CN212909341U - 一种升压型功率因数校正电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种升压型功率因数校正电路，包括：功率电路以及控制电路；其中，功率电路用于完成高倍升压AC‑DC变换，以实现网侧单位功率因数校正；控制电路与功率电路相连，用于采集输出电压以及总电感电流，计算功率电路的功率开关的占空比，输出功率开关的驱动脉冲；控制电路包括：十二只电阻R1～R12，五只电容C2～C6，第一稳压管ZD1，二极管D5以及模拟控制器；功率电路包括：单相整流桥D1～D4，电容C1，四个二极管D6～D9，两个升压电感L1、L2，功率开关，电解电容C7。本实用新型的高倍升压功率因数校正电路，具有升压比高、电路简单、控制容易、成本低廉等优点。

Description

一种升压型功率因数校正电路

技术领域

本实用新型涉及电力电子变换技术领域，特别涉及一种升压型功率因数校正电路。

背景技术

升压式功率因数校正电路因其具有输入电流纹波小、结构简单、功率因数高等优点，广泛应用于大功率开关电源前端，用于提高网侧功率因数，减小电网谐波电流污染，为后级电力电子开关电源提供稳定的直流电源。

升压式功率因数控制方法有电流峰值控制法、平均电流控制法、单周期控制法等。由于单周期控制法不需要乘法器，无需检测输入电压，简化了电路设计，因而在功率因数校正领域得到广泛应用。IR1155S是一种具有单周期控制(OCC)技术的功率因数校正芯片，应用于CCM模式下升压式功率因数校正电路。

经过对现有技术的检索发现，任广军等在2011年6月的“硅谷”文章中，应用IR1155S芯片实现了升压式功率因数校正电路控制。宋久旭等在2015年 4月的“电脑知识与技术”文章中用IR1155S芯片实现了升压型功率因数校正变换器的参数设计与仿真验证。

在现有基于单周期控制原理IR1155S的功率因数校正电路中，被控对象均为单级基本DC-DC升压电路，仅仅使用单只升压电感，因而这样的功率因数校正电路升压能力较低。

实用新型内容

本实用新型针对上述现有技术中存在的问题，提出一种升压型功率因数校正电路，只需一只模拟控制器芯片及简单外围电路即可完成对高倍升压功率因数校正电路中多只升压电感实施控制，控制电路与功率电路简单，功率因数校正效果好。

为解决上述技术问题，本实用新型是通过如下技术方案实现的：

本实用新型提供一种升压型功率因数校正电路，其包括：功率电路以及控制电路；其中，

所述功率电路用于完成高倍升压AC-DC变换，以实现网侧单位功率因数校正；

所述控制电路与所述功率电路相连，用于采集输出电压以及总电感电流，计算所述功率电路的功率开关的占空比，输出功率开关的驱动脉冲；进一步地，

所述控制电路包括：十二只电阻R1～R12，五只电容C2～C6，第一稳压管 ZD1，二极管D5以及模拟控制器；

所述功率电路包括：单相整流桥D1～D4，电容C1，四个二极管D6～D9，两个升压电感L1、L2，功率开关MOSFET S1，电解电容C7；

所述控制电路的第一电阻R1的一端与第二电容C2的一端以及模拟控制器的ISNS引脚相连，另一端与第一电容C1的一端、第四二极管D4的阳极、第二二极管D2的阳极以及第二电阻R2的一端相连；

所述第二电阻R2的另一端与所述第二电容C2的另一端、所述模拟控制器的COM引脚、第三电容C3的一端、第四电容C4的一端、第五电容C5的一端、功率开关MOSFET S1的漏极、第一稳压管ZD1的阳极、第六电阻R6 的一端、电解电容C7的阴极，第九电阻R9的一端以及第十二电阻R12的一端相连；

所述第三电阻R3的一端与所述第四电容C4的另一端、所述模拟控制器的COMP引脚相连，另一端与所述第五电容C5的另一端相连；

所述第四电阻R4的一端与所述第一稳压管ZD1的阴极、第五电阻R5的一端、所述第六电阻R6的另一端以及所述功率开关MOSFET S1的门极相连，另一端与所述模拟控制器的GATE引脚以及第五二极管D5的阴极相连；

所述第五电阻R5的另一端与所述第五二极管D5的阳极相连；

所述第七电阻R7的一端与所述电解电容C7的阳极、第九二极管D9的阴极以及第十电阻R10的一端相连，另一端与第八电阻R8的一端相连；

所述第八电阻R8的另一端与所述第九电阻R9的另一端以及所述模拟控制器的UFB引脚相连；

所述第十电阻R10的另一端与第十一电阻R11的一端相连；所述第十一电阻R11的另一端与所述第十二电阻R12的另一端以及所述模拟控制器的 OVP引脚相连；所述第三电容C3的另一端与所述模拟控制器的FREQ引脚相连；

所述第六电容C6的一端与所述模拟控制器的VCC引脚相连，另一端与地相连；

所述功率电路的第一二极管D1的阴极与第三二极管D3阴极、所述第一电容C1的另一端、第六二极管D6的阳极以及第一电感L1的一端相连，第一二极管D1的阳极与网压L以及所述第二二极管D2的阴极相连；

所述第三二极管D3的阳极与所述第四二极管D4的阴极以及网压N相连；

所述第一电感L1的另一端与第七二极管D7的阳极以及所述第八二极管 D8的阳极相连；

所述第六二极管D6的阴极与所述第七二极管D7的阴极以及第二电感L2 的一端相连；

所述第二电感L2的另一端与所述功率开关MOSFET S1的源极、第九二极管D9的阳极、第八二极管D8的阴极相连。

较佳地，所述模拟控制器为IR1155S芯片。

较佳地，所述IR1155S芯片的VCC引脚与+15V电源相连。

相较于现有技术，本实用新型具有以下优点：

(1)本实用新型提供的升压型功率因数校正电路，通过控制电路同时控制多个功率电路的多个功率开关的通断，从而实现了高倍升压和功率因数校正，具有电路简单、控制容易、成本低廉等优点；

(2)本实用新型提供的升压型功率因数校正电路，通过多个级联的功率电路中的多个升压电感并联充电，串联放电，AC-DC升压能力强；

(3)本实用新型提供的升压型功率因数校正电路，通过沿用电流连续控制模式和平均电流控制方式，控制电路与功率电路简单，功率因数校正效果好。

当然，实施本实用新型的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。

附图说明

下面结合附图对本实用新型的实施方式作进一步说明：

图1为本实用新型一实施例的升压型功率因数校正电路的电路原理图；

图2为本实用新型一实施例的电路控制波形及电流波形。

标号说明：1-第一功率电路，2-第一控制电路，3-第二功率电路，4-第二控制电路。

具体实施方式

下面对本实用新型的实施例作详细说明，本实施例在以本实用新型技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本实用新型的保护范围不限于下述的实施例。

如图1所示为本实用新型一实施例的升压型功率因数校正电路的电路原理图。

结合图1，本实施例的升压型功率因数校正电路包括：功率电路以及控制电路。其中，功率电路,用于完成高倍升压AC-DC变换，以实现网侧单位功率因数校正。控制电路与功率电路相连，用于采集输出电压以及总电感电流，计算功率电路的功率开关的占空比，输出功率开关的驱动脉冲。本实施例中，功率开关以两个为例：第一功率开关1以及第二功率开关3，控制电路分为两部分：第一控制电路2以及第二控制电路4。

具体地：控制电路包括：十二只电阻R1至R12，五只电容C2至C6，稳压管ZD1，一只二极管D5以及IR1155S芯片；

功率电路包括：单相整流桥D1至D4，电容C1，四个二极管D6至D9，两个升压电感L1、L2，功率开关MOSFET S1，电解电容C7；

控制电路的第一电阻R1的一端与第二电容C2的一端、IR1155S芯片的 ISNS引脚相连，另一端与第一电容C1一端、第四二极管D4的阳极、第二二极管D2的阳极、第二电阻R2的一端相连；第二电阻R2的另一端与第二电容C2的另一端、IR1155S芯片的COM引脚、第三电容C3的一端、第四电容 C4的一端、第五电容C5的一端、功率开关MOSFET S1的漏极、第一稳压管 ZD1的阳极、第六电阻R6的一端，电解电容C7的阴极，第九电阻R9的一端、第十二电阻R12的一端相连；第三电阻R3的一端与第四电容C4的另一端、IR1155S的COMP引脚相连，另一端与第五电容C5的另一端相连；第四电阻R4的一端与第一稳压管ZD1的阴极、第五电阻R5的一端、第六电阻 R6的另一端，功率开关MOSFET S1的门极相连，另一端与IR1155S芯片的 GATE引脚、第五二极管D5的阴极相连；所述第五电阻R5的另一端与第五二极管D5的阳极相连；第七电阻R7的一端与电解电容C7的阳极、第九二极管D9的阴极、第十电阻R10的一端相连，另一端与第八电阻R8的一端相连；所述第八电阻R8的另一端与第九电阻R9的另一端、IR1155S芯片的UFB 引脚相连；第十电阻R10的另一端与第十一电阻R11的一端相连；所述第十一电阻R11的另一端与第十二电阻R12的另一端、IR1155S芯片的OVP引脚相连；第三电容C3的另一端与IR1155S芯片的FREQ引脚相连；第六电容 C6的一端与IR1155S芯片VCC引脚相连，另一端与地相连。IR1155S芯片 VCC引脚与+15V电源相连。

功率电路的第一二极管D1的阴极与第三二极管D3阴极、第一电容C1 的另一端、第六二极管D6的阳极，第一电感L1的一端相连，第一二极管D1 的阳极与网压L、第二二极管D2的阴极相连；第三二极管D3的阳极与所述第四二极管D4的阴极、网压N相连；第一电感L1的另一端与第七二极管 D7的阳极、第八二极管D8的阳极相连；第六二极管D6的阴极与第七二极管D7的阴极、第二电感L2的一端相连；第二电感L2的另一端与功率开关 MOSFET S1的源极、第九二极管D9的阳极、第八二极管D8的阴极相连。

上述实施例的工作原理如下：

功率电路2中交流网压经二极管D1至D4整流为直流电压，后经小电容 C1滤波成较为正弦半波电压。

第一控制电路2中与IR1155S芯片的FREQ引脚相连的电容C3用于设置开关频率，在每个开关周期开始时，IR1155S芯片的GATE引脚输出为高电平，经过电阻R4限流、R6下拉和稳压管ZD1稳压后，得到+15V脉冲，同时驱动功率开关S1导通，此时电感L1经过功率开关S1、二极管D8充电，电感 L2经过二极管D6，功率开关S1充电，电阻R7、R8、R9将输出电压分压并反馈到IR1155S芯片的UFB引脚，反馈电压与芯片内部给定基准电压比较得到控制电压Um，电阻R10、R11、R12将输出电压分压并反馈到IR1155S芯片的OVP引脚用于过压保护，电阻R2检测总电感电流，经电阻R1和电容 C2构成低通滤波器后，将检测到的信号传入IR1155S芯片的ISNS引脚，IR1155S芯片内部进行ISNS引脚总电感电流信号与UFB引脚输出电压信号逻辑判断，当控制电压Um的积分信号达到阈值Um-UISNS时，IR1155S芯片的GATE引脚输出低电平，关断功率开关S1，此时电感L1、L2经二极管D7、 D9串联向电解电容C7和负载充电，二极管D6、D8被反向钳制关断。

如图2所示为上述实施例的两个开关周期内的电路控制波形及电流波形图，图中PWM为功率开关S1的驱动脉冲，iL1为电感L1的电流波形，iL2 为电感L2的电流波形，iD为二极管D9的电流波形，即给电解电容C7和负载充电、供电电流波形。可见，在感值相同时，L1与L2电流波形相同。在 iD不为零的时间内，网压绝对值、L1与L2感生电压同极性串联为电解电容 C7充电，因此比传统单电感时升压能力强，而且只需一只IR115S就可以完成输出电压、网侧电流的控制。在一实施例中，上述各个器件的一组优选参数为：

交流电源：单相交流电源110Vac，50Hz；

模拟控制器U1：IR1155S，CCM，平均电流控制；

开关频率：100kHz；

二极管整流电路(D1—D4)传递功率：1.0kW，10A@85℃，600V；

电容C1：2.0μF；

电容C2：1nF；

电容C3：0.93nF；

电容C4：0.1nF；

电容C5：440nF；

电容C6：1.0μF；

电解电容C7：680μF；

二极管D5:1N4148；

二极管D6-D9：15A@85℃，600V，

电阻R1：100Ω；

电阻R2：20mΩ；

电阻R3：5.0kΩ；

电阻R4：10Ω；

电阻R5：2Ω；

电阻R6：20kΩ

电阻R7：1MΩ；

电阻R8：1MΩ；

电阻R9：25.8kΩ

电阻R10：1MΩ；

电阻R11：1MΩ；

电阻R12：24.8kΩ

电感L1、L2：100μH；

第一稳压管ZD1：18V稳压。

现有利用IR1155S芯片控制功率因数校正电路的方案中使用的升压拓扑结构均为传统单级升压结构，使用单电感升压，升压能力较小，功率等级较低。为此，本实用新型研究过程中，经过细致的理论分析，发现利用两个电感并联充电、串联放电的升压电路的升压比高，并且可以利用IR1155S芯片进行控制。具体地，(1)IR1155S通过检流电阻R2采集总电感电流，通过分压电阻R7、R8、R9采集输出电压，经过内部单周期控制算法，输出功率电路中功率开关的驱动脉冲，使得总电感电流的平均值严格正比于控制参考量； (2)升压电感L1、L2在功率开关S1导通时由网压向其充电，在功率开关 S1、断开时L1、L2串联向负载放电，从而得到升压比公式为

其中， Ui为网压整流后的输入电压，Uo为输出电压，d为占空比。据上述研究发现，本实用新型采用IR1155S芯片控制升压型功率因数校正电路，实现功率因数校正电路的简易控制和高升压比。

此处公开的仅为本实用新型的优选实施例，本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本实用新型的原理和实际应用，并不是对本实用新型的限定。任何本领域技术人员在说明书范围内所做的修改和变化，均应落在本实用新型所保护的范围内。

Claims (3)

1.一种升压型功率因数校正电路，其特征在于，包括：功率电路以及控制电路；其中，

所述功率电路用于完成高倍升压AC-DC变换，以实现网侧单位功率因数校正；

所述控制电路与所述功率电路相连，用于采集输出电压以及总电感电流，计算所述功率电路的功率开关的占空比，输出功率开关的驱动脉冲；进一步地，

所述控制电路包括：十二只电阻R1～R12，五只电容C2～C6，第一稳压管ZD1，二极管D5以及模拟控制器；

所述功率电路包括：单相整流桥D1～D4，电容C1，四个二极管D6～D9，两个升压电感L1、L2，功率开关MOSFET S1，电解电容C7；

所述控制电路的第一电阻R1的一端与第二电容C2的一端以及模拟控制器的ISNS引脚相连，另一端与第一电容C1的一端、第四二极管D4的阳极、第二二极管D2的阳极以及第二电阻R2的一端相连；

所述第二电阻R2的另一端与所述第二电容C2的另一端、所述模拟控制器的COM引脚、第三电容C3的一端、第四电容C4的一端、第五电容C5的一端、功率开关MOSFET S1的漏极、第一稳压管ZD1的阳极、第六电阻R6的一端、电解电容C7的阴极，第九电阻R9的一端以及第十二电阻R12的一端相连；

所述第三电阻R3的一端与所述第四电容C4的另一端、所述模拟控制器的COMP引脚相连，另一端与所述第五电容C5的另一端相连；

所述第四电阻R4的一端与所述第一稳压管ZD1的阴极、第五电阻R5的一端、所述第六电阻R6的另一端以及所述功率开关MOSFET S1的门极相连，另一端与所述模拟控制器的GATE引脚以及第五二极管D5的阴极相连；

所述第五电阻R5的另一端与所述第五二极管D5的阳极相连；

所述第七电阻R7的一端与所述电解电容C7的阳极、第九二极管D9的阴极以及第十电阻R10的一端相连，另一端与第八电阻R8的一端相连；

所述第八电阻R8的另一端与所述第九电阻R9的另一端以及所述模拟控制器的UFB引脚相连；

所述第十电阻R10的另一端与第十一电阻R11的一端相连；所述第十一电阻R11的另一端与所述第十二电阻R12的另一端以及所述模拟控制器的OVP引脚相连；所述第三电容C3的另一端与所述模拟控制器的FREQ引脚相连；

所述第六电容C6的一端与所述模拟控制器的VCC引脚相连，另一端与地相连；

所述功率电路的第一二极管D1的阴极与第三二极管D3阴极、所述第一电容C1的另一端、第六二极管D6的阳极以及第一电感L1的一端相连，第一二极管D1的阳极与网压L以及所述第二二极管D2的阴极相连；

所述第三二极管D3的阳极与所述第四二极管D4的阴极以及网压N相连；

所述第一电感L1的另一端与第七二极管D7的阳极以及所述第八二极管D8的阳极相连；

所述第六二极管D6的阴极与所述第七二极管D7的阴极以及第二电感L2的一端相连；

所述第二电感L2的另一端与所述功率开关MOSFET S1的源极、第九二极管D9的阳极、第八二极管D8的阴极相连。

2.根据权利要求1所述的升压型功率因数校正电路，其特征在于，所述模拟控制器为IR1155S芯片。

3.根据权利要求2所述的升压型功率因数校正电路，其特征在于，所述IR1155S芯片的VCC引脚与+15V电源相连。

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