JPH1198826A - 非絶縁形直流−直流変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、主出力回路が軽負荷となる場合に
おいても、副出力回路の副出力電圧の低下を軽減するこ
とが可能な非絶縁形直流−直流変換装置を提供する。 【解決手段】 直流電源１からの直流電圧をスイッチン
グ素子Ｓ1 のスイッチング動作で矩形波パルス列とし、
前記スイッチング素子Ｓ1 と非絶縁結合した主出力回路
２により矩形波パルス列を整流平滑することで主出力電
圧Ｖ1 を生成する非絶縁形直流−直流変換装置におい
て、前記スイッチング素子Ｓ1 の後段に一次巻線Ｎ1 を
接続したトランスＴと、入力段に前記トランスＴの二次
巻線Ｎ2 を備え、この二次巻線Ｎ2 に誘起する前記矩形
波パルス列に基づく交流電圧を整流平滑して前記主出力
回路２とは異なる直流電圧を生成する任意数の副出力回
路３とを有するものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、携帯機器等に用い
るスイッチング方式の非絶縁形直流−直流変換装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】図４に従来の非絶縁形直流−直流変換装
置の一例を示す。この従来例は、非絶縁形の直流−直流
変換装置で、直流電源１からの直流電圧をスイッチング
素子Ｓ11のスイッチング動作矩形波パルス列とし、これ
をフライホイールダイオードＤ11、インダクタＬ11、コ
ンデンサＣ11を備えた主出力回路及びダイオードＤ12、
インダクタＬ12、コンデンサＣ12を備えた副出力回路に
おいて各々整流平滑して負荷Ｒ11、Ｒ12へ各々主出力電
圧Ｖ1 、副出力電圧Ｖ2 を供給する多出力回路構成であ
る。

【０００３】副出力回路のインダクタＬ12の巻線（巻数
ｎ2 ）は、主出力回路のインダクタＬ11の巻線（巻数ｎ
1 ）と同一のコア１１に巻かれており、スイッチング素
子Ｓ11の後段に接続したフライホイールダイオードＤ11
がオンしている期間、副出力回路のインダクタＬ12の巻
線に主出力電圧Ｖ1 に巻線比（ｎ2 ／ｎ1 ）を乗じた副
出力電圧Ｖ2 を誘起し、この副出力電圧をコンデンサＣ
12により平滑して副出力として負荷Ｒ12に供給すもので
ある。

【０００４】このような非絶縁形直流−直流変換装置の
動作において、前記主出力回路の負荷Ｒ10が軽負荷又は
無負荷になった場合、副出力電圧Ｖ2 の電圧値は、主出
力電圧Ｖ1 の低下に依存するため副出力回路において安
定な副出力電圧Ｖ2 を得ることが困難である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
装置においては主出力回路が軽負荷又は無負荷となった
場合に副出力電圧Ｖ2 が低下してしまうという課題があ
る。

【０００６】本発明は、主出力回路が軽負荷又は無負荷
となる場合においても、副出力回路の副出力電圧の低下
を軽減又は防止することが可能な非絶縁形直流−直流変
換装置を提供することを目的とするものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
直流電源からの直流電圧をスイッチング素子のスイッチ
ング動作で矩形波パルス列とし、前記スイッチング素子
と非絶縁結合した主出力回路により矩形波パルス列を整
流平滑することで主出力電圧を生成する非絶縁形直流−
直流変換装置において、前記スイッチング素子の後段に
一次巻線を接続したトランスと、入力段に前記トランス
の二次巻線を備え、この二次巻線に誘起する前記矩形波
パルス列に基づく交流電圧を整流平滑して前記主出力回
路とは異なる直流電圧を生成する任意数の副出力回路と
を有することを特徴とするものである。

【０００８】この発明によれば、前記トランスを設けた
ことによって、主出力回路が軽負荷又は無負荷となる場
合においても、トランスの二次巻線に誘起する電圧を利
用して副出力回路の副出力電圧の低下を軽減又は防止す
ることが可能となる。

【０００９】請求項２記載の発明は、請求項１記載の非
絶縁形直流−直流変換装置において、前記主出力回路に
コアに主巻線を巻線したインダクタを備えるとともに、
前記副出力回路に前記コアと同一のコアに副巻線を巻線
したインダクタを備え、前記トランスの一次巻線、一次
巻線の巻数比と、インダクタの主巻線、副巻線の巻数比
と、主出力回路、副出力回路の出力電圧比とを等しく設
定することにより、前記主巻線、副巻線相互の誘起電圧
と、主巻線、副巻線相互の整流平滑電圧を一致させるこ
とを特徴とするものである。

【００１０】この発明によれば、前記トランスの一次巻
線、一次巻線の巻数比と、前記インダクタの主巻線、副
巻線の巻数比と、主出力回路、副出力回路の出力電圧比
とを等しく設定することにより、副出力回路のインダク
タの副巻線にインダクタ電流が連続して流れることにな
り、主出力回路が軽負荷であっても副出力電圧の低下を
軽減することができる。

【００１１】請求項３記載の発明は、請求項１記載の前
記非絶縁形直流−直流変換装置において、前記トランス
に、スイッチング素子がオフ時に流れる励磁電流を直流
電源側に帰還する励磁電流帰還回路を設けたことを特徴
とするものである。

【００１２】この発明によれば、スイッチング素子とし
てＭＯＳ−ＦＥＴを使用する場合におても、スイッチン
グ素子のソースにトランスの一次巻線の励磁電流に基づ
く逆起電力が印加されなくなり、これにより、スイッチ
ング素子の駆動用に簡略な駆動回路を用いることが可能
となる。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら本発明
の実施の形態を説明する。

【００１４】本発明の実施の形態１を図１に示す。

【００１５】図１に示す非絶縁形直流−直流変換装置
は、直流電源１からの直流電圧Ｅinを例えばＮチャンネ
ルのＭＯＳ−ＦＥＴを使用したスイッチング素子Ｓ1 の
スイッチング動作で矩形波パルス列とし、前記スイッチ
ング素子Ｓ1 と非絶縁結合した主出力回路２により矩形
波パルス列を整流平滑して主出力電圧Ｖ1 を生成し負荷
Ｒ1 に供給するとともに、前記主出力回路２とは別にこ
の主出力回路２とは異なる直流電圧である主出力電圧Ｖ
2 生成し負荷Ｒ2 に供給する副出力回路３を備えてい
る。

【００１６】また、非絶縁形直流−直流変換装置は、前
記スイッチング素子Ｓ1 の後段に一次巻線Ｎ1 （巻数ｎ
T1）を接続し、副出力回路３の入力段に二次巻線Ｎ2
（巻数ｎT2）を接続したトランスＴを具備している。

【００１７】このトランスＴは、さらに三次巻線Ｎ3
（巻数ｎT3）を有し、この三次巻線Ｎ3 の巻き始め側を
接地し、巻き終り側をダイオードＤ5 を介して前記直流
電源１の陽極側に接続している。

【００１８】前記主出力回路２は、前記スイッチング素
子Ｓ1 からの矩形波パルス列を整流するダイオードＤ1
、Ｄ3 と、このダイオードＤ1 、Ｄ3 の後段に接続し
たコア１０を有するインダクタＬの主巻線４（巻数ｎL
1）と、平滑コンデンサＣ1 とを具備し、ダイオードＤ1
、Ｄ3 によりスイッチング素子Ｓ1 からの矩形波パル
ス列を整流するとともに、インダクタＬの主巻線４及び
平滑コンデンサＣ1 によりダイオードＤ1 、Ｄ3 による
整流出力を平滑して、主出力電圧Ｖ1 を生成するように
なっている。

【００１９】前記副出力回路３は、前記スイッチング素
子Ｓ1 からの矩形波パルス列に基づき、前記二次巻線Ｎ
2 に誘起する交流電圧を整流するダイオードＤ2 、Ｄ4
と、このダイオードＤ2 、Ｄ4 の後段に接続した前記イ
ンダクタＬの副巻線５（巻数ｎL2）と、平滑コンデンサ
Ｃ2 とを具備し、ダイオードＤ2 、Ｄ4 により前記二次
巻線Ｎ2 に誘起する交流電圧を整流するとともに、前記
インダクタＬの副巻線５と、平滑コンデンサＣ2 とによ
りダイオードＤ2 、Ｄ4 による整流出力を平滑して、副
出力電圧Ｖ2 を生成するようになっている。

【００２０】前記インダクタＬの主巻線４と、副巻線５
とは、同一のコア１０に巻回されている。

【００２１】また、前記トランスＴの一次巻線ＮT1と、
二次巻線ＮT2との巻数比（ｎT1／ｎT1）は、前記主出力
電圧Ｖ1 、副出力電圧Ｖ2 の電圧比（Ｖ2 ／Ｖ1 ）と等
しくなるように設定している。

【００２２】次に、上述した非絶縁形直流−直流変換装
置の動作を説明する。

【００２３】図１に示す非絶縁形直流−直流変換装置に
おいて、前記スイッチング素子Ｓ1のスイッチング動作
のオンの期間において、前記ダイオードＤ1 のカソード
と、前記インダクタＬの主巻線５との接続部には前記整
流電圧Ｅinが印加される。

【００２４】

【００２５】また、トランスＴの二次巻線Ｎ2 は、前記
スイッチング素子Ｓ1 からの矩形波パルス列に基づき、
交流電圧を誘起し、ダイオードＤ2 のカソードと、前記
インダクタＬの副巻線５との接続部に前記直流電圧Ｅin
とトランスＴの巻数比で定まるＥin・（ｎT2／ｎT1）の
整流電圧が印加される。

【００２６】また、前記一次巻線ＮT1と二次巻線ＮT2と
の巻数比（ｎT1／ｎT1）と、前記主出力電圧Ｖ1 、副出
力電圧Ｖ2 の電圧比（Ｖ2 ／Ｖ1 ）とを等しく設定して
いるので、前記インダクタＬの主巻線４には、前記スイ
ッチング素子Ｓ1 がオンの時に（Ｅin−Ｖ1 ）の電圧
が、スイッチング素子Ｓ1 がオフの時−Ｖ1 の電圧が各
々印加されることになる。

【００２７】一方、副巻線５には、前記スイッチング素
子Ｓ1 がオンの時に（Ｖ2 ／Ｖ1 ）（Ｅin−Ｖ1 ）の電
圧が、スイッチング素子Ｓ1 がオフの時に−（Ｖ2 ／Ｖ
1 ）・Ｖ1 ＝−Ｖ2 の電圧が各々印加されることにな
る。

【００２８】ここで、前記インダクタＬの主巻線４、副
巻線５の巻数比（ｎL2／ｎL1）と、前記主出力電圧Ｖ1
、副出力電圧Ｖ2 の電圧比（Ｖ2 ／Ｖ1 ）とを等しく
することにより、前記主巻線４、副巻線５に印加される
電圧と、このインダクタＬの主巻線４、副巻線５で各々
誘起する電圧とが一致することになる。

【００２９】以上説明したように、本実施の形態１で
は、副出力電圧Ｖ2 は、インダクタＬの副巻線５に誘起
される電圧とトランスＴの二次巻線Ｎ2 からの交流電圧
をダイオードＤ2 、Ｄ4 及びインダクタＬの副巻線５に
より整流平滑したる電圧によってもが維持される。

【００３０】前記三次巻線Ｎ3 を流れるスイッチング素
子Ｓ1 のオフ時におけるトランスＴの励磁電流は、前記
ダイオードＤ5 を介して直流電源１に帰還される。

【００３１】次に、図２を参照して本発明の実施の形態
２を説明する。

【００３２】図２に示す非絶縁形直流−直流変換装置
は、図１に示す実施の形態１の非絶縁形直流−直流変換
装置と略同一の構成であるが、前記インダクタＬの構成
と異なり、前記主巻線４、副巻線５を個別のコア１０
ａ、１０ｂに巻回して個別のインダクタＬ1 及びインダ
クタＬ2 とした点が相違するものである。

【００３３】このような実施の形態２の非絶縁形直流−
直流変換装置によっても、図１に示す実施の形態１の非
絶縁形直流−直流変換装置と同様な作用を発揮させるこ
とができる。

【００３４】次に、図３を参照して本発明の実施の形態
３を説明する。

【００３５】本実施の形態３の非絶縁形直流−直流変換
装置は、図３に示すように、実施の形態１の非絶縁形直
流−直流変換装置と基本的構成は同様であるが、前記ト
ランスＴの三次巻線Ｎ3 を省略するとともに、スイッチ
ング素子Ｓ1 のゲートを直流電圧Ｅinにより駆動される
駆動回路であるコントロールＩＣ２０によりスイッチン
グ制御する構成となっている。

【００３６】また、本実施の形態３においては、実施の
形態１に比較して、前記トランスＴの一次巻線Ｎ1 の巻
初め側と接地間にダイオードＤ8 を逆接続したこと、ス
イッチング素子Ｓ1 の出力側とトランスＴの一次巻線Ｎ
1 の巻初め側との間にダイオードＤ6 を順接続したこ
と、及びトランスＴの一次巻線Ｎ1 の巻終り側と接地間
にダイオードＤ7 を順接続したこと、トランスＴの一次
巻線Ｎ1 の巻終り側と直流電源１の陽極と間にダイオー
ドＤ9 を順接続したこと及び前記主出力回路２のダイオ
ードＤ3 を省略したことが特徴である。ダイオードＤ8
、ダイオードＤ9により励磁電流帰還回路を構成してい
る。

【００３７】この実施の形態３の非絶縁形直流−直流変
換装置は実施の形態１の非絶縁形直流−直流変換装置と
同様な作用を発揮するが、前記スイッチング素子Ｓ1 の
オン時にはトランスＴの一次巻線Ｎ1 にダイオードＤ6
、Ｄ7 の順接続による直流電圧Ｅinが印加され、一
方、スイッチング素子Ｓ1 のオフ時にはトランスＴの一
次巻線Ｎ1 に励磁電流が流れるが、この励磁電流が流れ
ている期間ダイオードＤ8、Ｄ9 を通じて（−Ｅｉｎ）
の直流電圧が印加される。

【００３８】このように構成することにより、前記スイ
ッチング素子Ｓ1 のソースに負電圧が印加されることを
防止できる。

【００３９】本実施の形態３によれば、前記スイッチン
グ素子Ｓ1 をＰＷＭ制御する簡便なコントロールＩＣ回
路２０を用いることができる点である。

【００４０】図１、図２に示す実施の形態１、２の場合
は、スイッチング素子Ｓ1 のソースがこのスイッチング
素子Ｓ1 がオフ時、トランスＴの一次巻線Ｎ1 に発生す
る逆電圧により負電圧となる。

【００４１】このため、スイッチング素子Ｓ1 として、
ｎチャンネルのＭＯＳ−ＦＥＴを用いようとした場合、
スイッチング素子Ｓ1 のオフ時においてゲート電圧をソ
ースと同じ負電圧としてスイッチング素子Ｓ1 をオフす
ること必要があるが、通常のｎチャンネルのＭＯＳ−Ｆ
ＥＴを直接ドライブ可能なコントロールＩＣ２０であっ
てもゲート電圧を負電圧とすることは好ましくない。

【００４２】このため、ｎチャンネルのＭＯＳ−ＦＥＴ
を使用しようとする場合、ゲート電圧を正電圧に保つた
めの特別な付加回路が必要となる。

【００４３】一方、図３による実施の形態３において
は、前記ダイオードＤ8 、Ｄ9 を使用しているので、前
記スイッチング素子Ｓ1 のソースに負電圧が印加される
ことを防止でき、従来例の場合と同様、上述したような
付加回路は必要としない。

【００４４】また、本実施の形態３では、前記主出力回
路２のダイオードＤ3 を省略して回路構成の簡略化を図
っているが、これは、前記スイッチング素子Ｓ1 がオフ
してトランスＴの一次巻線Ｎ1 に励磁電流が流れると
き、ダイオードＤ6 のアノード側に励磁電流が流ること
が無いことを考慮したものである。

【００４５】尚、上述した各実施の形態１乃至３中の各
ダイオードは、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いダイオードが導通
すべき期間、適切な駆動回路で各ＭＯＳ−ＦＥＴをオン
させる構成とすることにより、ＭＯＳ−ＦＥＴで代替す
ることができる。

【００４６】また、副出力回路３の個数は１個に限らず
２個、３個、…等任意数とすることが可能である。

【００４７】さらに、実施の形態１乃至３では、スイッ
チング素子Ｓ1 としてｎチャンネルのＭＯＳ−ＦＥＴを
用いているが、代わりにｐチャンネルのＭＯＳ−ＦＥＴ
若しくはバイポーラトランジスタを用いることも可能で
ある。

【００４８】

【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、主出力回
路が軽負荷又は無負荷となる場合においても、トランス
の二次巻線に誘起する電圧を利用して副出力回路の副出
力電圧の低下を軽減又は防止することが可能な非絶縁形
直流−直流変換装置を提供することができる。

【００４９】請求項２記載の発明によれば、副出力回路
のインダクタの副巻線にインダクタ電流が連続して流す
ことがことができ、主出力回路が軽負荷であっても副出
力電圧の低下を軽減することができる非絶縁形直流−直
流変換装置を提供することができる。

【００５０】請求項３記載の発明によれば、スイッチン
グ素子の駆動用に簡略な駆動回路を用いることが可能な
非絶縁形直流−直流変換装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１の非絶縁形直流−直流変
換装置を示す回路図である。

【図２】本発明の実施の形態２の非絶縁形直流−直流変
換装置を示す回路図である。

【図３】本発明の実施の形態３の非絶縁形直流−直流変
換装置を示す回路図である。

【図４】従来の非絶縁形直流−直流変換装置を示す回路
図である。

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ 主出力回路 ３ 副出力回路 ４ 主巻線 ５ 副巻線 １０ コア Ｓ1 スイッチング素子 Ｔ トランス Ｄ1 ダイオード Ｄ2 ダイオード Ｄ3 ダイオード Ｄ4 ダイオード Ｄ5 ダイオード Ｌ インダクタ Ｃ1 平滑コンデンサ Ｃ2 平滑コンデンサ Ｒ1 負荷 Ｒ2 負荷

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源からの直流電圧をスイッチング
   素子のスイッチング動作で矩形波パルス列とし、前記ス
   イッチング素子と非絶縁結合した主出力回路により矩形
   波パルス列を整流平滑することで主出力電圧を生成する
   非絶縁形直流−直流変換装置において、 前記スイッチング素子の後段に一次巻線を接続したトラ
   ンスと、 入力段に前記トランスの二次巻線を備え、この二次巻線
   に誘起する前記矩形波パルス列に基づく交流電圧を整流
   平滑して前記主出力回路とは異なる直流電圧を生成する
   任意数の副出力回路とを有すること、 を有することを特徴とする非絶縁形直流−直流変換装
   置。
2. 【請求項２】 前記主出力回路にコアに主巻線を巻線し
   たインダクタを備えるとともに、前記副出力回路に前記
   コアと同一のコアに副巻線を巻線したインダクタを備
   え、 前記トランスの一次巻線、一次巻線の巻数比と、前記イ
   ンダクタの主巻線、副巻線の巻数比と、主出力回路、副
   出力回路の出力電圧比とを等しく設定することにより、
   前記主巻線、副巻線相互の誘起電圧と、前記主巻線、副
   巻線相互の整流平滑電圧を一致させることを特徴とする
   請求項１記載の非絶縁形直流−直流変換装置。
3. 【請求項３】 前記トランスに、スイッチング素子がオ
   フ時に流れる励磁電流を直流電源側に帰還する励磁電流
   帰還回路を設けたことを特徴とする請求項１記載の非絶
   縁形直流−直流変換装置。