、ＥＶやＰ－ＨＥＶ等の高圧を扱う場合、絶縁型かつ大電流の直流電源が必要となってきている。こうした機器の所要電流量の増大化に対応するため、損失の低い絶縁型ソフトスイッチング技術による回路方式が広く採用されている。そのような回路の具体例としては、ＺＥＲＯ電圧スイッチ位相シフトコンバータ、ＺＥＲＯ電圧スイッチアクティブクランプコンバータ、ＺＥＲＯ電流スイッチＬＬＣコンバータなどが挙げられる。
　特許文献１には、そのようなソフトスイッチング方式ＤＣ－ＤＣコンバータの一例として、２組のスイッチング手段のそれぞれを交互にオンオフ動作して、各組のスイッチング手段の間に位置するトランスの一次側に反対向きの電流を流して、トランスの二次側に設けられた２つの出力回路に交互に電流を流すフルブリッジ型のスイッチング電源装置（ＺＥＲＯ電圧スイッチ位相シフトコンバータ）が開示されている。
特開２０００－２３２７８１号公報
　大電流を供給するＤＣ－ＤＣコンバータでは、単出力回路で大電流を供給しようとすると、パワー半導体にかかる負荷が大きくなってしまい、高速動作ができず効率、サイズ面で負の影響が出てしまう。特に、トランスを使用するコンバータの場合には、トランスとパルス電圧を平滑するコイル（リアクトル、インダクタ）とのそれぞれについて、エネルギーの変換やエネルギーの蓄積が行われるため、これらの構成する磁性体部品の大型化が避けられなかった。また、トランスからコイルへと直列で電力が伝わることからトランスおよびコイルのそれぞれで発生する損失の乗じた変換となり、変換効率の劣化の課題があった。
　本発明は、かかる現状を鑑み、小型化および高効率維持の要請の高まりに応えることが可能な直流電圧変換回路およびかかる直流電圧変換回路を備える電源装置（ＤＣ－ＤＣコンバータ）を提供することを目的とする。
　上記の課題を解決するための本発明は、一態様において、第１入力端子および第２入力端子と、複数のスイッチと、第１トランスの一次側、および前記第１トランスと極性が等しく磁気的に独立した第２トランスの一次側が直列に接続された直列回路部と、前記第１トランスの二次側および第１整流ダイオードを直列接続で備え、前記第１整流ダイオードの整流方向の端部に第１出力端子が設けられ、前記第１整流ダイオードの整流方向とは反対側の端部に第２出力端子が設けられた第１出力回路と、前記第２トランスの二次側および第２整流ダイオードを直列接続で備え、前記第２整流ダイオードの整流方向の端部に前記第１出力端子が位置し、前記第２整流ダイオードの整流方向とは反対側の端部に前記第２出力端子が位置する第２出力回路と、前記複数のスイッチを制御する制御部と、を備える直流電圧変換回路であって、前記複数のスイッチは、一方の端部が前記第１入力端子に接続される第１スイッチと、一方の端部が前記第２入力端子に接続される第２スイッチと、を備え、前記第１スイッチと前記第２スイッチとは直列に接続され、前記直列回路部の一方の端部は前記第１スイッチと前記第２スイッチとの中間に接続され、前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に直流電圧が印加されたときに、前記制御部は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとをデッドタイム期間を有して交互にオンオフ制御することにより、前記直列回路部に流れる電流の向きを交互に反転させて、第１スイッチがオンであって、前記第１出力回路において前記第１整流ダイオードの整流方向に電流が流れ、前記第２トランスにおいて電気エネルギーの蓄積が行われる第１状態と、第２スイッチがオンであって、前記第２出力回路において前記第２整流ダイオードの整流方向に電流が流れ、前記第１トランスにおいて電気エネルギーの蓄積が行われる第２状態と、を交互に発生させ、前記第１トランスの磁芯の透磁率および前記第２トランスの磁芯の透磁率は、いずれも、１５以上１２０以下である、ことを特徴とする直流電圧変換回路である。
　かかる構成において、第１状態では、第１出力回路にのみ電流が流れ、第２整流ダイオードによって第２出力回路には電流が流れない。しかしながら、第２出力回路が関連する第２トランスの一次側には電流が流れるため、第２トランスには逆起電力に基づくエネルギーが蓄積される。一方、第１状態では、第１出力回路にのみ電流が流れ、第１トランスには逆起電力に基づくエネルギーが蓄積される。このようにエネルギー蓄積素子としても機能する第１トランスおよび第２トランスの磁芯の透磁率（初透磁率）が１５以上１２０以下であることにより、トランスの磁化が飽和しにくくなり、エネルギーロスが生じにくくなる。それゆえ、上記の直流電圧変換回路は小型化の要請に応えることができる。トランスの磁芯の透磁率は２６以上６０以下であることが特に好ましい。
　上記の直流電圧変換回路において、前記直列回路部は、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側に直列に接続する第１コンデンサをさらに有していてもよい。この場合において、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側ならびに前記第１コンデンサからなる直列接続に対して、前記第１スイッチは直列に接続され、前記直列回路部の他方の端部は、前記第２スイッチと前記第２入力端子との間に接続される。前記第１状態では、第１入力端子と第２入力端子との間に印加された直流電圧に基づく電流が第１トランスの一次側および第２トランスの一次側を流れるとともに前記第１コンデンサに電荷が蓄積される。前記第２状態では、前記第１コンデンサに蓄積された前記電荷が放出されて、この放出電荷に基づく電流が第１トランスの一次側および第２トランスの一次側を流れる。
　この場合において、前記直列回路部は、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側からなる直列接続に対して直列に接続する第２コンデンサをさらに有していてもよい。このとき、前記第２スイッチは、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側ならびに前記第２コンデンサからなる直列接続に対して直列に接続され、前記第１コンデンサは、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側からなる直列接続と前記直列回路部の他方の端部との間に位置し、前記第２コンデンサは、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側からなる直列接続と前記第１コンデンサとの間に一方の端部が接続され、他方の端部は、前記第１入力端子に接続される。したがって、第１入力端子と第２入力端子との間で、第１スイッチと第２スイッチとからなる直列接続と、第１コンデンサと第２コンデンサとからなる直列接続とが並列に配置された構成となる。前記第１状態では、第１入力端子と第２入力端子との間に印加された直流電圧に基づく電流が第１トランスの一次側および第２トランスの一次側を流れ、前記第１コンデンサに電荷が蓄積されるとともに、前記第２コンデンサに蓄積された前記電荷が放出される。前記第２状態では、前記第２コンデンサに電荷が蓄積されるとともに、前記第１コンデンサに蓄積された前記電荷が放出されて、この放出電荷に基づく電流が第１トランスの一次側および第２トランスの一次側を流れる。
　上記の直流電圧変換回路において、前記複数のスイッチは、前記直列回路部の他方の端部と前記第１入力端子との間に設けられた第３スイッチと、前記直列回路部の他方の端部と前記第２入力端子との間に設けられた第４スイッチと、をさらに備えてもよい。この場合において、前記第３スイッチと前記第４スイッチとは直列に接続され、前記直列回路部の他方の端部は前記第３スイッチと前記第４スイッチとの中間に接続される。前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に直流電圧が印加されたときに、前記制御部は、前記第３スイッチと前記第４スイッチとについても前記デッドタイム期間を有して交互にオンオフ制御する。この制御において、前記第１状態では、前記第１スイッチおよび前記第４スイッチがオンであって、前記第２状態では、前記第２スイッチおよび前記第３スイッチがオンである。この構成では、第１入力端子と第２入力端子との間で、第１スイッチと第２スイッチとからなる直列接続と、第３スイッチと第４スイッチとからなる直列接続とが並列に配置される。
　上記のように第３スイッチおよび第４スイッチを備える場合の具体例の一つは次のとおりである。前記直列回路部は、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側に直列に接続するコンデンサを、ＤＣカットコンデンサとしてさらに有する。前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に直流電圧が印加されたときに、前記制御部は、前記第１スイッチと前記第４スイッチとを同期制御するとともに、前記第２スイッチと前記第３スイッチとを同期制御する。このとき、前記第１スイッチのデューティー比と前記第２スイッチのデューティー比との少なくとも一方を変更することにより、前記第１出力端子の前記第２出力端子に対する電位差（出力電圧）を変更可能である。
　上記のように第３スイッチおよび第４スイッチを備える場合の具体例の他の一つは次のとおりである。前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に直流電圧が印加されたときに、前記制御部は、前記第１スイッチから前記第４スイッチのそれぞれについて、５０％未満の互いに等しいデューティー比でオンとオフとを繰り返し、前記第２スイッチから前記第４スイッチをオンとするタイミングについて、前記第１スイッチがオンとなってから、前記第１スイッチがオンの状態にある期間であるオン期間よりも短い所定の長さの期間であるシフト期間が経過したことを契機として、前記第４スイッチをオンとして前記第１状態を発生させ、前記第１スイッチがオフとなってから前記デッドタイム期間が経過したことを契機として前記第２スイッチをオンとし、前記第２スイッチがオンとなってから前記シフト期間が経過したことを契機として、前記第３スイッチをオンとして前記第２状態を発生させる。このとき、前記第１状態の期間の長さおよび前記第２状態の期間の長さを変更することにより、前記第１出力端子の前記第２出力端子に対する電位差を変更可能である。この例においては、第１スイッチから第４スイッチのデューティー比は等しいため、直列回路部は、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側に直列に接続するコンデンサ（ＤＣカットコンデンサ）を有しなくてもよい。
　前記第１トランスの磁芯および前記第２トランスの磁芯は、いずれも、エアギャップ部を有しないことが好ましい。上記のとおりトランスの磁芯の透磁率が低いことが好ましいが、磁芯にエアギャップ部を設けて磁芯の透磁率（実効透磁率）を低下させると、トランスから漏れ磁束が不可避的に発生し、コイルに損失が発生する。また、上記の直流電圧変換回路を構成する他の素子や上記の直流電圧変換回路の周辺に位置する他の機器に悪影響を及ぼすことが懸念される。したがって、直流電圧変換回路が備えるトランスはエアギャップ部を有しないことが好ましい。
　前記第１トランスの磁芯の飽和磁束密度および前記第２トランスの磁芯の飽和磁束密度は、いずれも、７００ｍＴ以上であることが、磁芯の磁化の飽和が生じる可能性を低くする観点から好ましい。これまでに多くのトランスに用いられてきたＭｎＺｎ系フェライトの有効的な飽和磁束密度は３５０ｍＴ程度と高くないことから、本発明に係る方式では小型化に対し効果的ではなかった。飽和磁束密度を高めることと損失を低くすることを兼ね備える観点から、トランスの磁芯の飽和磁束密度は、０．８以上１．３Ｔ以下であることが特に好ましい。
　前記複数のスイッチが有する素子の具体例として、電界効果トランジスタが挙げられる。この場合において、前記複数のスイッチの少なくとも一つの前記電界効果トランジスタの出力容量を含んで構成される共振回路を備えていてもよい。この共振回路は、前記複数のスイッチの少なくとも一つがオフになるように制御されたときに、当該スイッチの前記電界効果トランジスタのドレイン電圧が０Ｖ以下となるように、その共振条件が設定される。スイッチを構成する電界効果トランジスタの寄生容量には、スイッチがオンとなっている期間において電荷が蓄積する。この蓄積した電荷は、スイッチをオフ動作させたときに、この共振回路により適切に放出される。それゆえ、電界効果トランジスタのドレイン電圧が０Ｖ以下となって、ゼロボルトスイッチングが実現される。前記直列回路部は、前記複数のスイッチの少なくとも一つに直列に接続するコイルをさらに備え、前記共振回路が前記コイルを含むように構成される場合には、ドレイン電圧を０Ｖ以下とする共振条件の設定が容易となる。なお、スイッチがオンとなっている期間には、直列回路部に設けられた２つのトランスの一方にも電荷が蓄積されるため、このトランスが共振回路の一部となって、ゼロボルトスイッチングの実現に貢献してもよい。
　ここで、前記複数のスイッチの少なくとも一つの前記電界効果トランジスタの出力容量を含んで構成される共振回路を備え、前記複数のスイッチの少なくとも一つがオフになるように制御されたときに、当該スイッチの前記電界効果トランジスタのドレイン電圧が０Ｖ以下となるように、前記共振回路の共振条件は設定されることにより、ゼロボルトスイッチングを確実に行うことができる。また、共振回路に起因するスパイク信号の発生を防ぐことができる場合もある。
　また、前記コイルの磁芯の透磁率は１５以上１２０以下であることが好ましい。トランスと同様に低い透磁率であることにより、スイッチ内コンデンサとコイルとを含んで構成される共振回路をより安定的に動作させることができる。前記コイルの磁芯がエアギャップレス（すなわち、前記コイルの磁芯はエアギャップ部を有しない）であれば、漏れ磁束が生じないため、好ましい。前記コイルのの磁芯飽和磁束密度が７００ｍＴ以上であれば、共振回路が動作したときにコイルが飽和しにくいため、好ましい。
　本発明は、他の一態様として、上記の直流電圧変換回路と、前記直流電圧変換回路が備える前記第１入力端子および前記第２入力端子のそれぞれに電気的に接続された直流電源とを備える、電源装置を提供する。
　本発明によれば、小型化の要請に応えることが可能な直流電源平滑化回路が提供される。また、かかる直流電源平滑化回路を備える直流電源も提供される。
本発明の第１実施形態に係る電源装置の回路図である。 図１に示される回路のタイミングチャートである。 図１に示される回路が第１状態にある場合の動作（第１ゲートドライブＧＤ１がオン動作、第２ゲートドライブＧＤ２がオフ動作の場合）を説明する図である。 図１に示される回路が第２状態にある場合の動作（第２ゲートドライブＧＤ２がオン動作、第１ゲートドライブＧＤ１がオフ動作の場合）を説明する図である。 （ａ）図１に示される回路の直列回路部を流れる電流を説明するためのタイミングチャート、（ｂ）図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能していない場合において直列回路部を流れる電流を説明するためのタイミングチャートである。 （ａ）図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能している場合を説明するためのタイミングチャート、（ｂ）図１に示される回路が有する共振回路のが適切に機能していない場合を説明するためのタイミングチャート、（ｃ）図１（ｂ）の一部を拡大したタイミングチャートである。 磁芯にエアギャップ部があるコイルに電流を流したときに生じる漏れ磁界の磁束密度をシミュレーションした結果である。 図７に示されるコイルについて、漏れ磁界に基づくジュール損失密度をシミュレーションした結果である。 本発明の第２実施形態に係る電源装置の回路図である。 図９に示される回路のタイミングチャートである。 本発明の第３実施形態に係る電源装置の回路図である。 図１１に示される回路が第１状態にある場合の動作（第１ゲートドライブＧＤ１がオン動作、第２ゲートドライブＧＤ２がオフ動作の場合）を説明する図である。 図１１に示される回路が第２状態にある場合の動作（第２ゲートドライブＧＤ２がオン動作、第１ゲートドライブＧＤ１がオフ動作の場合）を説明する図である。 本発明の第４実施形態に係る電源装置の回路図である。 図１４に示される回路が第１状態にある場合の動作（第１ゲートドライブＧＤ１がオン動作、第２ゲートドライブＧＤ２がオフ動作の場合）を説明する図である。 図１４に示される回路が第２状態にある場合の動作（第２ゲートドライブＧＤ２がオン動作、第１ゲートドライブＧＤ１がオフ動作の場合）を説明する図である。
　以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態について説明する。
（第１実施形態）
　図１は、本発明の第１実施形態に係る電源装置の回路図である。図１に示されるように、本発明の第１実施形態に係る電源装置１００は、直流電圧変換回路１０と、直流電圧変換回路１０が備える第１入力端子１１および第２入力端子１２のそれぞれに電気的に接続された直流電源７０とを備える。図１では、直流電源７０の正極端子が第１入力端子１１に接続され、直流電源７０の負極端子が第２入力端子１２に接続される。直流電源７０の負極端子がグラウンド端子に接続されていて、第２入力端子１２は接地していてもよい。
　直流電圧変換回路１０は、複数のスイッチを備え、具体的には、本実施形態では、第１スイッチ２１、第２スイッチ２２、第３スイッチ２３および第４スイッチ２４を備える。これらのスイッチはいずれも、電界効果トランジスタを有するスイッチである。第１スイッチ２１および第３スイッチ２３のそれぞれの一方の端部は、第１入力端子１１に対して並列に接続される。第２スイッチ２２および第４スイッチ２４のそれぞれの一方の端部は、第２入力端子１２に対して並列に接続される。第１スイッチ２１の他方の端部と第２スイッチ２２の他方の端部とが接続されて、第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とは直列接続（ハーフブリッジ回路）を構成する。第３スイッチ２３の他方の端部と第４スイッチ２４の他方の端部とが接続されて、第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とは直列接続（ハーフブリッジ回路）を構成する。したがって、直流電圧変換回路１０は、第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とからなる直列接続と、第３スイッチ２３と第４スイッチ２４とからなる直列接続とが、第１入力端子１１と第２入力端子１２との間に並列に接続される構成を有する（フルブリッジ回路）。
　直流電圧変換回路１０は、コンデンサ３３、第１トランス３１の一次側３１１、および第１トランス３１と極性が等しく磁気的に独立した第２トランス３２の一次側３２１が直列に接続された直列回路部ＳＣ１を備える。コンデンサ３３は、ＤＣカットコンデンサであり、直列回路部ＳＣ１や複数のスイッチ（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）に直流の大電流が流れ込むことを防止している。図１に示される直流電圧変換回路１０の直列回路部ＳＣ１では、コンデンサ３３と、第１トランス３１の一次側３１１と第２トランス３２の一次側３２１とからなる直列接続に対して、さらにコイル３４が直列に接続されている。
　直列回路部ＳＣ１の一方の端部（第１端部Ｐ１）は、直列に接続される第１スイッチ２１と第２スイッチ２２との間に接続され、直列回路部ＳＣ１の他方の端部（第２端部Ｐ２）は、直列に接続される第３スイッチ２３と第４スイッチ２４との間に接続される。
　直流電圧変換回路１０は、第１トランス３１の二次側３１２および第１整流ダイオード４１を直列接続で備え、第１整流ダイオード４１の整流方向の端部に第１出力端子５１が設けられた第１出力回路ＯＣ１を備える。第１出力回路ＯＣ１の出力電圧Ｖｏｕｔは、第１整流ダイオード４１の整流方向とは反対側の端部に設けられた第２出力端子５２に対する第１出力端子５１の電位差である。第２出力端子５２はグラウンド端子であってもよい。
　直流電圧変換回路１０は、第２トランス３２の二次側３２２および第２整流ダイオード４２を直列接続で備え、第２整流ダイオード４２の整流方向の端部に上記の第１出力端子５１が接続された第２出力回路ＯＣ２を備える。第２整流ダイオード４２の整流方向とは反対側の端部は上記の第２出力端子５２に接続される。したがって、第１出力回路ＯＣ１と第２出力回路ＯＣ２とは出力（第１出力端子５１、第２出力端子５２）が共用されている。また、直流電圧変換回路１０では第１トランス３１の二次側３１２と第２トランス３２の二次側３２２とが直列に接続され、第１出力端子５１は第１トランス３１の二次側３１２と第２トランス３２の二次側３２２との間の電位を出力する端子となっている。
　直流電圧変換回路１０は複数のスイッチ（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）を制御する制御部６０を備える。制御部６０は２つのパルスドライブ回路（第１ゲートドライブＧＤ１、第２ゲートドライブＧＤ２）を備え、第１ゲートドライブＧＤ１と第２ゲートドライブＧＤ２とは独立でオン（ＯＮ）／オフ（ＯＦＦ）信号を出力する。第１ゲートドライブＧＤ１は第１スイッチ２１と第４スイッチ２４とを同期制御し、第２ゲートドライブＧＤ２は第２スイッチ２２と第３スイッチ２３とを同期制御する。
　図２は、図１に示される回路のタイミングチャートである。図２に示されるように、制御部６０は第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とをデッドタイム期間ｄｔを有して交互にオンオフ制御する。図２に基づいて具体的に説明すれば、第１スイッチ２１を制御する（第３スイッチ２３も同期制御される）。第１ゲートドライブＧＤ１は、時間ｔ０から時間ｔ１までがオフであって、時間ｔ１から時間ｔ２までがオンであり、時間ｔ２から時間ｔ５までがオフである。以降、同様に、時間ｔ５から時間ｔ６までがオンであり、時間ｔ６から時間ｔ９までがオフであり、時間ｔ９以降はオンである。第２スイッチ２２を制御する（第４スイッチ２４も同期制御される）。第２ゲートドライブＧＤ２は、時間ｔ０から時間ｔ３までがオフであって、時間ｔ３から時間ｔ４までがオンである。以降、同様に、時間ｔ４から時間ｔ７まで、および時間ｔ８から時間ｔ９以降がオフであり、時間ｔ７から時間ｔ８までがオンである。したがって、デッドタイム期間ｄｔは、時間ｔ０と時間ｔ１との間、時間ｔ２と時間ｔ３との間、時間ｔ４と時間ｔ５との間、時間ｔ６と時間ｔ７との間、および時間ｔ８と時間ｔ９との間となる。
　時間ｔ０を過ぎて時間ｔ１となって、第１ゲートドライブＧＤ１がオンとなると、第１スイッチ２１のドレイン電圧Ｖｄｓ１は低下して、第１スイッチ２１は導通状態となる。このため、第１スイッチ２１のドレイン電流Ｉｄ１は経時的に増大する。第１ゲートドライブＧＤ１によって動作する第３スイッチ２３のドレイン電圧およびドレイン電流も第１スイッチ２１のドレイン電圧Ｖｄｓ１およびドレイン電流Ｉｄ１と同様の振る舞いをする。したがって、時間ｔ１から時間ｔ２の間は、図３の黒破線矢印Ａ１に示されるように、直列回路部ＳＣ１では、第１端部Ｐ１側から第２端部Ｐ２側へと電流が流れる。図３は、図１に示される回路が第１状態ＳＴ１にある場合の動作（第１ゲートドライブＧＤ１がオン動作、第２ゲートドライブＧＤ２がオフ動作の場合）を説明する図である。
　この直列回路部ＳＣ１に流れる電流により、第１トランス３１の一次側３１１および第２トランス３２の一次側３２１に逆起電力が生じる。第１トランス３１の二次側３１２では、この逆起電力によりに生じた誘導起電力に基づいて第１出力回路ＯＣ１には誘導電流が流れる（図３において黒破線矢印Ｂ１で示した。）。しかしながら、第２出力回路ＯＣ２は第２出力端子５２側から第１出力端子５１側にのみ電流を流す第２整流ダイオード４２を有するため、第２トランス３２の二次側３２２を含む第２出力回路ＯＣ２には誘導電流が流れない。第１トランス３１と第２トランス３２とは磁気的に独立なので、第２トランス３２には逆起電力に基づくエネルギーが蓄積される。
　その後、時間ｔ２に至ると第１ゲートドライブＧＤ１はオンからオフとなり、時間ｔ２と時間ｔ３との間のデッドタイム期間ｄｔにおいてドレイン電圧Ｖｄｓ１は増大して、第１スイッチ２１は非導通状態となる。このため、時間ｔ１以降増大していた第１スイッチ２１のドレイン電流Ｉｄ１は時間ｔ２で０Ａとなる。
　一方、時間ｔ０において第２ゲートドライブＧＤ２はオフとなるため、時間ｔ０と時間ｔ１との間のデッドタイム期間ｄｔにおいて第２スイッチ２２のドレイン電圧Ｖｄｓ２は増大して、第２スイッチ２２は非導通状態となる。このため、時間ｔ０に至るまで増大していた第２スイッチ２２のドレイン電流Ｉｄ２は時間ｔ０で０Ａとなる。時間ｔ２になって、第２ゲートドライブＧＤ２はオフを維持しているのに対して第１ゲートドライブＧＤ１がオンからオフとなることにより、時間ｔ２と時間ｔ３との間のデッドタイム期間ｄｔが開始される。このとき、第１スイッチ２１および第３スイッチ２３の出力容量（電界効果トランジスタにおけるドレイン－ソース間容量）とインダクタンス素子（コイル３４、第２トランス３２）とを含んで共振回路が構成される。この共振回路の共振に基づく電圧変動が、時間ｔ２と時間ｔ３との間のデッドタイム期間ｄｔにおいて第２スイッチ２２のドレイン電圧Ｖｄｓ２に重畳されて、ゼロボルトスイッチングが実現されている。また、第２スイッチ２２のドレイン電流Ｉｄ２は、この共振回路に基づく電流が重畳されるため、一時的にマイナス電流となる。この点については後述する。
　時間ｔ３に至って第２ゲートドライブＧＤ２がオンとなると、第１スイッチ２１および第３スイッチ２３の出力容量に蓄積された電荷に基づく共振の影響は小さくなって、第２スイッチ２２のドレイン電圧Ｖｄｓ２は安定的に低下して、第２スイッチ２２は導通状態となる。このため、第２スイッチ２２のドレイン電流Ｉｄ２は経時的に増大する。第２ゲートドライブＧＤ２によって動作する第４スイッチ２４のドレイン電圧およびドレイン電流も第２スイッチ２２のドレイン電圧Ｖｄｓ２およびドレイン電流Ｉｄ２と同様の振る舞いをする。したがって、時間ｔ３から時間ｔ４の間は、図４の黒破線矢印Ａ２に示されるように、直列回路部ＳＣ１では、第２端部Ｐ２側から第１端部Ｐ１側へと電流が流れる。図４は、図１に示される回路が第２状態ＳＴ２にある場合の動作（第２ゲートドライブＧＤ２がオン動作、第１ゲートドライブＧＤ１がオフ動作の場合）を説明する図である。
　この直列回路部ＳＣ１に流れる電流によっても、第１トランス３１の一次側３１１および第２トランス３２の一次側３２１に逆起電力が生じる。第２トランス３２の二次側３２２では、この逆起電力によりに生じた誘導起電力に基づいて第２出力回路ＯＣ２には誘導電流が流れる（図４において黒破線矢印Ｂ２で示した。）。しかしながら、第１出力回路ＯＣ１は第２出力端子５２側から第１出力端子５１側にのみ電流を流す第１整流ダイオード４１を有するため、第１トランス３１の二次側３１２を含む第１出力回路ＯＣ１には誘導電流が流れない。第１トランス３１と第２トランス３２とは磁気的に独立なので、第１トランス３１には逆起電力に基づくエネルギーが蓄積される。
　以上説明したように、第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０では、第１入力端子１１と第２入力端子１２との間に直流電圧が印加されたときに、制御部６０が第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とをデッドタイム期間ｄｔを有して交互にオンオフ制御することにより、直列回路部ＳＣ１に流れる電流の向きを交互に反転させる。この制御部６０の制御により、第１状態ＳＴ１と第２状態ＳＴ２とが交互に発生する。第１状態ＳＴ１では、第１スイッチ２１および第４スイッチ２４がオンであって、第１出力回路ＯＣ１において第１整流ダイオード４１の整流方向に電流が流れ（黒破線矢印Ｂ１）、第２トランス３２において電気エネルギーの蓄積が行われる。第２状態ＳＴ２では、第２スイッチ２２および第３スイッチ２３がオンであって、第２出力回路ＯＣ２において第２整流ダイオード４２の整流方向に電流が流れ（黒破線矢印Ｂ２）、第１トランス３１において電気エネルギーの蓄積が行われる。第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０では、図２に示されるように、第１スイッチ２１および第４スイッチ２４がオンである期間がすべて第１状態ＳＴ１であり、第２スイッチ２２および第３スイッチ２３がオンである期間がすべて第２状態ＳＴ２である。
　第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０では、制御部６０が第１スイッチ２１のデューティー比Ｄ１と第２スイッチ２２のデューティー比Ｄ２との少なくとも一方を変更することにより、第１出力端子５１の第２出力端子５２に対する電位差（出力電圧Ｖｏｕｔ）を変更可能である。なお、第１スイッチ２１のデューティー比Ｄ１および第２スイッチ２２のデューティー比Ｄ２は次の条件を満たす。
　　０＜Ｄ１＜１、
　　０＜Ｄ２＜１、
　　Ｄ１≠Ｄ２かつ
　　０＜Ｄ１＋Ｄ２＜１
　上記のとおり、Ｄ１≠Ｄ２であるため、第１状態ＳＴ１において黒破線矢印Ａ１の向きに流れる電流量と、第２状態ＳＴ２において黒破線矢印Ａ２の向きに流れる電流量とは一致しない（非対称）。このため、直列回路部ＳＣ１を流れる電流の直流成分が生じないように、すなわち、直列回路部ＳＣ１の全体として、第１端部Ｐ１と第２端部Ｐ２との間に、黒破線矢印Ａ１の向き（Ｄ１＞Ｄ２の場合）または黒破線矢印Ａ２の向き（Ｄ１＜Ｄ２の場合）に電流が流れないように、直列回路部ＳＣ１には、ＤＣカットコンデンサであるコンデンサ３３が設けられている。
　ここで、第１スイッチ２１および第４スイッチ２４がオンである期間の後に設けられるデッドタイム期間ｄｔが第１スイッチ２１および第４スイッチ２４がオンである期間よりも十分に短く、第２スイッチ２２および第３スイッチ２３がオンである期間の後に設けられるデッドタイム期間ｄｔが第２スイッチ２２および第３スイッチ２３がオンである期間よりも十分に短い場合には、次の関係が成り立つ。
　　Ｄ１＋Ｄ２≒１
　このとき、出力電圧Ｖｏｕｔは、次の式を満たす。
　　Ｖｏｕｔ∝Ｄ１（１－Ｄ１）
　上記式によれば、出力電圧Ｖｏｕｔと第１スイッチ２１のデューティー比Ｄ１との関係は、Ｄ１＝０．５の場合を頂点とし、Ｄ１＝０およびＤ１＝１にてＶｏｕｔ＝０を横切る放物線となる。それゆえ、出力電圧Ｖｏｕｔを調整するには、０＜Ｄ１＜０．５または０．５＜Ｄ１＜１の範囲でＤ１を制御すればよい。
　図５（ａ）は、図１に示される回路の直列回路部を流れる電流を説明するためのタイミングチャートである。図５（ｂ）は、図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能していない場合において直列回路部を流れる電流を説明するためのタイミングチャートである。図５（ａ）の上側の電流チャートは、図２に示される第１スイッチ２１のドレイン電流Ｉｄ１であり、図５（ａ）の中央の電流チャートは、図２に示される第２スイッチ２２のドレイン電流Ｉｄ２の極性を反転させたものである。これらの電流が、直列回路部ＳＣ１を流れるため、第１端部Ｐ１側から第２端部Ｐ２側の流れを正とすれば、図５（ａ）の上側の電流チャートと図５（ａ）の中央の電流チャートとを合成して得られる電流チャートが、直列回路部ＳＣ１を流れる合成電流Ｉｓｃのチャートであり、図５（ａ）の下側に示されている。図５（ａ）の下側の合成電流Ｉｓｃのチャートでは、直列回路部ＳＣ１に位置するインダクタンス素子（コイル３４、第１トランス３１、第２トランス３２）により、合成電流Ｉｓｃはなだらかに増減している。
　直列回路部ＳＣ１に位置するインダクタンス素子（コイル３４、第１トランス３１、第２トランス３２）が適切に機能しない場合には、図５（ｂ）に示されるように、合成電流Ｉｓｃは第１ゲートドライブＧＤ１および第２ゲートドライブＧＤ２の動作に応じて急峻に変化する。
　図６（ａ）は、図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能している場合を説明するためのタイミングチャート、（ｂ）図１に示される回路が有する共振回路のが適切に機能していない場合を説明するためのタイミングチャート、（ｃ）図１（ｂ）の一部を拡大したタイミングチャートである。
　直流電圧変換回路１０において、直列回路部ＳＣ１にコイル３４が設けられ、その自己インダクタンスＬｒが十分に大きいなど、共振回路のインダクタンス素子が適切に機能する場合には、図６（ａ）に示されるように、第１スイッチ２１のドレイン電圧Ｖｄｓ１が０Ｖ以下となり、ドレイン電流Ｉｄ１がマイナス方向に流れて、ゼロボルトスイッチングが実現されている。なお、第１トランス３１または第２トランス３２が共振回路の一部となってもよい。
　これに対し、共振回路のインダクタンス素子（が適切に機能していない場合（具体的には、直列回路部ＳＣ１にコイル３４が設けられていない場合や、設けられているがその自己インダクタンスＬｒが過度に小さい場合などが例示される。）には、図６（ｂ）および図６（ｃ）に示されるように、直列回路部ＳＣ１のインピーダンスが増加するため、共振回路の容量素子（具体的には第１スイッチ２１および第４スイッチ２４の出力容量）に流れる電流が減る。このため、共振回路が発生する電圧の振幅の最大値（最大振幅電圧）が小さくなって、０Ｖまで第１スイッチ２１のドレイン電圧Ｖｄｓ１が０Ｖまで低下していない。また、直列回路部ＳＣ１のインダクタンスが小さいため、時定数τが短くなる。図６（ｃ）に示される例では、第１スイッチ２１を構成する電界効果トランジスタがオン動作となるタイミングｔｏｎが時定数τよりも遅くなっている。このため、ゼロボルトスイッチングが実現されていない。また、第１スイッチ２１のドレイン電圧Ｖｄｓ１にスパイク状の電圧上昇（サージ電圧）が発生し、この電圧上昇はノイズの原因となりうる。
　以上説明したように、第１スイッチ２１などのスイッチが適切に動作するためには、共振回路のインダクタンス素子のインダクタンスが大きいことが好ましい。この観点からコイル３４が設けられる。なお、本実施形態に係る直流電圧変換回路１０では、第１トランス３１と第２トランス３２とが磁気的に独立しているため、一方のトランス（例えば第１トランス３１）が関与する出力回路（第１出力回路ＯＣ１）に電流が流れる際に、他方のトランス（第２トランス３２）が関与する出力回路（第２出力回路ＯＣ２）に電流が流れないため、他方のトランス（第２トランス３２）の一次側（第２トランス３２の一次側３２１）は、コイル３４と同様に、インダクタとして機能することができる。
　なお、直流電圧変換回路１０が液晶表示機器や有機ＥＬ表示機器のような表示装置や情報機器の電源装置などに適用される場合には、ノイズは抑制されるべきであることから、図６（ａ）に示されるようなゼロボルトスイッチングが実現されることが好ましい。直流電圧変換回路１０が電気自動車の充電スタンドの電源装置など、ノイズが与える影響が少ない場合には、ゼロボルトスイッチングが行われることは特に求められない。この場合には、スイッチの出力容量に蓄積された電荷が放出されることなどに起因して、図６（ｂ）および図６（ｃ）に示されるようにスパイク電圧（サージ電圧）やスパイク電流（サージ電流）が発生しうる（ハードスイッチング）。しかしながら、直流電圧変換回路１０における共振回路（第１トランス３１または第２トランス３２はインダクタとして機能する）の最大振幅電圧が大きくなるように共振条件を整える必要がない。それゆえ、直流電圧変換回路１０の制御範囲を広げることができる。また、直流電圧変換回路１０においてコイル３４は必須とされないため、直流電圧変換回路１０の小型化が可能である。
　上記の直流電圧変換回路１０はいわゆるフルブリッジ方式であるため、直列回路部ＳＣ１に印加される電圧は、電源装置１００の直流電源７０からの入力電圧Ｖｉｎとなる。このため、大出力のコンバータ用途として用いられることが好ましい。直流電圧変換回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの関係は、パルスドライブ回路から出力されるパルスのデューティー比Ｄ１（０＜Ｄ１＜１）およびトランスの巻き数比（１次側巻き数／２次側巻き数）ｎを用いて、次のように表される（ただし、第１トランス３１の巻き線比と第２トランス３２の巻き線比とは等しい。）。
　　Ｖｏｕｔ＝２×Ｄ１×（１－Ｄ１）×Ｖｉｎ／ｎ
　したがって、直流電圧変換回路１０は、ＤＣ－ＤＣコンバータとして降圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）は必ずしも高くないが、第１スイッチ２１などスイッチに流れる電流は相対的に低くなるため、大出力用途に適している。
　上記のように、本実施形態に係る直流電圧変換回路１０は大出力用途に適しているが、インダクタンス素子（コイル３４、第１トランス３１、第２トランス３２）の磁芯（コア）を構成する材料として、高周波（例えば１００ｋＨｚ以上）用途で低コアロスの観点から一般的なフェライト系軟磁性材料を適用すると、次のような問題が懸念される。前述のように、直流電圧変換回路１０では、動作時に電流が流れない出力回路に二次側が位置するトランスは、コイル３４と同様にエネルギー蓄積素子として機能する。エネルギー蓄積が効率的に行われるため観点からすると、トランスの磁芯（コア）は磁気飽和が生じにくい材料から構成されることが好ましいが、フェライト系軟磁性材料は比較的透磁率が高いため、トランスの磁芯（コア）にエアギャップ部を設けて実効的な透磁率を低下させることが必要となる。しかしながら、エアギャップ部は漏れ磁束の問題を生じさせ、結果的にトランスの磁芯（コア）の損失（銅損も含む。）の増大をもたらす。また、フェライト系軟磁性材料は飽和磁束密度が比較的低いため、磁気飽和を回避するにはトランスの磁芯（コア）の体積を大きくする必要があり、トランスの小型化の阻害要因となっていた。
　図７は、磁芯にエアギャップ部があるコイルに電流を流したときに生じる漏れ磁界の磁束（漏れ磁束）をシミュレーションした結果であり、図８はその漏れ磁束に基づくジュール損失密度をシミュレーションした結果である。磁芯にエアギャップ部があると、図７において矢印で示されるように、エアギャップ部から磁束の漏れが生じ、その漏れ磁束の一部はエアギャップの周囲に位置するコイルを通る。このエアギャップ部からの漏れ磁束によってコイルに誘導電流が流れ、ジュール損失が発生する。図８に示されるように、ジュール損失の密度はエアギャップ部の周囲で高くなるため、磁芯にエアギャップ部があるコイルを小型化すると、このジュール損失に基づいてコイルが過度に加熱されて、コイルが機能劣化することが懸念される。
　そこで、本発明の第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０では、トランス（第１トランス３１、第２トランス３２）の磁芯（コア）の透磁率（初透磁率）は１５以上１２０以下に設定される。トランスの磁芯の透磁率がこの範囲であることにより、トランスにエアギャップ部を設けなくてもトランスの磁化が飽和しにくくなり、エネルギーロスが生じにくくなる。トランスの磁芯（コア）の透磁率は、２０以上８０以下であることがより好ましく、２５以上６０以下であることが特に好ましい。なお、トランスの磁芯（コア）を構成する軟磁性材料の典型例であるＭｎＺｎ系フェライトなどフェライトの透磁率は例えば１０００から３５００である。このような材料を用いてトランスの磁芯（コア）の透磁率（実効透磁率）を上記の範囲に設定しようとすれば、エアギャップ部を設けることが必要となるが、エアギャップ部は上記のように漏れ磁束の影響が懸念される。したがって、直流電圧変換回路１０が備えるトランス（第１トランス３１、第２トランス３２）はエアギャップ部を有しないことが好ましい。
　また、本発明の第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０では、トランス（第１トランス３１、第２トランス３２）の磁芯（コア）の飽和磁束密度は７００ｍＴ以上であることが、トランスの磁芯（コア）の磁気飽和を回避する観点から好ましい。トランスの磁芯（コア）の飽和磁束密度は、０．９Ｔ以上であることがより好ましく、１．１Ｔ以上であることが特に好ましい。トランスの磁芯（コア）の磁気飽和を回避する観点からは、トランスの磁芯（コア）の飽和磁束密度の上限は規定されない。飽和磁束密度が１．４Ｔ以上のような磁性体材料では損失特性が劣化する傾向が強くなることもあるので、１．３Ｔ程度を上限とすることが好ましい場合がある。したがって、飽和磁束密度を高めることと損失を低くすることを兼ね備える観点から、トランスの磁芯の飽和磁束密度は、０．８以上１．３Ｔ以下であることが特に好ましい。トランスの磁芯（コア）を構成する材料の入手容易性を確保する観点から１．２Ｔ以下程度とすることが好ましい場合がある。なお、トランスの磁芯（コア）を構成する軟磁性材料の典型例であるフェライト系軟磁性材料の飽和磁束密度は、一般的に３８０ｍＴ以上５００ｍＴ以下である。
　上記のような透磁率に関する好適範囲や飽和磁束密度の好適範囲を満たすことが容易であることから、トランス（第１トランス３１、第２トランス３２）の磁芯（コア）に用いられる磁性材料は、アモルファス金属系軟磁性材料や、ナノ結晶金属系軟磁性材料などを用いて構成されることが好ましい。アモルファス金属系軟磁性材料の具体例として、Ｆｅ－Ｐ－Ｃ系非晶質磁性合金が例示される。特に、Ｆｅ－Ｐ－Ｃ系非晶質磁性合金の粉末を用いてなる圧粉コアは、高周波（例えば１００ｋＨｚ以上）において、低い透磁率（１２０以下）、高い飽和磁束密度（７００ｍＴ以上）、および低いコアロスを実現できるため、好ましい。
　上記のトランス（第１トランス３１、第２トランス３２）の磁芯（コア）の場合と同様の理由により、コイル３４の磁芯（コア）も、１５以上１２０以下であることが好ましく、２０以上８０以下であることがより好ましく、２５以上６０以下であることが特に好ましい。コイル３４の磁芯（コア）はエアギャップレスであれば、漏れ磁束が生じないため、好ましい。コイル３４の磁芯（コア）の飽和磁束密度は、７００ｍＴ以上であることが好ましく、０．９Ｔ以上であることがより好ましく、１．１Ｔ以上であることが特に好ましい。このような要請に応える観点から、コイル３４の磁芯（コア）がアモルファス金属系軟磁性材料や、ナノ結晶金属系軟磁性材料などを用いて構成されることが好ましいことも、トランスの磁芯（コア）の場合と同様である。
（第２実施形態）
　図９は、本発明の第２実施形態に係る電源装置の回路図である。図９に示されるように、本発明の第２実施形態に係る電源装置１００Ａが備える直流電圧変換回路１０Ａの回路構成は、図９に示される本発明の第１実施形態に係る電源装置１００が備える直流電圧変換回路１０の回路構成と、制御部６０Ａの構成以外は共通する。直流電圧変換回路１０Ａの制御部６０Ａは、第１スイッチ２１を制御する第１ゲートドライブＧＤ１、第２スイッチ２２を制御する第２ゲートドライブＧＤ２、第３スイッチ２３を制御する第３ゲートドライブＧＤ３、および第４スイッチ２４を制御する第４ゲートドライブＧＤ４を備える。直流電圧変換回路１０Ａの回路構成は、制御部６０Ａの構成以外は直流電圧変換回路１０の回路構成と共通するため、以降、制御部６０Ａについてのみ説明し、直流電圧変換回路１０Ａにおける他の回路構成の説明を省略する。なお、直流電圧変換回路１０Ａではコンデンサ３３は必須とされない。この点については後述する。
　図１０は、図９に示される本発明の第２実施形態に係る電源装置１００Ａが備える直流電圧変換回路１０Ａのタイミングチャートである。図１０のタイミングチャートでは、第１ゲートドライブＧＤ１から第４ゲートドライブＧＤ４のタイミングチャート、ならびに第１スイッチ２１のドレイン電流Ｉｄ１、第４スイッチ２４のドレイン電流Ｉｄ４および第４スイッチのドレイン電圧Ｖｄｓ４が示されている。
　直流電圧変換回路１０Ａの制御部６０Ａは、第１スイッチ２１および第２スイッチ２２についてデッドタイム期間ｄｔを有して交互にオンオフ制御するとともに、第３スイッチ２３および第４スイッチ２４についてもデッドタイム期間ｄｔを有して交互にオンオフ制御する点で、第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０の制御部６０と共通する。また、第１状態ＳＴ１では、第１スイッチ２１および第４スイッチ２４がオンであって、第２状態ＳＴ２では、第２スイッチ２２および第３スイッチ２３がオンであることも、第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０の制御部６０の制御と同じである。しかしながら、次に説明するように、第２実施形態に係る直流電圧変換回路１０Ａの制御部６０Ａは、第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０の制御部６０とは異なり、第１スイッチ２１と第４スイッチ２４との同期制御および第２スイッチ２２と第３スイッチ２３との同期制御を行わず、第１スイッチ２１から第４スイッチ２４について、いわゆる位相シフト制御を行う。
　第１入力端子１１と第２入力端子１２との間に直流電圧が印加されたときに、制御部６０Ａは、第１スイッチ２１から第４スイッチ２４のそれぞれについて、０．５未満の互いに等しいデューティー比Ｄでオンとオフとを繰り返す。各スイッチについて、オンの状態にある期間であるオン期間Ｐｏｎとオフの状態にある期間であるオフ期間Ｐｏｆｆとの合計期間が第１スイッチの１周期となる。デューティー比Ｄが０．５未満となるのは、各スイッチのオン期間Ｐｏｎの前後に、デッドタイム期間ｄｔが設けられるためである。
　制御部６０Ａは、第２スイッチ２２から第４スイッチ２４をオンとするタイミングが第１スイッチ２１のオンとするタイミングからずれるように制御する。
　まず、第１スイッチ２１がオンとなってから、オン期間Ｐｏｎよりも短い所定の長さの期間であるシフト期間Ｐｓが経過したことを契機として、第４スイッチ２４をオンとして第１状態ＳＴ１を発生させる。直流電圧変換回路１０Ａの制御部６０Ａの制御では、第１スイッチ２１に対して位相がずれてオンとなった第４スイッチ２４がオンである期間と第１スイッチ２１に係るオン期間Ｐｏｎとの重複期間のみが第１状態ＳＴ１となり、第１スイッチ２１に係るオン期間Ｐｏｎのすべてが第１状態ＳＴ１ではない。
　次に、第１スイッチ２１がオフとなってからデッドタイム期間ｄｔが経過したことを契機として第２スイッチ２２をオンとする。第１スイッチ２１がオフとなることにより、第１状態ＳＴ１が終了する。
　続いて、第２スイッチ２２がオンとなってからシフト期間Ｐｓが経過したことを契機として、第３スイッチ２３をオンとして第２状態ＳＴ２を発生させる。直流電圧変換回路１０Ａの制御部６０Ａの制御では、第２スイッチ２２に対して位相がずれてオンとなった第３スイッチ２３がオンである期間と第２スイッチ２２に係るオン期間Ｐｏｎとの重複期間のみが第２状態ＳＴ２となり、第２スイッチ２２に係るオン期間Ｐｏｎのすべてが第２状態ＳＴ２ではない。
　直流電圧変換回路１０Ａの制御部６０Ａの制御では、第１状態ＳＴ１の期間の長さおよび第２状態ＳＴ２の期間の長さを変更することにより、第１出力端子５１の第２出力端子５２に対する電位差（出力電圧Ｖｏｕｔ）を変更する。制御部６０Ａの制御の具体的な一例として、デッドタイム期間ｄｔがスイッチのオン期間Ｐｏｎよりも十分に短い場合には、Ｄ≒０．５と近似できることから、出力電圧Ｖｏｕｔは、シフト期間Ｐｓと次の関係を有し、シフト期間Ｐｓの長さを変更することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを調整することができる。
　　Ｖｏｕｔ∝Ｐｓ／（Ｐｏｎ＋Ｐｏｆｆ）
　ここで、０＜Ｐｓ／（Ｐｏｎ＋Ｐｏｆｆ）＜０．５となる。
　以上説明した第１実施形態に係る電源装置１００が備える直流電圧変換回路１０および第２実施形態に係る電源装置１００Ａが備える直流電圧変換回路１０Ａでは、４つのスイッチ（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）がフルブリッジ回路を構成している。第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０では、第１スイッチ２１と第４スイッチ２４とが同期制御され、第２スイッチ２２と第３スイッチ２３とが同期制御されるため、ＤＣカットコンデンサであるコンデンサ３３が設けられて直列回路部ＳＣ１に大電流の流れ込みが防止されている。第２実施形態に係る直流電圧変換回路１０Ａでは、デューティー比Ｄが等しい４つのスイッチ（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）は位相をずらしてオンオフ制御されているため、直列回路部ＳＣ１に大電流が流れ込みにくい。このため、第２実施形態に係る直流電圧変換回路１０Ａでは、ＤＣカットコンデンサであるコンデンサ３３を直列回路部ＳＣ１に設けることは必須とされない。
（第３実施形態）
　図１１から図１３を用いて、本発明の第３実施形態に係る電源装置１００Ｂについて説明する。図１１は、本発明の第３実施形態に係る電源装置の回路図である。図１２は、図１１に示される回路が第１状態ＳＴ１にある場合の動作（第１ゲートドライブＧＤ１がオン動作、第２ゲートドライブＧＤ２がオフ動作の場合）を説明する図である。図１３は、図１１に示される回路が第２状態ＳＴ２にある場合の動作（第２ゲートドライブＧＤ２がオン動作、第１ゲートドライブＧＤ１がオフ動作の場合）を説明する図である。
　第３実施形態に係る電源装置１００Ｂが備える直流電圧変換回路１０Ｂは、第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０における４つのスイッチからなるフルブリッジ回路を２つのスイッチからなるハーフブリッジ回路に置き換えたものである。第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０との対比で第３実施形態に係る直流電圧変換回路１０Ｂを説明すれば、直流電圧変換回路１０における第３スイッチ２３と第４スイッチ２４との直列接続から構成されるハーフブリッジ回路が削除され、直列回路部ＳＣ１の他方の端部（第２端部Ｐ２）は、第２スイッチ２２と第２入力端子１２との間に接続される。
　また、第３実施形態に係る直流電圧変換回路１０Ｂでは、第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０においてＤＣカットコンデンサであるコンデンサ３３が設けられた位置に、第１コンデンサ３３１が設けられる。すなわち、第１トランス３１の一次側３１１および第２トランス３２の一次３２１側と第１コンデンサ３３１とは直列接続をなし、この直列接続に対して、第１スイッチ２１は直列に接続される。図１１に示される回路では、第１コンデンサ３３１は、第１トランス３１の一次側３１１と第２トランス３２の一次３２１側とからなる直列接続と、直列回路部ＳＣ１の他方の端部（第２端部Ｐ２）との間に位置するが、これに限定されない。第１コンデンサ３３１は、第１トランス３１の一次側３１１と第２トランス３２の一次３２１側とからなる直列接続に対して直列に接続されていればよい。例えば、第１コンデンサ３３１は、第１トランス３１の一次側３１１と第２トランス３２の一次３２１側とからなる直列接続と、直列回路部ＳＣ１の一方の端部（第１端部Ｐ１）との間に位置してもよい。なお、図１１に示される回路では、コイル３４も、第１トランス３１の一次側３１１と第２トランス３２の一次３２１側とからなる直列接続に対して直列に接続されている。
　図１２に示されるように、第１スイッチ２１がオンとなる第１状態ＳＴ１において、直列回路部ＳＣ１に黒破線矢印Ａ３の経路で電流が流れるとともに、第１コンデンサ３３１には電荷が蓄積される。このとき、第１出力回路ＯＣ１には電流が流れ（黒破線矢印Ｂ１）、第２トランス３２では電気エネルギーの蓄積が行われる。
　一方、図１３に示されるように、第２スイッチ２２がオンとなる第２状態ＳＴ２では、第１状態ＳＴ１において第１コンデンサ３３１に蓄積された電荷が放出されることにより、直列回路部ＳＣ１に第１状態ＳＴ１の場合（黒破線矢印Ａ３）とは反対向きに電流が流れる（黒破線矢印Ａ４）。このとき、第２出力回路ＯＣ２には電流が流れ（黒破線矢印Ｂ２）、第１トランス３１では電気エネルギーの蓄積が行われる。
　第３実施形態に係る直流電圧変換回路１０Ｂの制御部６０Ｂは、第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０の制御部６０と同様の制御を行う。すなわち、デッドタイム期間ｄｔを有して第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とを交互にオンオフ制御する。また、第１スイッチ２１のデューティー比Ｄ１と第２スイッチ２２のデューティー比Ｄ２との少なくとも一方を変更することにより、第１出力端子５１の第２出力端子５２に対する電位差（出力電圧Ｖｏｕｔ）を変更可能である。第１スイッチ２１のデューティー比Ｄ１と第２スイッチ２２のデューティー比Ｄ２とは等しくない（非対称である）ため、直列回路部ＳＣ１に大電流が流れ込まないためのＤＣカットコンデンサが必要となるが、直流電圧変換回路１０Ｂでは第１コンデンサ３３１がその機能を果たしている。第１コンデンサ３３１とは別にＤＣカットコンデンサとしてのコンデンサ３３が設けられていてもよい。
（第４実施形態）
　図１４から図１６を用いて、本発明の第４実施形態に係る電源装置１００Ｃについて説明する。図１４は、本発明の第４実施形態に係る電源装置の回路図である。図１５は、図１４に示される回路が第１状態ＳＴ１にある場合の動作（第１ゲートドライブＧＤ１がオン動作、第２ゲートドライブＧＤ２がオフ動作の場合）を説明する図である。図１６は、図１４に示される回路が第２状態ＳＴ２にある場合の動作（第２ゲートドライブＧＤ２がオン動作、第１ゲートドライブＧＤ１がオフ動作の場合）を説明する図である。
　第４実施形態に係る電源装置１００Ｃが備える直流電圧変換回路１０Ｃは、第３実施形態に係る電源装置１００Ｂが備える直流電圧変換回路１０Ｂとの対比で、直列回路部ＳＣ１に、第１トランス３１の一次３１１側と第２トランス３２の一次３２１側とからなる直列接続に対して直列に接続する第２コンデンサ３３２がさらに設けられている。こうして構成される、第１トランス３１の一次３１１側および第２トランス３２の一次３２１側ならびに第２コンデンサ３３２からなる直列接続に対して、第２スイッチ２２は直列に接続される。なお、図１４に示される回路では、コイル３４も、第１トランス３１の一次側３１１と第２トランス３２の一次３２１側とからなる直列接続に対して直列に接続されている。
　さらに具体的に説明すると、第１コンデンサ３３１は、第１トランス３１の一次３１１側および第２トランス３２の一次３２１側からなる直列接続と直列回路部ＳＣ１の他方の端部（第２端部Ｐ２）との間に位置する。第１トランス３１の一次３１１側および第２トランス３２の一次３２１側からなる直列接続と、第１コンデンサ３３１との間に、第２コンデンサ３３２の一方の端部（第３端部Ｐ３）が接続され、第２コンデンサ３３２の他方の端部（第４端部Ｐ４）は、第１入力端子１１に接続される。したがって、第１コンデンサ３３１と第２コンデンサ３３２とは直列接続をなし、この直列接続は、第１入力端子１１と第２入力端子１２との間に位置する。すなわち、第４実施形態に係る直流電圧変換回路１０Ｃは、第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０との対比で、第３スイッチ２３に代えて第２コンデンサ３３２が設けられ、第４スイッチ２４に代えて第１コンデンサ３３１が設けられた構成となっている。
　図１５に示されるように、第１状態ＳＴ１では、第１入力端子１１からの電流が、第１トランス３１の一次３１１側および第２トランス３２の一次３２１側ならびに第１スイッチ２１からなる直列接続を流れて、第１コンデンサ３３１に電荷が蓄積される電流経路（黒破線矢印Ａ１１）が生じる。また、第２コンデンサ３３２に蓄積された電荷が放出されて、第１トランス３１の一次３１１側および第２トランス３２の一次３２１側からなる直列接続、第１スイッチ２１および第２コンデンサ３３２を含む閉回路に、黒点線矢印Ａ１２の向きの電流が流れる。このとき、第１出力回路ＯＣ１には電流が流れ（黒破線矢印Ｂ１）、第２トランス３２では電気エネルギーの蓄積が行われる。
　図１６に示されるように、第２状態ＳＴ２では、第１トランス３１の一次３１１側および第２トランス３２の一次３２１側ならびに第１スイッチ２１からなる直列接続を通って、第２入力端子１２へと電流が流れる電流経路（黒破線矢印Ａ２１）により、第２コンデンサ３３２に電荷が蓄積される。また、第１コンデンサ３３１に蓄積された電荷が放出されて、第１トランス３１の一次３１１側および第２トランス３２の一次３２１側とからなる直列接続、第２スイッチ２２および第１コンデンサ３３１を含む閉回路に、黒点線矢印Ａ２２の向きの電流が流れる。このとき、第２出力回路ＯＣ２には電流が流れ（黒破線矢印Ｂ２）、第１トランス３１では電気エネルギーの蓄積が行われる。
　第４実施形態に係る直流電圧変換回路１０Ｃの制御部６０Ｃは、第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０の制御部６０と同様の制御を行う。すなわち、デッドタイム期間ｄｔを有して第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とを交互にオンオフ制御する。また、第１スイッチ２１のデューティー比Ｄ１と第２スイッチ２２のデューティー比Ｄ２との少なくとも一方を変更することにより、第１出力端子５１の第２出力端子５２に対する電位差（出力電圧Ｖｏｕｔ）を変更可能である。第１スイッチ２１のデューティー比Ｄ１と第２スイッチ２２のデューティー比Ｄ２とは等しくない（非対称である）ため、直列回路部ＳＣ１に大電流が流れ込まないためのＤＣカットコンデンサが必要となるが、直流電圧変換回路１０Ｂでは第１コンデンサ３３１および第２コンデンサ３３２がその機能を果たしている。第１コンデンサ３３１および第２コンデンサ３３２とは別にＤＣカットコンデンサとしてのコンデンサ３３が設けられていてもよい。
　以上説明した実施形態は、本発明の理解を容易にするために記載されたものであって、本発明を限定するために記載されたものではない。したがって、上記実施形態に開示された各要素は、本発明の技術的範囲に属する全ての設計変更や均等物をも含む趣旨である。
　例えば、上記の第１実施形態から第４実施形態に係る直流電源変換回路では、コイル３４などのインダクタが、複数のスイッチ（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）の出力容量と共振回路を形成し、この共振回路の最大振幅電圧がスイッチのドレイン電圧よりも大きくなるように設定されて、ゼロボルトスイッチングが行われているが、これに限定されない。直流電源変換回路が設けられた機器が表示装置や情報機器の電源装置に適用される場合には、ゼロボルトスイッチングを実現してノイズの発生を抑えることが好ましいが、電気自動車の充電スタンドの電源装置などのようにノイズの影響を受けにくい場合には、共振回路の最大振幅電圧を高めるための設定は特に不要であり、結果、サージ電圧やサージ電流が発生する、いわゆるハードスイッチングとなってもよい。この場合には、ゼロボルトスイッチングを実現する共振条件を満たす必要がないため、直流電源変換回路の制御範囲が広くなり、例えば充電スタンドの高速充電が可能となる。
　ハードスイッチングの場合には共振回路が不要なので、上記の実施形態に係る直流電源変換回路において直列回路部ＳＣ１に設けられているコイル３４が不要となる。また、図２に示されるタイミングチャートにおいて、第１ゲートドライブＧＤ１のデューティー比Ｄ１と第２ゲートドライブＧＤ２のデューティー比Ｄ２とが等しくなっていてもよい（すなわち、Ｄ１＝Ｄ２）。このように対称にスイッチングが行われる場合には、直列回路部ＳＣ１に大電流が流れ込みにくいため、ＤＣカットコンデンサであるコンデンサ３３も不要となる。
　本発明の一実施形態に係る直流電圧変換回路は、大出力のスイッチング電源の部分回路として好適に使用されうる。
１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ　　　：直流電圧変換回路
１１　　　：第１入力端子
１２　　　：第２入力端子
２１　　　：第１スイッチ
２２　　　：第２スイッチ
２３　　　：第３スイッチ
２４　　　：第４スイッチ
３１　　　：第１トランス
３２　　　：第２トランス
３３　　　：コンデンサ
３３１　　：第１コンデンサ
３３２　　：第２コンデンサ
３４　　　：コイル
４１　　　：第１整流ダイオード
４２　　　：第２整流ダイオード
５１　　　：第１出力端子
５２　　　：第２出力端子
６０　　　：制御部
７０　　　：直流電源
１００、１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ　　：電源装置
３１１　　：第１トランスの一次側
３１２　　：第１トランスの二次側
３２１　　：第２トランスの一次側
３２２　　：第２トランスの二次側
Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ１１、Ａ２１、Ｂ１、Ｂ２、　　：黒破線矢印
Ａ１２、Ａ２２　　：黒点線矢印
ＧＤ１　　：第１ゲートドライブ
ＧＤ２　　：第２ゲートドライブ
ＧＤ３　　：第３ゲートドライブ
ＧＤ４　　：第４ゲートドライブ
Ｉｄ１　　：第１スイッチのドレイン電流
Ｉｄ２　　：第２スイッチのドレイン電流
Ｉｄ４　　：第４スイッチのドレイン電流
Ｉｓｃ　　：合成電流
ＯＣ１　　：第１出力回路
ＯＣ２　　：第２出力回路
Ｐ１　　　：第１端部（直列回路部の一方の端部）
Ｐ２　　　：第２端部（直列回路部の他方の端部）
Ｐ３　　　：第３端部（第２コンデンサの一方の端部）
Ｐ４　　　：第４端部（第２コンデンサの他方の端部）
Ｐｏｎ　　：オン期間
Ｐｏｆｆ　：オフ期間
Ｐｓ　　　：シフト期間
ＳＣ１　　：直列回路部
ＳＴ１　　：第１状態
ＳＴ２　　：第２状態
Ｖｄｓ１　：第１スイッチのドレイン電圧
Ｖｄｓ２　：第２スイッチのドレイン電圧
Ｖｄｓ４　：第４スイッチのドレイン電圧
Ｖｉｎ　　：入力電圧
Ｖｏｕｔ　：出力電圧
ｄｔ　　　：デッドタイム期間
ｔｏｎ　　：電界効果トランジスタがオン動作となるタイミング

Claims (15)

  1. 　第１入力端子および第２入力端子と、
    　複数のスイッチと、
    　第１トランスの一次側、および前記第１トランスと極性が等しく磁気的に独立した第２トランスの一次側が直列に接続された直列回路部と、
    　前記第１トランスの二次側および第１整流ダイオードを直列接続で備え、前記第１整流ダイオードの整流方向の端部に第１出力端子が設けられ、前記第１整流ダイオードの整流方向とは反対側の端部に第２出力端子が設けられた第１出力回路と、
    　前記第２トランスの二次側および第２整流ダイオードを直列接続で備え、前記第２整流ダイオードの整流方向の端部に前記第１出力端子が位置し、前記第２整流ダイオードの整流方向とは反対側の端部に前記第２出力端子が位置する第２出力回路と、
    　前記複数のスイッチを制御する制御部と、
    を備える直流電圧変換回路であって、
    　前記複数のスイッチは、一方の端部が前記第１入力端子に接続される第１スイッチと、一方の端部が前記第２入力端子に接続される第２スイッチと、を備え、
    　前記第１スイッチと前記第２スイッチとは直列に接続され、前記直列回路部の一方の端部は前記第１スイッチと前記第２スイッチとの中間に接続され、
    　前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に直流電圧が印加されたときに、前記制御部は、
    　　前記第１スイッチと前記第２スイッチとをデッドタイム期間を有して交互にオンオフ制御することにより、前記直列回路部に流れる電流の向きを交互に反転させて、
    　　第１スイッチがオンであって、前記第１出力回路において前記第１整流ダイオードの整流方向に電流が流れ、前記第２トランスにおいて電気エネルギーの蓄積が行われる第１状態と、
    　　第２スイッチがオンであって、前記第２出力回路において前記第２整流ダイオードの整流方向に電流が流れ、前記第１トランスにおいて電気エネルギーの蓄積が行われる第２状態と、
    　を交互に発生させ、
    　前記第１トランスの磁芯の透磁率および前記第２トランスの磁芯の透磁率は、いずれも、１５以上１２０以下である、ことを特徴とする直流電圧変換回路。
  2. 　前記直列回路部は、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側に直列に接続する第１コンデンサをさらに有し、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側ならびに前記第１コンデンサからなる直列接続に対して、前記第１スイッチは直列に接続され、
    　前記直列回路部の他方の端部は、前記第２スイッチと前記第２入力端子との間に接続され、
    　前記第１状態では、前記第１コンデンサに電荷が蓄積され、
    　前記第２状態では、前記第１コンデンサに蓄積された前記電荷が放出される、請求項１に記載の直流電圧変換回路。
  3. 　前記直列回路部は、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側に直列に接続する第２コンデンサをさらに有し、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側ならびに前記第２コンデンサからなる直列接続に対して、前記第２スイッチは直列に接続され、
    　前記第１コンデンサは、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側からなる直列接続と前記直列回路部の他方の端部との間に位置し、
    　前記第２コンデンサは、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側からなる直列接続と前記第１コンデンサとの間に一方の端部が接続され、他方の端部は、前記第１入力端子に接続され、
    　前記第１状態では、前記第１コンデンサに電荷が蓄積されるとともに、前記第２コンデンサに蓄積された前記電荷が放出され、
    　前記第２状態では、前記第２コンデンサに電荷が蓄積されるとともに、前記第１コンデンサに蓄積された前記電荷が放出される、請求項２に記載の直流電圧変換回路。
  4. 　前記複数のスイッチは、前記直列回路部の他方の端部と前記第１入力端子との間に設けられた第３スイッチと、前記直列回路部の他方の端部と前記第２入力端子との間に設けられた第４スイッチと、をさらに備え、
    　前記第３スイッチと前記第４スイッチとは直列に接続され、前記直列回路部の他方の端部は前記第３スイッチと前記第４スイッチとの中間に接続され、
    　前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に直流電圧が印加されたときに、前記制御部は、前記第３スイッチと前記第４スイッチとについても前記デッドタイム期間を有して交互にオンオフ制御し、
    　前記第１状態では、前記第１スイッチおよび前記第４スイッチがオンであって、
    　前記第２状態では、前記第２スイッチおよび前記第３スイッチがオンである、請求項１に記載の直流電圧変換回路。
  5. 　前記直列回路部は、前記第１トランスの一次側および前記第２トランスの一次側に直列に接続するコンデンサをさらに有し、
    　前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に直流電圧が印加されたときに、前記制御部は、
    　　前記第１スイッチと前記第４スイッチとを同期制御するとともに、前記第２スイッチと前記第３スイッチとを同期制御し、
    　　前記第１スイッチのデューティー比と前記第２スイッチのデューティー比との少なくとも一方を変更することにより、前記第１出力端子の前記第２出力端子に対する電位差を変更可能とされる、請求項４に記載の直流電圧変換回路。
  6. 　前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に直流電圧が印加されたときに、前記制御部は、
    　前記第１スイッチから前記第４スイッチのそれぞれについて、５０％未満の互いに等しいデューティー比でオンとオフとを繰り返し、
    　前記第２スイッチから前記第４スイッチをオンとするタイミングについて、
    　　前記第１スイッチがオンとなってから、前記第１スイッチがオンの状態にある期間であるオン期間よりも短い所定の長さの期間であるシフト期間が経過したことを契機として、前記第４スイッチをオンとして前記第１状態を発生させ、
    　　前記第１スイッチがオフとなってから前記デッドタイム期間が経過したことを契機として前記第２スイッチをオンとし、
    　　前記第２スイッチがオンとなってから前記シフト期間が経過したことを契機として、前記第３スイッチをオンとして前記第２状態を発生させ、
    　前記第１状態の期間の長さおよび前記第２状態の期間の長さを変更することにより、前記第１出力端子の前記第２出力端子に対する電位差を変更可能とされる、請求項４に記載の直流電圧変換回路。
  7. 　前記第１トランスの磁芯および前記第２トランスの磁芯は、いずれも、エアギャップ部を有しない、請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の直流電圧変換回路。
  8. 　前記第１トランスの磁芯の飽和磁束密度および前記第２トランスの磁芯の飽和磁束密度は、いずれも、７００ｍＴ以上である、請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の直流電圧変換回路。
  9. 　前記複数のスイッチは、それぞれ電界効果トランジスタを有する、請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の直流電圧変換回路。
  10. 　前記複数のスイッチの少なくとも一つの前記電界効果トランジスタの出力容量を含んで構成される共振回路を備え、前記複数のスイッチの少なくとも一つがオフになるように制御されたときに、当該スイッチの前記電界効果トランジスタのドレイン電圧が０Ｖ以下となるように、前記共振回路の共振条件は設定される、請求項９に記載の直流電圧変換回路。
  11. 　前記直列回路部は、前記複数のスイッチの少なくとも一つに直列に接続するコイルをさらに備え、前記共振回路は前記コイルを含む、請求項１０に記載の直流電圧変換回路。
  12. 　前記コイルの磁芯の透磁率は１５以上１２０以下である、請求項１０または請求項１１に記載の直流電圧変換回路。
  13. 　前記コイルの磁芯はエアギャップ部を有しない、請求項１２に記載の直流電圧変換回路。
  14. 　前記コイルの磁芯の飽和磁束密度は７００ｍＴ以上である、請求項１０から請求項１３のいずれか一項に記載の直流電圧変換回路。
  15. 　請求項１から請求項１４のいずれか一項に記載の直流電圧変換回路と、前記直流電圧変換回路が備える前記第１入力端子および前記第２入力端子のそれぞれに電気的に接続された直流電源とを備える、電源装置。
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