JP2001268906A - サブ共振ｄｃ−ｄｃコンバータを有するデュアル電圧自動車両電気システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 低コスト、高信頼性、及び高い動作温度での
長寿命の目標に適合するようにする。 【解決手段】 直列共振ＤＣ−ＤＣコンバータ１８は、
そのタンク回路の共振周波数より低い固定のスイッチン
グ周波数で動作して、低電圧負荷１９を給電する。この
構成により、コンバータは、調整された上側システム電
圧Ｖｉｎからの固定の変換比を与え、そしてゼロ電流ス
イッチング及び固有の過負荷保護の有利な寄与を有して
動作する。トランスフォーマＴ２は、コンバータのタン
ク回路を低電圧負荷に誘導性結合させ、完全な入力／出
力ガルバニック分離を与える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デュアル電圧（ｄ
ｕａｌ ｖｏｌｔａｇｅ）自動車両電気システムに関
し、詳細には固定のサブ共振（ｓｕｂ−ｒｅｓｏｎａｎ
ｔ）スイッチング周波数で動作する直列共振ＤＣ−ＤＣ
コンバータを組み込んでいるシステムに関する。

【０００２】

【従来の技術】自動車両において電力要件が絶えず増大
することにより、デュアル電圧自動車両電気システム
が、システム動作効率を改善する手段として提案されて
きた。典型的には、オルタネータ及び蓄電装置は、高電
力負荷の大部分に供給される比較的高電圧レベル（例え
ば、４２ボルトのような）で動作し、そしてＤＣ−ＤＣ
コンバータは、ランプ、小さいモータ及び種々の電子的
制御器のようなある種の負荷に電力をより低い電圧（例
えば、１４ボルトのような）で供給するため用いられ
る。図１はデュアル電圧自動車両電気システム１０を図
示し、そのデュアル電圧自動車両電気システム１０にお
いてはエンジン又はモータ駆動４２ボルト・オルタネー
タ１１が、３６ボルトの公称端子電圧を有する蓄電装置
１２の両端間に接続されている。ライン１５上の上側シ
ステム電圧に応答する電圧調整器１４は、上側システム
電圧を公称４２ボルトに調整するようにオルタネータ１
１の励起を制御する。オルタネータ１１及び／又は蓄電
装置１２は、４２Ｖ負荷２０として示されている自動車
両の大多数の電気的負荷に直接電力を供給する。１４Ｖ
負荷１９として示されている種々の他の負荷はＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１８により給電され、そのＤＣ−ＤＣコン
バータ１８はオルタネータ１１及び／又は蓄電装置１２
の４２ボルト入力を公称１４ボルト出力に変換する。Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ１８の性能要件は、低コスト、高信
頼性、高動作温度での長寿命、高電力密度、軽重量、低
伝導及び放射エミッション（電磁適合性）及び、過負荷
及び逆極性に対する保護を含む。

【０００３】デュアル電圧自動車両用途のためのコンバ
ータ設計における最も共通のアプローチが図２及び図３
に図示されており、そこにおいてＤＣ−ＤＣコンバータ
１８は、参照番号１８ａ及び１８ｂによりそれぞれ示さ
れている。各々のケースにおいて、入力電圧は４２ボル
トとして示され、コンバータは、電力を１４ボルトの出
力電圧で供給する。図２のアプローチにおいて、入力キ
ャパシタＣ１とインダクタＬ１との間に接続されたパワ
ーＦＥＴ Ｑ１は、パルス幅変調されて、出力キャパシ
タＣ２を充電し且つ電力を１４Ｖ負荷１９にインダクタ
Ｌ１を介して供給する。ＦＥＴ Ｑ１のオフ期間中に、
インダクタＬ１に蓄積されたエネルギは、出力キャパシ
タＣ２及び１４Ｖ負荷１９を通り且つフリーホイール・
ダイオードＤ１を介して循環される。所望ならば、ダイ
オードＤ１は、同期整流を与えるためＦＥＴ Ｑ１の導
通に関連して制御される別のＦＥＴと置換することがで
きる。図３において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８ｂは、
センタータップされ且つステップダウンされたトランス
フォーマＴ１を介して電力を転送して、入力と出力とを
分離している。この場合、ＦＥＴ Ｑ１及びＱ２は、パ
ルス幅変調されて、トランスフォーマＴ１の１次巻線Ｐ
１及びＰ２を励起し、ダイオードＤ２及びＤ３は、トラ
ンスフォーマＴ１の２次巻線Ｓ１及びＳ２の両端間に現
れる電圧を整流する。インダクタＬ１、キャパシタＣ１
及びＣ２、及びフリーホイール・ダイオードＤ１は、図
２のＤＣ−ＤＣコンバータに示されているものと同一で
ある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】図２及び図３のＤＣ−
ＤＣコンバータは、高いスイッチング損失、特により高
い動作周波数での高いスイッチング損失により特徴付け
られる。一般的、これらの損失は、動作周波数を約１０
０ｋＨｚ又はそれより低くに、特に約数百ワットを越え
た電力レベルにおいて制限する。更に、固有の過負荷保
護がなく、そしてハード・スイッチング（ｈａｒｄ ｓ
ｗｉｔｃｈｉｎｇ）は、実質的なフィルタリングなしで
許容できない高い電磁干渉を生成する。その結果、低コ
スト、高信頼性、及び高い動作温度での長寿命の目標に
適合することが困難である。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明は、低電圧負荷が
タンク回路の共振周波数より低い固定のスイッチング周
波数で動作される直列共振ＤＣ−ＤＣコンバータにより
給電される改良されたデュアル電圧自動車両電気システ
ムを指向している。この構成により、コンバータは、調
整された上側システム電圧から固定の変換比を与え、そ
してゼロ電流スイッチング及び固有の過負荷保護の有利
な寄与を有して動作する。

【０００６】第１の実施形態に従い、トランスフォーマ
は、コンバータのタンク回路を低電圧負荷に誘導性結合
させ、完全な入力／出力ガルバニック（ｇａｌｖａｎｉ
ｃ）分離を与える。第２の実施形態に従い、コンバータ
は、低電圧負荷に供給される電力の一部が上側システム
電圧源から直接結合され、その残りの部分がコンバータ
を介して結合されるように構成される。いずれの実施形
態においても、変換比及びその負荷電流インピーダンス
の精度は、タンク回路に結合された負荷電流依存インダ
クタンスを有する複合コイルにより強化される。

【０００７】

【発明の実施の形態】図４から図９は、本発明に従った
デュアル電圧自動車両電気システムを異なる具体化の網
羅的でない例証で示す。図示の実施形態の各々におい
て、上側システム電圧は４２ボルトとして与えられ、下
側システム電圧は１４ボルトとして与えられるが、しか
しそのような値は例示であって制限するものではないこ
とを認識すべきである。また、本発明は、コンバータが
単一の低い方の電圧負荷に対して専用である電気システ
ム、又は２つ又はそれより多い低い方の電圧負荷が存在
し、それらのうちの１つ以上がそれ自身のコンバータを
有する電気システムに対して等しく適用されることを認
識すべきである。換言すると、幾つかの低い方の供給電
圧が存在し、その低い方の電圧の１つ以上は単一の負荷
装置に専属する。多くの異なる形態が可能であり、そし
てその可能性の網羅的なリストを発生させるための試み
がここでなされているわけではないことは明らかであ
る。

【０００８】本発明の種々の実施形態間の共通の特徴
は、電力を１４Ｖ負荷に供給するため、固定のサブ共振
周波数で動作する直列共振ＤＣ−ＤＣコンバータの使用
である。通常、共振ＤＣ−ＤＣコンバータは可変電圧変
換装置として用いられ、タンク回路のスイッチング周波
数が出力電圧を所望値に調整するよう制御される。しか
しながら、本発明によれば、スイッチング周波数は固定
の電圧変換比を与えるため固定値に維持され、調整はオ
ルタネータの電圧調整器１４により与えられる。本発明
の追加のそして特に有利な特徴は、スイッチング周波数
がコンバータのタンク回路の共振周波数より低い値に、
好適には約２分の１の共振周波数に設定されることであ
る。これは、過負荷状態中にもタンク回路のゼロ電流ス
イッチングを保証し、以下で説明するように、固有の過
負荷保護を与える。

【０００９】図４から図６は、コンバータが完全な入力
／出力ガルバニック分離を与える本発明の第１の実施形
態を図示する。図４を参照すると、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１８ｃが、実質的に図１に示されるようなデュアル電
圧自動車両電気システム１０に接続されている。パワー
・トランジスタＱ１及びＱ２（これらは図示のようなＦ
ＥＴ、あるいはＩＧＢＴであり得る。）は半波ブリッジ
として構成されるが、それらのパワー・トランジスタＱ
１及びＱ２は、直列接続されたタンク回路Ｃ３及びＬ２
を上側電圧ライン１５と共通又は筺体接地との間に接続
する。タンク回路はまた、トランスフォーマＴ２の１次
巻線を含み、そしてキャパシタＣ３のインピーダンスが
インダクタＬ２のインピーダンス及びトランスフォーマ
Ｔ２の漏れインダクタンスとに等しい周波数で単一の共
振極を有する。実際、インダクタＬ２は、トランスフォ
ーマの漏れインダクタンスが十分に高く所望の共振周波
数を達成する場合除き得る。トランジスタＱ１及びＱ２
は、タンク回路を交番電流で励起するため、ゲート駆動
回路２２により固定のスイッチング周波数で交互にオン
及びオフされるようバイアスされる。トランスフォーマ
の２次巻線のセンタータップＣＴが共通接地に接続さ
れ、そして２次巻線の端部同士がダイオードＤ２及びＤ
３を介して結合され、これらダイオードＤ２及びＤ３
は、トランスフォーマＴ２を介して誘導性結合されたタ
ンク・エネルギを全波整流する。こうして、出力は、タ
ンク回路と直列に効率的に供給される。図２及び図３に
おけるように、キャパシタＣ１は、４２ボルト入力（Ｖ
ｉｎ）と共通接地との間に接続され、そして出力キャパ
シタＣ２は、１４ボルト出力（Ｖｏｕｔ）と共通接地と
の間に接続される。

【００１０】図５は、参照番号１８ｄにより示された、
図４のコンバータ・トポロジーの変形を図示するが、一
般的に、動作特性は同じか又は非常に類似している。Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ１８ｄにおいて、半波ブリッジは、
トランジスタＱ１−Ｑ４を備える全波ブリッジにより置
換され、単一のトランスフォーマＴ２は、１対のトラン
スフォーマＴ３及びＴ４により置換され、双方の１次巻
線Ｐ１及びＰ２は、直列タンク回路に接続され、トラン
スフォーマの２次巻線Ｓ１及びＳ２は、センタータップ
されていない。この実施形態は、ダイオードＤ１−Ｄ８
を備える１対の全波ダイオード・ブリッジを必要とし、
ブリッジ出力は、出力Ｖｏｕｔに並列に接続される。ト
ランジスタ・ブリッジにおいて、対角に接続されたトラ
ンジスタＱ２及びＱ３が同時にターン・オン及びオフさ
れ、同様に対角に接続されたトランジスタＱ１及びＱ４
が同時にターン・オン及びオフされる。これら及び他の
トポロジーの変形が、効率、サイズ及びコストの考慮す
べきことがらに応じて、種々の組合わせで用いられ得
る。

【００１１】図４及び図５の実施形態において、タンク
・トランスフォーマＴ２−Ｔ４の巻数比は、各ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１８により与えられる固定の変換比がほぼ
３：１であるように選定される。図４の実施形態におい
て、トランジスタＱ１及びＱ２が半波構成に接続される
ので、トランスフォーマＴ２は３：２：２の巻数比を有
する。全波ブリッジが用いられる場合、巻数比は３：
１：１となるであろう。全波ブリッジを駆動する２つの
トランスフォーマＴ３及びＴ４を有する図５の実施形態
においては、両方のトランスフォーマＴ３及びＴ４は
３：２の巻数比を有する。

【００１２】図６は、参照番号１８ｅにより示された、
図４のコンバータ・トポロジーの別の変形を図示し、そ
こにおいて複合コイル対２４は、トランスフォーマＴ２
の１次巻線Ｐ２と並列に接続される。コイル２４の各々
は、実際には低い巻数のトランスフォーマＴａ、Ｔｂの
２次巻線であり、１次巻線はコンバータ出力ライン２５
に接続されている。このトポロジーの変形はコンバータ
の変換比及び負荷電流インピーダンスの精度を向上させ
るが、そのトポロジーの変形はまた、本発明の第２の実
施形態に適用され、そして図９に関して幾らか詳細に以
下に説明される。

【００１３】図７から図９は本発明の第２の実施形態を
図示し、そこにおいてコンバータのトランジスタ・ブリ
ッジの低側は、共通又は筺体接地の代わりにライン２６
を介して出力端子Ｖｏｕｔに直接接続される。これは、
実効的に電圧ドライバ回路をコンバータの回路要素と１
４Ｖ負荷１９との間に生成する。こうして、１４Ｖ負荷
１９により消費される電力の一部がＤＣ−ＤＣコンバー
タ１８ｆを介して出力端子Ｖｏｕｔに誘導性結合され、
その残りの部分はＶｏｕｔにライン２６を介して直接結
合される。他の点で、図７、図８及び図９のＤＣ−ＤＣ
コンバータ１８ｆ、１８ｇ及び１８ｈは、図４、図５及
び図６のそれぞれのＤＣ−ＤＣコンバータ１８ｃ、１８
ｄ及び１８ｅに類似する。

【００１４】図７から図９の実施形態に固有の電力分割
することの含意は重要である。これは、主に、コンバー
タの構成要素の電力定格が１４Ｖ負荷１９に直接転送さ
れる電力の一部分に比例して低減されることができるか
らである。正常な状態の下では、出力電圧Ｖｏｕｔは１
４ボルトに維持され、従ってトランジスタ・ブリッジ
は、全４２ボルトの代わりに２８ボルトのみをスイッチ
ングする。従って、１４Ｖ負荷１９により消費される電
力の３分の２は、トランジスタ・ブリッジ及びコンバー
タのタンク回路を介して誘導性結合され、その残りの３
分の１はライン２６を介して直接結合される。従って、
コンバータ損失と、ブリッジ・トランジスタ、タンク構
成要素、トランスフォーマ及びブリッジ・ダイオードの
電力定格と、入力及び出力容量とが、全てほぼ３分の１
に低減され得る。これは、コンバータのコスト、重量及
びサイズの点で著しい節約を、同様に改善された信頼性
を示すことができる。図７から図９のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１８ｆ−１８ｈは、図４から図６のＤＣ−ＤＣコン
バータ１８ｄ−１８ｅの完全な入力／出力ガルバニック
分離を与えないが、しかしデュアル電圧自動車両電気シ
ステムは必ずしも上側システム電圧と下側システム電圧
との間に完全なガルバニック分離を要するのではないこ
とは明らかである。図７から図９に図示された実施形態
の別の、多分より自明ではない利点は、トランスフォー
マの巻数比がその製造コストを低減する値に変わること
である。図７から図９の実施形態において、例えば、ト
ランスフォーマＴ２は１：１の巻数比を有し、それは高
周波数動作及びより低コストにとってより好ましい。一
般的に、１：１巻数比のトランスフォーマは、作るのが
より容易で、より低コストであり、且つ平面コア設計に
なじみやすい。同時に、構成要素の電力定格の変化及び
トランスフォーマ設計が、実際の自動車両電気システム
の製作化において２０％のオーダのコスト低減を与える
ことが示された。

【００１５】先に示したように、図６及び図９の実施形
態は、ライン２５の負荷電流により励起された複合コイ
ル対（図６における２４、図９における２４′）がトラ
ンスフォーマＴ２の１次巻線Ｐ２と並列に接続されてい
るコンバータ・トポロジーの更なる変形を図示する。他
の全ての点では、図６は図４に似ており、図９は図７に
似ているが、しかし複合コイルは、同様に図５及び図８
の実施形態（及びそれらの変形）に適用可能である。一
般的に、複合コイル２４、２４′は、負荷電流の増大と
共にインダクタンスが低減するよう構成され、そしてタ
ンク回路に結合され、それにより出力電圧Ｖｏｕｔは、
負荷電流の増大と共に増大する。これは、（１）整流器
ダイオード（図４、図６、図７及び図９におけるＤ２−
Ｄ３、及び図５及び図８におけるＤ１−Ｄ８）の順方向
導通降下、及び（２）出力電圧Ｖｏｕｔの負荷電流依存
性に起因した出力電圧Ｖｏｕｔにおける減少を克服す
る。適正に設計されたコイル・パラメータにより、出力
電圧Ｖｏｕｔは負荷電流に対して実質的に独立であり、
そして、タンク回路のトランスフォーマの電圧比が与え
られれば、実際に達成される変換比は設計比と一致する
であろう。コイル２４、２４′が、タンク回路のトラン
スフォーマＴ２の１次巻線Ｐ２と並列に接続されている
ように図示されているが、一方類似の結果を生じる他の
構成も可能である。例えば、コイル２４、２４′は、ト
ランスフォーマの２次巻線（単数又は複数）と並列に、
又はインダクタＬ２と並列に接続され得る。

【００１６】要約すると、固定のサブ共振スイッチング
周波数で動作されるコンバータを有する、図４から図９
に示されたシステム・トポロジーは、コンバータが常に
全ての負荷条件下においてゼロ電流スイッチングで動作
することができるので、スイッチング損失を最小化す
る。これは、数百ワットの出力が可能である電力段にお
いて非常に高い周波数で動作するのを可能にする。１キ
ロワット出力で、ＭＯＳＦＥＴブリッジ・トランジスタ
を有するそのようなコンバータを１ＭＨｚで動作させる
ことは実際的である。同様に、ＩＧＢＴブリッジ・トラ
ンジスタを５００ｋＨｚ程の高いスイッチング周波数で
用いることも可能である。ＭＯＳＦＥＴブリッジ・トラ
ンジスタにより、９５％を越える効率が、図１の電気シ
ステムにおいて立証された。これはまた、ブリッジ・ト
ランジスタ及びダイオードの双方において固有のソフト
−スイッチング（ｓｏｆｔ−ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）を生
じ、優秀なＥＭＩ性能を生じる。このことは特に１０Ｍ
Ｈｚより上で真である。なお、１０ＭＨｚより上では、
ハード−スイッチングされたコンバータは、自動車両電
気システムのようなＥＭＩに敏感な用途において厄介で
あることが多い。

【００１７】更に、図４から図９に示された各システム
・トポロジーは、固有の過負荷保護を特徴とする。各実
施形態において、コンバータ出力電圧Ｖｏｕｔは、式
Ｖｏｕｔ＝ｋ＊Ｖｉｎによりほとんど決定される。ここ
で、Ｖｉｎは入力電圧であり、ｋはトランスフォーマの
巻数比及びトランジスタのブリッジ形態により決定され
る定数（図４から図６の実施形態において０．３３３、
及び図７から図９の実施形態において０．５００）であ
る。自動車両電気システムにおいて存在するような電圧
源特性を有する入力に対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１
８ｃ−１８ｈは、その特性をそれらの出力において保持
する。しかしながら、１４Ｖ負荷１９が最大負荷点より
上の値を越えて短絡回路までそしてそれに至るとき、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ１８ｃ−１８ｈは電流制限モードで
動作する。従って、入力電圧が４２ボルトに固定された
ままである限り、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８ｃ−１８ｈ
は、電流源特性を示し、従って全ての過負荷条件に対し
て本来的に自己保護的である。この自己保護特性は、タ
ンク回路の共振周波数の２分の１又はそのあたりのスイ
ッチング周波数でタンク回路を励起することにより本来
的に（即ち、閉ループ制御のいずれの手段なしに）達成
される。

【００１８】上記で用いられたような「過負荷点」は、
負荷インピーダンスが低減したとき、回路動作が突然に
定電圧源特性から定電流源特性に遷移する、負荷曲線上
のその点として定義される。その遷移点は、直列タンク
の構成要素の特性インピーダンスＺｃに依存する。ここ
で、Ｚｃ＝ω（Ｌ／Ｃ）である。特に、コンバータの最
大出力電流容量は、Ｚｃに反比例し、そして入力電圧Ｖ
ｉｎに正比例する。

【００１９】従って、本発明は、自動車両デュアル電圧
電気システムのための新規なＤＣ−ＤＣコンバータ・ト
ポロジーを提供し、そこにおいて直列共振ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、固定のサブ共振スイッチング周波数で動作
されて、低電圧の電気的負荷を給電するため固定の電圧
変換比を提供する。本発明が、種々の実施形態を参照し
て記載されたが、しかし例示としてであり、本発明の範
囲内の多くの他の変形がまた可能である。従って、本発
明の範囲は、例示の実施形態に制限されず、むしろ頭書
の特許請求の範囲により規定される。

【図面の簡単な説明】

【図１】既知のデュアル電圧自動車両電気システムのブ
ロック図である。

【図２】図１の電気システムの文脈において入力／出力
ガルバニック分離なしの既知の非共振ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路図である。

【図３】図１の電気システムの文脈において完全な入力
／出力ガルバニック分離を有する既知の非共振ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路図である。

【図４】本発明の第１の実施形態に従った、固定のサブ
共振スイッチング周波数で動作される、完全な入力／出
力ガルバニック分離を有する直列共振ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを含むデュアル電圧自動車両電気システムのブロッ
ク図である。

【図５】図４に示されるＤＣ−ＤＣコンバータの第１の
変形の回路図である。

【図６】図４に示されるＤＣ−ＤＣコンバータの第２の
変形の回路図である。

【図７】本発明の第２の実施形態に従った、固定のサブ
共振スイッチング周波数で動作される、部分的な入力／
出力ガルバニック分離を有する直列共振ＤＣ−ＤＣコン
バータを含むデュアル電圧自動車両電気システムのブロ
ック図である。

【図８】図７に示されるＤＣ−ＤＣコンバータの第１の
変形の回路図である。

【図９】図７に示されるＤＣ−ＤＣコンバータの第２の
変形の回路図である。

【符号の説明】

１０ デュアル電圧自動車両電気システム １１ オルタネータ １２ 蓄電装置 １４ 電圧調整器 １８ ＤＣ−ＤＣコンバータ １９ １４Ｖ負荷 ２０ ４２Ｖ負荷 ２２ ゲート駆動回路

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１のシステム電圧（Ｖｉｎ）を画定す
   る調整されたＤＣ源（１１，１２，１４）と、 前記第１のシステム電圧（Ｖｉｎ）に結合され、前記第
   １のシステム電圧（Ｖｉｎ）より低い調整された第２の
   システム電圧（Ｖｏｕｔ）で電力を負荷回路（１９）に
   供給する直列共振コンバータ（１８）とを備え、 前記直列共振コンバータ（１８）は、前記負荷回路（１
   ９）に誘導性結合された直列共振タンク回路を含み、 前記直列共振タンク回路は、 前記タンク回路の基本共振周波数を規定する直列共振タ
   ンク構成要素（Ｌ２，Ｃ３）と、 電流を前記調整されたＤＣ源から前記タンク回路に供給
   するため交互に付勢されるブリッジ・トランジスタ（Ｑ
   １−Ｑ４）を含むトランジスタ・ブリッジと、 前記タンク回路の前記基本共振周波数より低い固定のス
   イッチング周波数で前記ブリッジ・トランジスタ（Ｑ１
   −Ｑ４）を付勢して、前記第１のシステム電圧（Ｖｉ
   ｎ）と前記第２のシステム電圧（Ｖｏｕｔ）との固定の
   電圧変換比を与えるゲート駆動回路（２２）とを備える
   デュアル電圧自動車両電気システム（１０）。
2. 【請求項２】 前記負荷回路（１９）に供給される電力
   が、前記タンク回路から前記負荷回路（１９）に分離ト
   ランスフォーマ（Ｔ２，Ｔ３／Ｔ４）により誘導性結合
   され、 前記分離トランスフォーマ（Ｔ２，Ｔ３／Ｔ４）が、前
   記直列タンク回路に接続された１次巻線（Ｐ１，Ｐ２）
   と、前記負荷回路（１９）に１つ以上の整流器要素（Ｄ
   １−Ｄ８）を介して結合された１つ以上の２次巻線（Ｓ
   １，Ｓ２）とを有する、請求項１記載の電気システム。
3. 【請求項３】 複数の分離トランスフォーマ（Ｔ３，Ｔ
   ４）を含み、 前記複数の分離トランスフォーマ（Ｔ３，Ｔ４）の各々
   が、前記直列タンク回路に接続された１次巻線（Ｐ１，
   Ｐ２）と、前記負荷回路（１９）に１つ以上の整流器要
   素（Ｄ１−Ｄ８）を介して結合された１つ以上の２次巻
   線（Ｓ１，Ｓ２）とを有する請求項２記載の電気システ
   ム。
4. 【請求項４】 前記ゲート駆動回路（２２）の固定のス
   イッチング周波数は、前記タンク回路の基本共振周波数
   の約２分の１である請求項１記載の電気システム。
5. 【請求項５】 前記コンバータ（１８）は、前記負荷回
   路（１９）に供給される出力電圧が前記負荷回路（１
   ９）に供給される電流の増大と共に低減する動作特性を
   有し、 前記電気システムは、前記負荷回路（１９）に誘導性結
   合され且つ前記コンバータ（１８）により前記負荷回路
   （１９）に供給される電流の増大と共に低減するインダ
   クタンスを有する複合構成要素（Ｔａ，Ｔｂ）を含み、 前記複合構成要素（Ｔａ，Ｔｂ）は、前記コンバータの
   動作特性を克服するように前記タンク回路に接続されて
   いる請求項１記載の電気システム。
6. 【請求項６】 前記負荷回路（１９）に供給される電力
   は、前記タンク回路から前記負荷回路に分離トランスフ
   ォーマ（Ｔ２−Ｔ４）により誘導性結合され、 前記分離トランスフォーマ（Ｔ２−Ｔ４）は、前記直列
   タンク回路に接続された１次巻線（Ｐ２）を有し、 前記複合構成要素（Ｔａ，Ｔｂ）は、前記１次巻線（Ｐ
   ２）と並列に接続されている請求項５記載の電気システ
   ム。
7. 【請求項７】 前記ブリッジ・トランジスタ（Ｑ１−Ｑ
   ４）は、前記負荷回路（１９）に供給される全ての電力
   が前記コンバータの直列タンク回路を介して結合される
   ように、前記第１のシステム電圧（Ｖｉｎ）を前記タン
   ク回路に印加する請求項１記載の電気システム。
8. 【請求項８】 前記ブリッジ・トランジスタ（Ｑ１−Ｑ
   ４）は、前記負荷回路（１９）に直列に接続され、且つ
   前記第１のシステム電圧（ｖｉｎ）の一部のみを前記タ
   ンク回路に印加し、 それにより、前記負荷回路（１９）に供給される電力の
   第１の部分は、前記コンバータ（１８）の直列共振回路
   を介して結合され、 前記負荷回路（１９）に供給される電力の第２の部分
   は、前記調整されたＤＣ源（１１，１２，１４）から直
   接結合される請求項１記載の電気システム。
9. 【請求項９】 前記負荷回路（１９）に供給される電力
   の第１の部分は、前記タンク回路から前記負荷回路（１
   ９）に少なくとも１つの分離トランスフォーマ（Ｔ２）
   により誘導性結合され、 前記少なくとも１つの分離トランスフォーマ（Ｔ２）
   は、前記直列タンク回路に接続された１次巻線（Ｐ２）
   と、１つ以上の整流器要素（Ｄ１−Ｄ８）を介して前記
   負荷回路（１９）に結合された１つ以上の２次巻線（Ｓ
   １，Ｓ２）とを有し、 前記１次及び２次巻線は、前記負荷に供給される電力の
   出力電圧を決定する巻数比、及び前記第１及び第２の部
   分の相対的大きさを有する請求項８記載の電気システ
   ム。
10. 【請求項１０】 前記コンバータ（１８）は、前記負荷
    回路（１９）に供給される出力電圧が前記負荷回路に供
    給される電流の増大と共に低減する動作特性を有し、 前記電気システムは、前記負荷回路（１９）に誘導性結
    合され、且つ前記負荷回路に前記コンバータにより供給
    される電流の増大と共に低減するインダクタンスを有す
    る複合構成要素（Ｔａ，Ｔｂ）を含み、 前記複合構成要素（Ｔａ，Ｔｂ）は、前記コンバータの
    前記動作特性を克服するように前記タンク回路に接続さ
    れ、 それにより、前記負荷回路（１９）に供給される電力
    が、前記コンバータにより前記負荷回路（１９）に供給
    される電流とは実質的に独立である電圧を有する請求項
    ８記載の電気システム。