CN111541386A - 并联有源滤波器的高pf定开关频率升压变换器 - Google Patents

并联有源滤波器的高pf定开关频率升压变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN111541386A
CN111541386A CN202010368478.5A CN202010368478A CN111541386A CN 111541386 A CN111541386 A CN 111541386A CN 202010368478 A CN202010368478 A CN 202010368478A CN 111541386 A CN111541386 A CN 111541386A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
resistor
operational amplifier
output
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202010368478.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111541386B (zh
Inventor
杨坚
姚凯
刘劲滔
刘乐
王泽松
李家镇
高阳
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing University of Science and Technology
Original Assignee
Nanjing University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing University of Science and Technology filed Critical Nanjing University of Science and Technology
Priority to CN202010368478.5A priority Critical patent/CN111541386B/zh
Publication of CN111541386A publication Critical patent/CN111541386A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111541386B publication Critical patent/CN111541386B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/2176—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only comprising a passive stage to generate a rectified sinusoidal voltage and a controlled switching element in series between such stage and the output
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明公开了一种并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器，包括主功率电路、有源滤波电路以及控制电路，其中控制电路包括输入电压采样电路、输入电压峰值采样电路、输出电压采样电路、输出电压反馈电路、有源滤波电容电压反馈电路、第一减法电路、第二减法电路、第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器、峰值电流比较电路、平均电流反馈电路、RS锁存器及驱动电路和锯齿波比较器及驱动电路；由前馈运算电路提供峰值电流控制和平均电流控制所需的电流包络和电流基准，实行定开关频率控制方式对变换器进行控制及平均电流控制方式对有源滤波器进行控制。本发明提高了定开关频率CRM Boost PFC变换器的PF值，简化了EMI设计。

Description

并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器
技术领域
本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别是并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器。
背景技术
电感电流临界连续(Critical Conduction Mode,CRM)的升压(Boost)变换器因升压开关管Qb零电流开通，升压二极管Db无反向恢复，能实现单位功率因数等，被广泛应用于中小功率的功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)场合。定导通时间控制的CRMBoost PFC理论上能够达到单位功率因数。但是其开关频率在半个工频周期内的变化范围大，导致电感和EMI滤波器的设计复杂。为了降低开关频率的变化范围，姚凯在《CriticalConduction Mode Boost PFC Converter With Fixed Switching Frequency Control》中提出采用变导通时间控制实现定开关频率的CRM Boost PFC变换器。变导通时间控制的CRMBoost PFC理论上开关频率固定，有利于电感和EMI滤波器的设计且变换器损耗降低。但是该变换器输入电流中含有大量谐波，变换器输入电压为高压时，变换器功率因数尤其低，不能满足设计技术要求。
发明内容
本发明的目的在于提供一种输入电流呈正弦，功率因数高、成本低的并联有源滤波器的峰值电流控制的CRM Boost PFC变换器，并使在整个90V～264V AC输入电压范围内将PF值提高至接近于1。
实现本发明目的的技术解决方案为：并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器。该变换器包括主功率电路、有源滤波电路和控制电路，其中控制电路包括输入电压采样电路、输入电压峰值采样电路、输出电压采样电路、输出电压反馈电路、有源滤波电容电压反馈电路、第一减法电路、第二减法电路、第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器、峰值电流比较电路、平均电流反馈电路、RS锁存器及驱动电路和锯齿波比较器及驱动电路；
进一步地，所述主功率电路分别与有源滤波电路、输入电压采样电路、输出电压采样电路、RS锁存器及驱动电路、峰值电流比较电路和输出电压反馈电路连接，有源滤波电路分别与锯齿波比较器及驱动电路、平均电流反馈电路和有源滤波电容电压反馈电路连接，输入电压采样电路分别与第一乘法器、第一减法电路、输入电压峰值采样电路、第二减法电路和第三乘法器连接，输出电压采样电路与第一减法电路连接，第一乘法器分别与第一减法电路和第二乘法器连接，第二乘法器分别与峰值电流比较电路和输出电压反馈电路连接，RS锁存器及驱动电路与峰值电流比较电路连接，输出电压反馈电路与第四乘法器连接，输入电压峰值采样电路与第二减法电路连接，第二减法电路与第三乘法器连接，第三乘法器与第四乘法器连接，第四乘法器与平均电流反馈电路连接，锯齿波比较器及驱动电路与平均电流反馈电路连接，平均电流反馈电路与有源滤波电容电压反馈电路连接；
使用前馈运算电路，提供实行峰值电流控制和平均电流控制所需的峰值电流包络和平均电流基准，实行变导通时间的定开关频率控制方式对变换器进行控制及实行平均电流控制方式对有源滤波器进行控制。
进一步地，主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、整流电路RB、LC滤波器、升压电感Lb、升压开关管Qb、升压二极管Db、第一采样电阻Rs1、输出电容Co和负载RLd；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口连接，整流桥RB的输出负端口与LC滤波器的输入负端口连接，LC滤波器的输出正端口分别与升压电感Lb的一端、有源滤波电路和输入电压采样电路连接，LC滤波器的输出负端口分别与第一采样电阻Rs1的一端、输出电容Co的负端及负载RLd的负端连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点，升压电感Lb的另一端分别与升压开关管Qb的漏极端和升压二极管Db的正端连接，升压开关管Qb的源极端分别与第一采样电阻Rs1的另一端和峰值电流比较电路连接，升压开关管Qb的栅极端与RS锁存器及驱动电路连接，升压二极管Db的负端与输出电容Co的正端和负载RLd的正端连接，负载RLd两端的电压为输出电压Vo，负载RLd的正端与输出电压采样电路和输出电压反馈电路连接。
进一步地，有源滤波电路包括有源滤波电感Lf、第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、有源滤波电容Cf以及第二采样电阻Rs2。所述有源滤波电感Lf的一端与主功率电路的LC滤波器的输出正端口连接，有源滤波电感Lf的另一端分别与第一MOS管Q1的漏极端和第二MOS管Q2的源极端连接，第一MOS管Q1的源极端分别与有源滤波电容Cf的负端、第二采样电阻Rs2的一端和平均电流反馈电路连接，第二MOS管Q2的漏极端与有源滤波电容Cf的正端连接，第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的栅极端与锯齿波比较器及驱动电路连接，第二采样电阻Rs2的另一端与主功率电路的LC滤波器的负端口连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点，有源滤波电容Cf正端的电压为有源滤波电容电压vCf，有源滤波电容Cf正端与有源滤波电容电压反馈电路连接。
进一步地，所述控制电路包括峰值电流包络前馈运算电路、平均电流基准前馈运算电路、有源滤波电容电压反馈电路、峰值电流比较电路、平均电流反馈电路、RS锁存器及驱动电路和锯齿波比较器及驱动电路，其中峰值电流包络前馈运算电路包括输入电压采样电路、输出电压采样电路、第一减法器、第一乘法器、输出电压反馈电路以及第二乘法器，平均电流基准前馈运算电路包括输入电压峰值采样电路、第二减法器、第三乘法器、第四乘法器。
进一步地，所述峰值电流包络前馈运算电路中的输入电压采样电路信号输入端A经第一电阻R1与主功率电路中LC滤波器的正端口的电压vg连接，输入电压采样电路的输出端B分别与第一减法器及第一乘法器的一输入端连接；输出电压采样电路信号输入端C经第三电阻R3与主功率电路中负载RLd正端上的电压Vo连接，输出电压采样电路的输出端D与第一减法器的另一输入端相连，第一减法器的输出端E与第一乘法器的另一输入端连接，第一乘法器的输出端F与第二乘法器的一输入端相连；输出电压反馈电路的反相输入端G经第十电阻R10与主功率电路中负载RLd正端上的电压Vo连接，输出电压反馈电路的同相输入端与输出电压基准Vref_1连接，输出电压反馈电路的输出端I与第二乘法器的另一输入端连接，第二乘法器的输出端H与峰值电流比较电路的同相输入端连接。
进一步地，所述峰值电流比较电路的同相输入端与第二乘法器的输出端H连接；反相输入端分别与第一采样电阻Rs1的一端和升压开关管Qb的源极端连接，峰值电流比较电路的输出端与RS锁存器及驱动电路的R端连接。
进一步地，所述RS锁存器及驱动电路的R端与峰值电流比较电路的输出端连接，RS锁存器及驱动电路的S端与限流电阻Rz的一端连接，限流电阻Rz的另一端与辅助电感Lz的一端相连，辅助绕组的另一端连接参考电位零点，RS锁存器及驱动电路的输出端与升压开关管驱动电阻Rd的一端连接，升压开关管驱动电阻Rd的另一端与升压开关管Qb的栅极端连接。
进一步地，所述平均电流基准前馈运算电路中的输入电压峰值电压采样电路的输入端a与输入电压采样电路的输出端B连接，输入电压峰值电压采样电路的输出端b与第二减法器一输入端连接，第二减法器的另一输入端与输入电压采样电路的输出端B连接，第二减法器的输出端c与第三乘法器的输入端vy连接，第三乘法器的输入端vx与输入电压采样电路的输出端B连接，第三乘法器的输出端d与第四乘法器的输入端vx连接，第四乘法器的输入端vy与输出电压采样电路的输出端I连接，第四乘法器的输出端e经第二十电阻R20与平均电流反馈电路的输入端f连接。
进一步地，所述有源滤波电容电压反馈电路的反相输入端g经第二十二电阻R22与有源滤波电路中有源滤波电容正端上的电压vCf连接，有源滤波电容电压反馈控制电路的同相输入端与有源滤波电容电压基准Vref_2连接，有源滤波电容电压反馈电路的输出端h经第二十四电阻R24与平均电流反馈电路的输入端f连接。
进一步地，所述平均电流反馈电路另一输入端与有源滤波电容Cf负端和第二采样电阻Rs2一端相连，平均电流反馈电路的输出端与锯齿波比较器及驱动电路的输入端连接。
进一步地，所述锯齿波比较器及驱动电路的两路输出分别与第一MOS管驱动电阻Rd1和第二MOS管驱动电阻Rd2的一端连接，第一MOS管驱动电阻Rd1和第二MOS管驱动电阻Rd2的另一端分别与第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的栅极端连接。
进一步地，将前馈运算电路包括峰值电流包络前馈运算电路和平均电流基准前馈运算电路的输出信号分别输入至峰值电流比较器和平均电流反馈电路，根据峰值电流控制和平均电流控制两种不同控制方式，产生不同的驱动信号，达到控制升压电感电流和有源滤波电感电流的目的；所述定开关频率控制下的升压开关管Qb导通时间ton_b为：
Figure BDA0002477305550000041
其中Lb为升压电感，Po为输出功率，Vm为输入电压幅值，Vo为输出电压，ω为电网电压角频率，t为时间。
所述的第一MOS管Q1和第二MOS管Q2互补导通，占空比之间关系为：
Figure BDA0002477305550000051
d1(t)＝1-d2(t)
Figure BDA0002477305550000052
其中d1为第一MOS管Q1的占空比，d2为第二MOS管Q2的占空比，Cf为有源滤波电容，vcf为有源滤波电容Cf上电容电压，vg为LC滤波器两端的电压，VCf_min为有源滤波电容Cf上电容电压最小值，vg为LC滤波器正端的电压，t0＝2Tlinearcsin(8/3π)，Tline为电网电压周期。
进一步地，所述的输入电压采样电路包括第一运算放大器A1、第一电阻R1和第二电阻R2；所述第一电阻R1的一端与主功率电路的LC滤波器的输出正端口电压vg连接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的一端和第一运算放大器A1的同相输入端连接，第二电阻R2的另一端与参考电位零点连接，第一运算放大器A1的输出端B与第一运算放大器A1的反相输入端连接，输入电压采样电路的第一运算放大器A1的输出端B分别与输出电压采样电路、第一乘法器、第一减法电路、输入电压峰值采样电路、第二减法电路和第三乘法器连接。
进一步地，所述的输出电压采样电路由包括第二运算放大器A2、第三电阻R3和第四电阻R4；第三电阻R3的一端与主功率电路的负载RLd的正端电压Vo连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的一端和第二运算放大器A2的同向输入端连接，第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A2的输出端D与第二运算放大器A2的反向输入端连接，输出电压采样电路的第二运算放大器A2的输出端D与第一减法电路连接。
进一步地，所述的第一减法电路包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8和第三运算放大器A3；所述第五电阻R5的一端与输入采样电路的输出端B连接，另一端连接到第三运算放大器A3的反相输入端；第八电阻R8的一端与第三运算放大器A3的反相输入端连接，第八电阻R8的另一端与第三运算放大器A3的输出端E连接；第六电阻R6一端与输出电压采样电路的输出端D连接，另一端与第三运算放大器A3的正相输入端连接；第七电阻R7的一端与第三运算放大器A3的正相输入端连接，第七电阻R7的另一端与参考电位零点连接，第三运算放大器A3的输出端为第一减法电路的输出端E；第一减法电路输出端E与第一乘法器连接。
进一步地，所述的输出电压反馈电路包括第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第一电容C1和第四运算放大器A4；所述第十电阻R10的一端与主功率电路的负载RLd的正端电压Vo连接，另一端与第九电阻R9的一端和第四运算放大器A4的反相输入端连接，第九电阻R9的另一端连接参考电位零点；第十一电阻R11的一端与第四运算放大器A4的反相输入端连接，第十一电阻R11的另一端与第一电容C1的一端连接，第一电容C1的另一端与第四运算放大器A4输出端连接；第四运算放大器A4的同相输入端与输出电压基准Vref_1连接，第四运算放大器A4的输出端即输出电压反馈电路的输出端I。输出电压反馈电路的第四运算放大器A4输出端I分别与第二乘法器和第四乘法器连接。
进一步地，所述峰值电流比较电路包括第一比较器Cp1，所述的第一比较器Cp1的正相输入端与第二乘法器的输出端连接，第一比较器Cp1的反相输入端与主功率电路的第一采样电阻Rs1和升压开关管Qb的源极端相连，第一比较器Cp1的输出端即峰值电流比较电路的输出端，峰值电流比较电路的第一比较器Cp1的输出端与RS锁存器及驱动电路连接。
进一步地，所述输入电压峰值采样电路包括第十二电阻R12、第十三电阻R13、二极管D1、第二电容C2和第五运算放大器A5；所述第十二电阻R12一端与输入电压采样电路(3)的输出端B与连接，第十二电阻R12的另一端与二极管D1的正端连接，二极管D1的负端与第二电容C2、第十三电阻R13的一端及第五运算放大器A5的同相输入端连接，第二电容C2和第十三电阻R13的另一端与参考电位零点连接，第五运算放大器A5的输出端与其反相输入端连接；输入电压峰值采样电路的第五运算放大器A5的输出端与第二减法电路连接。
进一步地，所述第二减法电路包括第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16、第十七电阻R17和第六运算放大器A6；所述第十六电阻R16的一端与输入电压峰值采样电路的输出端b连接，另一端连接到第六运算放大器A6的反相输入端；第十七电阻R17的一端与第三运算放大器A3的反相输入端连接，第十七电阻R17的另一端与第三运算放大器A3的输出端c连接；第十五电阻R15一端与输入电压采样电路的输出端B连接，另一端与第六运算放大器A6的同相输入端连接；第十四电阻R14的一端与第六运算放大器A6的正相输入端连接，第十四电阻R14的另一端与参考电位零点连接，第六运算放大器A6的输出端为第二减法电路的输出端c；第二减法电路的第六运算放大器A6的输出端与第三乘法器连接。
进一步地，所述有源滤波电容电压反馈电路包括第二十一电阻R21、第二十二电阻R22、第二十五电阻R25、第五电容C5、第六电容C6和第七运算放大器A7；所述第二十二电阻R22的一端与有源滤波电路的有源滤波电容正端电压vCf连接，另一端连接第二十一电阻R21的一端和第七运算放大器A7的反相输入端，第二十一电阻R21的另一端连接参考电位零点；第二十五电阻R25的一端与第七运算放大器A7的反相输入端连接，第二十五电阻R25的另一端与第六电容C6的一端连接，第六电容C6的另一端与第七运算放大器A7输出端连接，第五电容C5的一端与第七运算放大器A7反相输入端连接，第五电容C5的另一端与第七运算放大器A7输出端连接，第七运算放大器A7的同相输入端与有源滤波电容电压基准Vref_2连接，第七运算放大器A7的输出端即有源滤波电容电压反馈电路的输出端；有源滤波电容电压反馈电路的第七运算放大器A7的输出端与平均电流反馈电路连接。
进一步地，所述平均电流反馈电路包括第十八电阻R18、第十九电阻R19、第二十电阻R20、第二十三电阻R23、第二十四电阻R24、第三电容C3、第四电容C4和第八运算放大器A8；所述第十九电阻R19的一端与有源滤波电路的有源滤波电容负端及第二采样电阻Rs2连接，另一端连接第十八电阻R18的一端和第八运算放大器A8的反相输入端，第十八电阻R18的另一端连接参考电位零点，第二十三电阻R23的一端与第八运算放大器A8的反相输入端连接，第二十三电阻R23的另一端与第四电容C4的一端连接，第四电容C4的另一端与第八运算放大器A8输出端连接，第三电容C3的一端与第八运算放大器A8反相输入端连接，第三电容C3的另一端与第八运算放大器A8连接，第二十电阻R20的一端与第四乘法器连接，第二十四电阻R24的一端与有源滤波电容电压反馈电路输出端连接，第二十电阻R20和第二十四电阻R24的另一端与第八运算放大器A8的同相输入端连接，第八运算放大器A8的输出端即平均电流反馈电路的输出端，平均电流反馈电路的第八运算放大器A8的输出端与锯齿波比较器及驱动电路连接；
进一步地，所述锯齿波比较器及驱动电路包括第二比较器Cp2、RS触发器及驱动电路，所述的第二比较器Cp2的正相输入端与平均电流反馈电路的输出端连接，第二比较器Cp2的反相输入端与锯齿波连接，第二比较器Cp2的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的S端与定频率的脉冲波连接，RS触发器的输出与驱动电路连接。驱动电路的输出与第一MOS管驱动电阻Rd1和第二MOS管驱动电阻Rd2的一端连接，第一MOS管驱动电阻Rd1和第二MOS管驱动电阻Rd2的另一端分别与有源滤波电路的第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的栅极端连接。
进一步地，所述RS锁存器及驱动电路以及峰值电流比较电路选用L6561、或L6562型号的集成IC电路；RS锁存器及驱动电路分别与主功率电路和峰值电流比较电路连接，峰值电流比较电路分别与主功率电路和第二乘法器连接。
进一步地，所述锯齿波比较器及驱动电路中的锯齿波比较器采用UC3843或UC3525型号的集成IC电路。驱动信号的生成电路选用SN74HC08N、CD4069或74HC32N型号的逻辑芯片，驱动电路选用IR2110、TLP250型号的驱动芯片或采用图腾柱驱动电路，锯齿波比较器及驱动电路分别与有源滤波电路和平均电流反馈电路连接。
进一步地，所述第一运算放大器A1、第二运算放大器A2、第三运算放大器A3、第四运算放大器A4、第五运算放大器A5、第六运算放大器A6、第七运算放大器A7和第八运算放大器A8选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器。
进一步地，所述第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器采用集成IC电路或分立器件组成，第一乘法器分别与输入电压采样电路、第一减法电路和第二乘法器连接，第二乘法器分别与峰值电流比较电路和输出电压反馈电路连接，第三乘法器分别与输入电压采样电路、第二减法电路和第四乘法器连接，第四乘法器分别与输出电压反馈电路和平均电流反馈电路连接。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)使用前馈运算电路，提供实行峰值电流控制和平均电流控制所需的峰值电流包络和平均电流基准，实行变导通时间的定开关频率控制方式对变换器进行控制及实行平均电流控制方式对有源滤波器进行控制，可以在整个90V～264V AC输入电压范围内提高变换器的功率因数接近于1，具有输入功率因数高、成本低的优点；(2)减小了CRM Boost PFC变换器的开关频率范围，减小了输出电压纹波。
附图说明
图1是本发明本实施例中并联有源滤波器的CRM Boost PFC变换器的主电路及控制电路图。
图2是本发明实施例中并联有源滤波器的CRM Boost PFC变换器主电路示意图。
图3是本发明实施例中一个开关周期内并联有源滤波器的CRM Boost PFC变换器的电感电流、开关管或MOS管驱动波形图，其中图(a)为CRM Boost PFC变换器工作时的波形图，图(b)为有源滤波器工作时的波形图。
图4是本发明实施例中传统定导通时间控制下CRM Boost PFC变换器开关频率在半个工频周期内的变化情况图。
图5是本发明实施例中定开关频率控制下CRM Boost PFC变换器输入电流及输入电流中的谐波电流分量图。
图6是本发明实施例中定开关频率控制下变换器和并联有源滤波器的变换器的PF值对比图。
图7是本发明实施例中采用变导通时间实现定开关频率控制的CRM Boost PFC变换器主电路及控制电路图。
图8是本发明实施例中并联有源滤波器的CRM Boost PFC变换器的输入电压及电流、升压电感的电流及谐波分量、输入瞬时功率、有源滤波电感电流以及有源滤波电容电压波形图。
图9是本发明实施例中定开关频率CRM Boost PFC变换器的开关频率在半个工频周期内的变化曲线图。
图10是本发明实施例中传统定导通时间控制方式和定开关频率控制下输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图。
图11是本发明实施例中传统定导通时间控制方式和定开关频率控制下输出电压纹波之比的变化曲线图。
上述图中的主要符号名称：vin、电源电压。iin、输入电流。RB、整流桥。vg、LC滤波器后的输入电压。iLb、升压电感电流。Lb、升压电感。Qb、升压开关管。Rs1、第一采样电阻。Db、升压二极管。Co、输出电容。RLd、负载。Vo、输出电压。iLf、有源滤波电感电流。Lf、有源滤波电感。Q1、第一MOS管。Q2、第二MOS管。Rs2、第二采样电阻。Cf、有源滤波电容。VCf、有源滤波电容电压。vgs、升压开关管的驱动信号。vgs1、第一MOS管的驱动信号。vgs2、第二MOS管的驱动信号。iLb_pk、升压电感电流峰值。ton_b、升压开关管的导通时间。toff_b、升压开关管的关断时间。ts_b、升压开关管的开关周期。d1、第一MOS管的占空比。d2、第二MOS管的占空比。ts_f、MOS管的开关周期。fs_b、升压开关管的开关频率。fs_1、定导通时间控制下升压开关管的开关频率。ω、输入电压的角频率。iin_b、定开关频率变换器输入电流。iin_h、定开关频率变换器输入谐波电流。iin_h1、定开关频率变换器输入基波电流。iin_h3、定开关频率变换器输入三次谐波电流。iin_h5、定开关频率变换器输入五次谐波电流。iin_h7、定开关频率变换器输入七次谐波电流。Vrms、输入电压有效值。Vref_1、输出电压基准电压。iLb_b、定开关频率变换器升压电感电流。iLb_h、定开关频率变换器升压电感谐波电流。pin、电网瞬时输入功率。pin_b、变换器瞬时输入功率。pin_f、有源滤波器瞬时输入功率。iin_f、有源滤波器输入电流。Vref_2、有源滤波电容电压基准电压。vEA、输出电压反馈控制的误差电压信号输出。
Figure BDA0002477305550000101
定导通时间控制变换器的瞬时输入功率标幺值。
Figure BDA0002477305550000102
变导通时间控制变换器的瞬时输入功率标幺值。ωtc2、定开关频率控制下的瞬时输入功率标幺值与1交点电角度。ΔVo_1、定导通时间控制下的输出电压纹波值ΔVo_2、定开关频率控制下的输出电压纹波值。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
1CRM Boost PFC变换器
1.1定开关频率CRM Boost PFC变换器的工作原理
图2是并联有源滤波器的高PF定开关频率CRM Boost PFC变换器主电路。
设定：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。
图3给出了变换器一个开关周期内的电感电流波形，其中图(a)为CRM Boost PFC变换器工作时的波形图。当升压开关管Qb导通时，升压二极管Db截止，升压电感Lb两端的电压为LC滤波器后电压vg，其电流iLb由零开始以vg/Lb的斜率线性上升，负载RLd由输出电容Co供电。当Qb截止时，Db导通，iLb通过Db续流，Lb两端的电压为vg-Vo，iLb以(vg-Vo)/Lb的斜率下降。当iLb下降到零后，升压开关管Qb再次开通。
不失一般性，定义输入交流电压vin的表达式为：
vin＝Vmsinωt (1)
其中Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。
则输入电压整流、经LC滤波器后的电压vg为：
vg＝Vm|sinωt| (2)
通过对变换器工作模态的分析，可得到升压电感电流峰值iLb_pk、升压电感电流平均值iLb_avg及输入电流iin的表达式：
Figure BDA0002477305550000111
Figure BDA0002477305550000112
Figure BDA0002477305550000113
其中ton表示升压开关管Qb的导通时间。
每个开关周期内，升压电感Lb两端满足伏秒面积平衡，则Qb的关断时间toff及开关频率fs表达式如下：
Figure BDA0002477305550000114
Figure BDA0002477305550000115
由式(5)可知，传统定导通时间控制的CRM Boost PFC变换器的输入电流自动跟随输出电压，理论PF值为1。但是，变换器的开关频率是不断变化的，由式(7)可绘制传统定导通时间控制下变换器的开关频率，如图4所示。由图可知，变换器的开关频率在半个工频周期内不断变化，输入电压为264VAC时，开关频率变化范围：30kHz～454kHz。
为了实现CRM Boost PFC变换器开关频率的固定，结合式(7)，若变导通时间ton_b：
Figure BDA0002477305550000121
则定开关频率的变换器的开关频率表达式fs_b如下：
Figure BDA0002477305550000122
其中k为常数，与CRM Boost PFC变换器的输入电压Vm、输出电压Vo、输出功率Po和升压电感值Lb等参数有关。
定开关频率的CRM Boost PFC变换器的输入电流平均值iin_b的表达式为：
Figure BDA0002477305550000123
结合功率平衡及式(10)：
Figure BDA0002477305550000124
Figure BDA0002477305550000125
Figure BDA0002477305550000126
将式(12)代入式(8)，该控制下升压开关管Qb的导通时间ton_b的表达式：
Figure BDA0002477305550000127
输入电流iin_b的表达式为：
Figure BDA0002477305550000128
对式(15)进行傅里叶分解，可将输入电流写成基波与谐波之和，如图5：
Figure BDA0002477305550000131
其中，n表示谐波的次数。
由式(16)可知，定开关频率CRM Boost PFC变换器的输入电流含有大量谐波分量，因此变换器的THD增大，功率因数下降，如图6。从图中可以看出，Vm越大，PF值越低。在90V～264V AC输入电压范围内，当输入电压为264V AC、输出电压为400V时，PF值只有0.79。
1.2控制电路
图7为采用变导通时间实现定开关频率控制的电路。LC滤波器后的输入电压vg经第一电阻R1和第一电阻R2分压，并输入电压采样电路得到vB＝kvgVm|sinωt|，kvg为分压系数，kvg＝R2/(R1+R2)。输出电压Vo经第三电阻R3和第四电阻R4分压，经输出电压采样电路得vD＝kvgVo，其中R3/R4＝R1/R2。vB与vD经第一减法电路后得vE＝kvg(Vo-Vmsinωt)，且R7＝R8＝R5＝R6。第一乘法器的输出vF＝kvg 2Vmsinωt(Vo-Vmsinωt)。另一边，输出电压反馈电路中输出电压Vo经第九电阻R9和第十电阻R10分压采样，和误差放大器的输出电压基准电压Vref_1相比较，这里Vref_1＝2.5V，R10＝159R9，经由第十一R11与第一电容C1组成的调节器得到误差信号vEA，vEA与vF接入第二乘法器后得到H点电位为：
Figure BDA0002477305550000132
控制芯片使用L6561，控制电路采用的是峰值电流控制。将式(17)与式(15)比较可知，vH与采用变导通时间实现定开关频率控制下的升压电感电流峰值的变化规律一致。vH连接控制芯片L6561内部峰值电流比较器的正相输入端，比较器的反相输入端为开关管回路的检测电压vS。因此变换器的导通时间ton_b为：
Figure BDA0002477305550000133
变换器稳定工作后，可近似认为误差调节信号vEA是不变的，由此可以实现式(14)所示的变导通时间控制。
进一步地，变导通时间实现定开关频率的变换器包括主功率电路1和控制电路，其中控制电路包括输入电压采样电路3、输出电压采样电路4、输出电压反馈电路10、第一减法电路6、第一乘法器5、第二乘法器7、峰值电流比较电路9和RS锁存器及驱动电路8；使用前馈运算电路，提供实行峰值电流控制所需的峰值电流包络，实行变导通时间的定开关频率控制方式对变换器进行控制。
进一步地，所述主功率电路1分别与输入电压采样电路3、输出电压采样电路4、RS锁存器及驱动电路8、峰值电流比较电路9和输出电压反馈电路10连接，输入电压采样电路3分别与第一乘法器5和第一减法电路6连接，输出电压采样电路4与第一减法电路6连接，第一乘法器5分别与第一减法电路6和第二乘法器7连接，第二乘法器7分别与峰值电流比较电路9和输出电压反馈电路10连接，RS锁存器及驱动电路8与峰值电流比较电路9连接。
进一步地，主功率电路1包括输入电压源vin、EMI滤波器、整流电路RB、LC滤波器、升压电感Lb、升压开关管Qb、升压二极管Db、第一采样电阻Rs1、输出电容Co和负载RLd；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口连接，整流桥RB的输出负端口与LC滤波器的输入负端口连接，LC滤波器的输出正端口分别与升压电感Lb的一端和输入电压采样电路3连接，LC滤波器的输出负端口分别与第一采样电阻Rs1的一端、输出电容Co的负端及负载RLd的负端连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点，升压电感Lb的另一端分别与升压开关管Qb的漏极端和升压二极管Db的正端连接，升压开关管Qb的源极端分别与第一采样电阻Rs1的另一端和峰值电流比较电路连接，升压开关管Qb的栅极端与RS锁存器及驱动电路8连接，升压二极管Db的负端与输出电容Co的正端和负载RLd的正端连接，负载RLd两端的电压为输出电压Vo，负载RLd的正端与输出电压采样电路4和输出电压反馈电路10连接。
进一步地，所述控制电路包括峰值电流包络前馈运算电路、峰值电流比较电路9和RS锁存器及驱动电路8，其中峰值电流包络前馈运算电路包括输入电压采样电路3、输出电压采样电路4、第一减法器6、第一乘法器5、输出电压反馈电路10以及第二乘法器7。
进一步地，所述峰值电流包络前馈运算电路中的输入电压采样电路3信号输入端A经第一电阻R1与主功率电路1中LC滤波器的正端口的电压vg连接，输入电压采样电路3的输出端B分别与第一减法器6及第一乘法器5的一输入端连接；输出电压采样电路4信号输入端C经第三电阻R3与主功率电路1中负载RLd正端上的电压Vo连接，输出电压采样电路4的输出端D与第一减法器6的另一输入端相连，第一减法器6的输出端E与第一乘法器5的另一输入端连接，第一乘法器5的输出端F与第二乘法器7的一输入端相连；输出电压反馈电路10的反相输入端G经第十电阻R10与主功率电路1中负载RLd正端上的电压Vo连接，输出电压反馈电路10同相输入端与输出电压基准Vref_1连接，输出电压反馈电路10输出端I与第二乘法器7另一输入端连接，第二乘法器7输出端H与峰值电流比较电路9的同相输入端连接。
进一步地，所述峰值电流比较电路9的同相输入端与第二乘法器的输出端H连接；反相输入端分别与第一采样电阻Rs1的一端和升压开关管Qb的源极端连接，峰值电流比较电路9的输出端与RS锁存器及驱动电路8的R端连接。
进一步地，所述RS锁存器及驱动电路8的R端与峰值电流比较电路9的输出端连接，RS锁存器及驱动电路8的S端与限流电阻Rz的一端连接，限流电阻Rz的另一端与辅助电感Lz的一端相连，辅助绕组的另一端连接参考电位零点，RS锁存器及驱动电路8的输出端与升压开关管驱动电阻Rd的一端连接，升压开关管驱动电阻Rd的另一端与升压开关管Qb的栅极端连接。
进一步地，将峰值电流包络前馈运算电路的输出信号输入至峰值电流比较器9，根据峰值电流控制产生驱动信号，达到控制升压电感电流的目的；所述定开关频率控制下的升压开关管Qb导通时间ton_b为：
Figure BDA0002477305550000151
其中Lb为升压电感，Po为输出功率，Vm为输入电压幅值，Vo为输出电压，ω为电网电压角频率，t为时间。
进一步地，所述的输入电压采样电路3包括第一运算放大器A1、第一电阻R1和第二电阻R2；所述第一电阻R1的一端与主功率电路1的LC滤波器的输出正端口电压vg连接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的一端和第一运算放大器A1的同相输入端连接，第二电阻R2的另一端与参考电位零点连接，第一运算放大器A1的输出端B与第一运算放大器A1的反相输入端连接，输入电压采样电路1的第一运算放大器A1的输出端B分别与第一乘法器5、第一减法电路6、输入电压峰值采样电路11、第二减法电路12和第三乘法器13连接。
进一步地，所述的输出电压采样电路4由包括第二运算放大器A2、第三电阻R3和第四电阻R4；第三电阻R3的一端与主功率电路1的负载RLd的正端电压Vo连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的一端和第二运算放大器A2的同向输入端连接，第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A2的输出端D与第二运算放大器A2的反向输入端连接，输出电压采样电路4的输出端D与第一减法电路6连接。
进一步地，所述的第一减法电路6包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8和第三运算放大器A3；所述第五电阻R5的一端与输入采样电路3的输出端B连接，另一端连接到第三运算放大器A3的反相输入端；第八电阻R8的一端与第三运算放大器A3的反相输入端连接，第八电阻R8的另一端与第三运算放大器A3的输出端E连接；第六电阻R6一端与输出电压采样电路4的输出端D连接，另一端与第三运算放大器A3的正相输入端连接；第七电阻R7的一端与第三运算放大器A3的正相输入端连接，第七电阻R7的另一端与参考电位零点连接，第三运算放大器A3的输出端为第一减法电路6的输出端E；第一减法电路6输出端E与第一乘法器5连接。
进一步地，所述的输出电压反馈电路10包括第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第一电容C1和第四运算放大器A4；所述第十电阻R10的一端与主功率电路1的负载RLd的正端电压Vo连接，另一端与第九电阻R9的一端和第四运算放大器A4的反相输入端连接，第九电阻R9的另一端连接参考电位零点；第十一电阻R11的一端与第四运算放大器A4的反相输入端连接，第十一电阻R11的另一端与第一电容C1的一端连接，第一电容C1的另一端与第四运算放大器A4输出端连接；第四运算放大器A4的同相输入端与输出电压基准Vref_1连接，第四运算放大器A4的输出端即输出电压反馈电路10的输出端I。输出电压反馈电路10的第四运算放大器A4输出端I分别与第二乘法器7和第四乘法器14连接。
进一步地，所述峰值电流比较电路9包括第一比较器Cp1，所述的第一比较器Cp1的正相输入端与第二乘法器7的输出端连接，第一比较器Cp1的反相输入端与主功率电路1的第一采样电阻Rs1和升压开关管Qb的源极端相连，第一比较器Cp1的输出端即峰值电流比较电路9的输出端，峰值电流比较电路9的第一比较器Cp1的输出端与RS锁存器及驱动电路8连接。
进一步地，所述RS锁存器及驱动电路8以及峰值电流比较电路9选用L6561、或L6562型号的集成IC电路，RS锁存器及驱动电路8分别与主功率电路1和峰值电流比较电路9连接，峰值电流比较电路分别与主功率电路1和第二乘法器连接7。
进一步地，所述第一运算放大器A1、第二运算放大器A2、第三运算放大器A3、第四运算放大器A4选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器。
进一步地，所述第一乘法器5、第二乘法器7采用集成IC电路或分立器件组成，第一乘法器5分别与输入电压采样电路3、第一减法电路6和第二乘法器连接7，第二乘法器7分别与峰值电流比较电路9和输出电压反馈电路10连接。
2并联有源滤波器提高PF值
2.1有源滤波器的工作原理
图3给出了变换器一个开关周期内的升压电感电流波形，其中图(b)为有源滤波电路工作时的波形图。有源滤波电路的有源滤波电感电流工作在连续模式。当第一MOS管Q1导通时，第二MOS管Q2截止，有源滤波电感Lf两端的电压为整流桥后电压vg，其电流iLf以vg/Lb的斜率线性上升，当第二MOS管Q2导通时，第一MOS管Q1截止，有源滤波电感Lf两端的电压为vg-vCf，iLb以(vg-Vo)/Lb的斜率下降。当第一MOS管Q1的下一个开通信号到来时，有源滤波电路进入下一个开关周期。第一MOS管Q1与第二MOS管Q2始终互补导通。
为了提高变换器的功率因数，有源滤波器抵消输入电流中的谐波分量，图8为并联有源滤波器的CRM Boost PFC变换器的输入电压vin及电流iin、升压电感的电流iLb_b及谐波分量iLb_h、输入瞬时功率pin、有源滤波电感电流iLf以及有源滤波电容电压vcf。由式(16)可知，有源滤波器需要抵消的谐波分量iin_f和有源滤波电感电流iLf为：
Figure BDA0002477305550000171
Figure BDA0002477305550000181
则输入有源滤波器的瞬时功率pin_f为：
Figure BDA0002477305550000182
由图8可知：有源滤波器的有源滤波电容在t1～t2段内充电，电容电压上升；在t2～t3段内放电，电容电压下降。因此，电容电压的最大值、最小值分别在t2和t1时刻取到。
由时刻t1到时刻t2，有源滤波电容存储的能量Δef为：
Figure BDA0002477305550000183
其中Vcf_min为有源滤波电容电压的最小值。
对式(22)进行求解，可得有源滤波器输出储能电容上的电压表达式：
Figure BDA0002477305550000184
其中d1为第一MOS管Q1的占空比，d2为第二MOS管Q2的占空比，Cf为有源滤波电容，vcf为有源滤波电容Cf上电容电压，vg为LC滤波器两端的电压，VCf_min为有源滤波电容Cf上电容电压最小值，vg为LC滤波器正端的电压，t0＝2Tlinearcsin(8/3π)，Tline为电网电压周期。
有源滤波器采用Boost/Buck双向变换器，其有源滤波电感电流始终连续。第一MOS管Q1与第二MOS管Q2互补导通。第二MOS管Q2的占空比d2与输入电压和有源滤波电容电压之间的关系可以表示为：
Figure BDA0002477305550000185
d1(t)＝1-d2(t) (25)
结合式(20)和式(16)，并联有源滤波器后变换器的输入电流iin表示为：
Figure BDA0002477305550000186
变换器的PF值表达式为：
Figure BDA0002477305550000191
根据式(15)、式(26)和式(27)可以绘制定开关频率CRM Boost PFC变换器和并联有源滤波器后变换器的PF曲线，如图6所示。从图中可以看出，在90V～264VAC宽输入电压范围内，理论PF值为1，高电压输入时，PF值相比变导通时间的定开关频率控制方式有大幅度提高。
2.2控制电路
为了保证Boost/Buck双向变换器即有源滤波器的正常工作，有源滤波电容上电压vcf必须始终大于LC滤波器后电压vg。
vCf≥vg＝Vm|sinωt| (28)
控制电路中，通过电压闭环实现这一目的。
为了控制有源滤波电感电流抵消谐波电流分量，采用平均电流控制，需要采用平均电流基准前馈电路提供有源滤波电感电流的电流基准。
图1结合了采用变导通时间实现定开关频率控制的CRM Boost PFC电路和平均电流控制的有源滤波器。输入电压采样电路得到vB＝kvgVm|sinωt|，经输入电压峰值采样电路得到vb＝kvgVm，这里kvg是分压系数，kvg＝R2/(R1+R2)。vB与vb经第二减法电路后得到vc＝kvg(Vmsinωt-k1Vm)，R16＝(3π/8)R17＝R14＝(3π/8)R57，k1＝8/3π。第三乘法器输出vd＝kvg 2Vmsinωt(Vmsinωt-k1Vm)。另一边，输出电压反馈电路的误差信号vEA与vd接入第四乘法器后得到e点电位为：
Figure BDA0002477305550000192
有源滤波器的电感电流与定开关频率CRM Boost PFC变换器的输出功率有关。为了引入输出功率Po，将定开关频率CRM Boost PFC变换器的输出电压反馈电路输出vEA引入前馈电路。定开关频率CRM Boost PFC变换器控制电路满足下式：
Figure BDA0002477305550000193
Figure BDA0002477305550000201
Figure BDA0002477305550000202
同样的，图1中的有源滤波器的平均电流控制电路满足：
Figure BDA0002477305550000203
因此，结合式(17)，当采样电阻Rs1＝2Rs2，有源滤波电容电压闭环vea与ve之和为有源滤波电感电流的基准。电流环的输出信号与锯齿状载波交截，比较器的输出信号送到RS触发器，RS触发器的输出即为第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的驱动信号。
进一步地，双向变换器包括有源滤波电路2和控制电路，其中控制电路包括输入电压采样电路3、输入电压峰值采样电路11、有源滤波电容电压反馈电路17、第二减法电路12、第三乘法器13、第四乘法器14、平均电流反馈电路16和锯齿波比较器及驱动电路15；使用前馈运算电路，提供平均电流控制所需的平均电流基准，实行平均电流控制方式对有源滤波器控制。
进一步地，所述有源滤波电路2分别与主功率电路1、锯齿波比较器及驱动电路15、平均电流反馈电路16和有源滤波电容电压反馈电路17连接，输入电压采样电路3分别与主功率电路1、输入电压峰值采样电路11、第二减法电路12和第三乘法器13连接，输入电压峰值采样电路11与第二减法电路12连接，第二减法电路12与第三乘法器13连接，第三乘法器13与第四乘法器14连接，第四乘法器14与输出电压反馈电路10和平均电流反馈电路16连接，锯齿波比较器及驱动电路15与平均电流反馈电路16连接，平均电流反馈电路16与有源滤波电容电压反馈电路17连接。
进一步地，有源滤波电路2包括有源滤波电感Lf、第一MOS管Q1、第一MOS管Q2、有源滤波电容Cf以及第二采样电阻Rs2。所述有源滤波电感Lf的一端与主功率电路1的LC滤波器的输出正端口连接，有源滤波电感Lf的另一端分别与第一MOS管Q1的漏极端和第二MOS管Q2的源极端连接，第二MOS管Q2的漏极端与有源滤波电容Cf的正端连接，第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的栅极端与锯齿波比较器及驱动电路15连接，有源滤波电容Cf的负端分别与第一MOS管Q1的源极端、第二采样电阻Rs2的一端和平均电流反馈电路16连接，第二采样电阻Rs2的另一端与主功率电路1的LC滤波器的负端口连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点，有源滤波电容Cf正端的电压为有源滤波电容电压vCf，有源滤波电容Cf正端与有源滤波电容电压反馈电路17连接。
进一步地，所述控制电路包括平均电流基准前馈运算电路、有源滤波电容电压反馈电路17、平均电流反馈电路16和锯齿波比较器及驱动电路15，其中平均电流基准前馈运算电路包括输入电压峰值采样电路11、第二减法器12、第三乘法器13、第四乘法器14。
进一步地，所述平均电流基准前馈运算电路中的输入电压峰值电压采样电路11的输入端a与输入电压采样电路3的输出端B连接，输入电压峰值电压采样电路11的输出端b与第二减法器12一输入端连接，第二减法器12的另一输入端与输入电压采样电路3的输出端B连接，第二减法器12的输出端c与第三乘法器13的输入端vy连接，第三乘法器13的输入端vx与输入电压采样电路3的输出端B连接，第三乘法器13的输出端d与第四乘法器14的输入端vx连接，第四乘法器14的输入端vy与输出电压采样电路10的输出端I连接，第四乘法器14的输出端e经第二十电阻R20与平均电流反馈电路16的输入端f连接。
进一步地，所述有源滤波电容电压反馈电路17的反相输入端g经第二十二电阻R22与有源滤波电路2中有源滤波电容正端上的电压vCf连接，有源滤波电容电压反馈控制电路17的同相输入端与有源滤波电容电压基准Vref_2连接，有源滤波电容电压反馈电路17的输出端h经第二十四电阻R24与平均电流反馈电路16的输入端f连接。
进一步地，所述平均电流反馈电路16另一输入端与有源滤波电路2中有源滤波电容Cf负端和第二采样电阻Rs2一端连接，平均电流反馈电路16的输出端与锯齿波比较器及驱动电路15的输入端连接。
进一步地，所述锯齿波比较器及驱动电路15的两路输出分别与第一MOS管驱动电阻Rd1和第二MOS管驱动电阻Rd2的一端连接，第一MOS管驱动电阻Rd1和第二MOS管驱动电阻Rd2的另一端分别与有源滤波电路2中第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的栅极端连接。
进一步地，将平均电流基准前馈运算电路的输出信号输入至平均电流反馈电路16，根据平均电流控制的控制方式产生驱动信号，达到控制有源滤波电感电流的目的。
所述的第一MOS管Q1和第二MOS管Q2互补导通，占空比之间关系为：
Figure BDA0002477305550000221
d1(t)＝1-d2(t)
Figure BDA0002477305550000222
其中d1为第一MOS管Q1的占空比，d2为第二MOS管Q2的占空比，Cf为有源滤波电容，vcf为有源滤波电容Cf上电容电压，vg为LC滤波器两端的电压，VCf_min为有源滤波电容Cf上电容电压最小值，vg为LC滤波器正端的电压，t0＝2Tlinearcsin(8/3π)，Tline为电网电压周期。
进一步地，所述输入电压峰值采样电路11包括第十二电阻R12、第十三电阻R13、二极管D1、第二电容C2和第五运算放大器A5；所述第十二电阻R12一端与输入电压采样电路3的输出端B与连接，第十二电阻R12的另一端与二极管D1的正端连接，二极管D1的负端与第二电容C2、第十三电阻R13的一端及第五运算放大器A5的同相输入端连接，第二电容C2和第十三电阻R13的另一端与参考电位零点连接，第五运算放大器A5的输出端与其反相输入端连接；输入电压峰值采样电路11的第五运算放大器A5的输出端与第二减法电路12连接。
进一步地，所述第二减法电路12包括第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16、第十七电阻R17和第六运算放大器A6；所述第十六电阻R16的一端与输入电压峰值采样电路11的输出端b连接，另一端连接到第六运算放大器A6的反相输入端；第十七电阻R17的一端与第三运算放大器A3的反相输入端连接，第十七电阻R17的另一端与第三运算放大器A3的输出端c连接；第十五电阻R15一端与输入电压采样电路3的输出端B连接，另一端与第六运算放大器A6的同相输入端连接；第十四电阻R14的一端与第六运算放大器A6的正相输入端连接，第十四电阻R14的另一端与参考电位零点连接，第六运算放大器A6的输出端为第二减法电路12的输出端c；第二减法电路12的第六运算放大器A6的输出端与第三乘法器13连接。
进一步地，所述有源滤波电容电压反馈电路17包括第二十一电阻R21、第二十二电阻R22、第二十五电阻R25、第五电容C5、第六电容C6和第七运算放大器A7；所述第二十二电阻R22的一端与有源滤波电路2的有源滤波电容正端电压vCf连接，另一端连接第二十一电阻R21的一端和第七运算放大器A7的反相输入端，第二十一电阻R21的另一端连接参考电位零点；第二十五电阻R25的一端与第七运算放大器A7的反相输入端连接，第二十五电阻R25的另一端与第六电容C6的一端连接，第六电容C6的另一端与第七运算放大器A7输出端连接，第五电容C5的一端与第七运算放大器A7反相输入端连接，第五电容C5的另一端与第七运算放大器A7输出端连接，第七运算放大器A7的同相输入端与有源滤波电容电压基准Vref_2连接，第七运算放大器A7的输出端即有源滤波电容电压反馈电路17的输出端，有源滤波电容电压反馈电路17的第七运算放大器A7的输出端与平均电流反馈电路16连接。
进一步地，所述平均电流反馈电路16包括第十八电阻R18、第十九电阻R19、第二十电阻R20、第二十三电阻R23、第二十四电阻R24、第三电容C3、第四电容C4和第八运算放大器A8；所述第十九电阻R19的一端与有源滤波电路2的有源滤波电容负端及第二采样电阻Rs2连接，另一端连接第十八电阻R18的一端和第八运算放大器A8的反相输入端，第十八电阻R18的另一端连接参考电位零点，第二十三电阻R23的一端与第八运算放大器A8的反相输入端连接，第二十三电阻R23的另一端与第四电容C4的一端连接，第四电容C4的另一端与第八运算放大器A8输出端连接，第三电容C3的一端与第八运算放大器A8反相输入端连接，第三电容C3的另一端与第八运算放大器A8连接，第二十电阻R20的一端与第四乘法器连接，第二十四电阻R24的一端与有源滤波电容电压反馈电路17输出端连接，第二十电阻R20和第二十四电阻R24的另一端与第八运算放大器A8的同相输入端连接，第八运算放大器A8的输出端即平均电流反馈电路16的输出端，平均电流反馈电路16的第八运算放大器A8的输出端与锯齿波比较器及驱动电路15连接。
进一步地，所述锯齿波比较器及驱动电路15包括第二比较器Cp2、RS触发器及驱动电路，所述的第二比较器Cp2的正相输入端与平均电流反馈电路16的输出端连接，第二比较器Cp2的反相输入端与锯齿波连接，第二比较器Cp2的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的S端与定频率的脉冲波连接，RS触发器的输出与驱动电路连接。驱动电路的输出与第一MOS管驱动电阻Rd1和第二MOS管驱动电阻Rd2的一端连接，第一MOS管驱动电阻Rd1和第二MOS管驱动电阻Rd2的另一端分别与有源滤波电路2的第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的栅极端连接。
进一步地，所述锯齿波比较器及驱动电路15中的锯齿波比较器采用UC3843或UC3525型号的集成IC电路。驱动信号的生成电路选用SN74HC08N、CD4069或74HC32N型号的逻辑芯片，驱动电路选用IR2110、TLP250型号的驱动芯片或采用图腾柱驱动电路，锯齿波比较器及驱动电路15分别与有源滤波电路2和平均电流反馈电路16连接。
进一步地，所述第五运算放大器A5、第六运算放大器A6、第七运算放大器A7和第八运算放大器A8选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器。
进一步地，所述第三乘法器13、第四乘法器采用集成IC电路或分立器件组成，第三乘法器13分别与输入电压采样电路3、第二减法电路12和第四乘法器14连接，第四乘法器14分别与输出电压反馈电路10和平均电流反馈电路16连接。
3新型控制的优点
3.1功率因数的提高
根据式(15)、式(26)和式(27)可以绘制定开关频率CRM Boost PFC变换器和并联有源滤波器后变换器的PF曲线，如图6所示。从图中可以看出，在90V～264VAC宽输入电压范围内，理论PF值为1，高电压输入时，PF值相比变导通时间的定开关频率控制方式有大幅度提高，PF值提升效果明显。
3.2开关频率变换范围减小
定开关频率CRM Boost PFC变换器的开关频率的表达式如式(13)所示，若限定最低开关频率fs_min为30kHz，则最大电感值Lbmax的表达式为：
Figure BDA0002477305550000241
根据变换器的设计参数：输入电压vin：90V～264V AC；输出电压Vo：400V；输出功率Po：120W。为保证在整个输入电压下开关频率不低于30kHz，定开关频率CRM Boost PFC变换器的电感值为Lb＝0.79mH。
将Lb＝0.79mH代入式(13)，结合变换器的参数，定开关频率CRM Boost PFC变换器的开关频率在半个工频周期内的变化曲线，如图9所示。从图中可以看出：1)开关频率工频周期内实现恒定，不再是随ωt变化的函数，成功将工频周期内的变化范围降至最小。2)开关频率只与输入电压有关，在整个输入电压范围内，频率从29.9kHz变化到34.1kHz，频率变化范围小。
3.3输出电压纹波的减小
采用定导通时间控制时，由式(1)和式(5)可得变换器的瞬时输入功率标幺值
Figure BDA0002477305550000251
(基准值为输出功率)为：
Figure BDA0002477305550000252
如图10所示，
Figure BDA0002477305550000253
与1有2个交点，其中，第一个交点对应的时刻为ωtc1：
Figure BDA0002477305550000254
采用定开关频率控制时，由式(1)和式(15)可得变换器的瞬时输入功率标幺值
Figure BDA0002477305550000255
(基准值为输出功率)为：
Figure BDA0002477305550000256
令
Figure BDA0002477305550000257
可得解：
Figure BDA0002477305550000258
Figure BDA0002477305550000259
Figure BDA00024773055500002510
Figure BDA00024773055500002511
如图10所示，
Figure BDA0002477305550000261
与1的第一个交点对应的时刻为ωtc2：
Figure BDA0002477305550000262
当
Figure BDA0002477305550000263
时，储能电容Co充电；当
Figure BDA0002477305550000264
时，Co放电。则两种控制方式下，输出电容Co在半个工频周期中储存的最大能量标幺值
Figure BDA0002477305550000265
和
Figure BDA0002477305550000266
(基准值为半个工频周期内的输出能量)分别为：
Figure BDA0002477305550000267
Figure BDA0002477305550000268
根据电容储能的计算公式，
Figure BDA0002477305550000269
和
Figure BDA00024773055500002610
可表示为：
Figure BDA00024773055500002611
Figure BDA00024773055500002612
其中ΔVo_1和ΔVo_2分别为定导通时间和定开关频率控制下的输出电压纹波值。
由式(41)可绘制出图11，从图中可以看出，采用变导通时间控制后，当输入电压为90V AC时，输出电压纹波减小为原来的92.4％，当输入电压为110V AC时，输出电压纹波减小为原来的83.3％，当输入电压为176V AC时，输出电压纹波减小为原来的79.4％，当输入电压为264V AC时，输出电压纹波减小为原来的50.8％。

Claims (10)

1.一种并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器，其特征在于：包括主功率电路(1)、有源滤波电路(2)和控制电路，其中控制电路包括输入电压采样电路(3)、输入电压峰值采样电路(11)、输出电压采样电路(4)、输出电压反馈电路(10)、有源滤波电容电压反馈电路(17)、第一减法电路(6)、第二减法电路(12)、第一乘法器(5)、第二乘法器(7)、第三乘法器(13)、第四乘法器(14)、峰值电流比较电路(9)、平均电流反馈电路(16)、RS锁存器及驱动电路(8)和锯齿波比较器及驱动电路(15)；
所述主功率电路(1)分别与有源滤波电路(2)、输入电压采样电路(3)、输出电压采样电路(4)、RS锁存器及驱动电路(8)、峰值电流比较电路(9)和输出电压反馈电路(10)连接，有源滤波电路(2)分别与锯齿波比较器及驱动电路(15)、平均电流反馈电路(16)和有源滤波电容电压反馈电路(17)连接，输入电压采样电路(3)分别与第一乘法器(5)、第一减法电路(6)、输入电压峰值采样电路(11)、第二减法电路(12)和第三乘法器(13)连接，输出电压采样电路(4)与第一减法电路(6)连接，第一乘法器(5)分别与第一减法电路(6)和第二乘法器(7)连接，第二乘法器(7)分别与峰值电流比较电路(9)和输出电压反馈电路(10)连接，RS锁存器及驱动电路(8)与峰值电流比较电路(9)连接，输出电压反馈电路(10)与第四乘法器(14)连接，输入电压峰值采样电路(11)与第二减法电路(12)连接，第二减法电路(12)与第三乘法器(13)连接，第三乘法器(13)与第四乘法器(14)连接，第四乘法器(14)与平均电流反馈电路(16)连接，锯齿波比较器及驱动电路(15)与平均电流反馈电路(16)连接，平均电流反馈电路(16)与有源滤波电容电压反馈电路(17)连接；
使用前馈运算电路，提供实行峰值电流控制和平均电流控制所需的峰值电流包络和平均电流基准，实行变导通时间的定开关频率控制方式对变换器进行控制及实行平均电流控制方式对有源滤波器进行控制。
2.根据权利要求1所述的并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器，其特征在于：主功率电路(1)包括输入电压源vin、EMI滤波器、整流电路RB、LC滤波器、升压电感Lb、升压开关管Qb、升压二极管Db、第一采样电阻Rs1、输出电容Co和负载RLd；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口连接，整流桥RB的输出负端口与LC滤波器的输入负端口连接，LC滤波器的输出正端口分别与升压电感Lb的一端、有源滤波电路(2)和输入电压采样电路(3)连接，LC滤波器的输出负端口分别与第一采样电阻Rs1的一端、输出电容Co的负端及负载RLd的负端连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点，升压电感Lb的另一端分别与升压开关管Qb的漏极端和升压二极管Db的正端连接，升压开关管Qb的源极端分别与第一采样电阻Rs1的另一端和峰值电流比较电路(9)连接，升压开关管Qb的栅极端与RS锁存器及驱动电路(8)连接，升压二极管Db的负端与输出电容Co的正端和负载RLd的正端连接，负载RLd两端的电压为输出电压Vo，负载RLd的正端与输出电压采样电路(4)和输出电压反馈电路(10)连接。
3.根据权利要求1所述的并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器，其特征在于：有源滤波电路(2)包括有源滤波电感Lf、第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、有源滤波电容Cf以及第二采样电阻Rs2；所述有源滤波电感Lf的一端与主功率电路(1)的LC滤波器的输出正端口连接，有源滤波电感Lf的另一端分别与第一MOS管Q1的漏极端和第二MOS管Q2的源极端连接，第一MOS管Q1的源极端分别与有源滤波电容Cf的负端、第二采样电阻Rs2的一端和平均电流反馈电路(16)连接，第二MOS管Q2的漏极端与有源滤波电容Cf的正端连接，第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的栅极端与锯齿波比较器及驱动电路(15)连接，第二采样电阻Rs2的另一端与主功率电路(1)的LC滤波器的负端口连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点，有源滤波电容Cf正端的电压为有源滤波电容电压vCf，有源滤波电容Cf正端与有源滤波电容电压反馈电路(17)连接。
4.根据权利要求1所述的并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器，其特征在于：所述控制电路包括峰值电流包络前馈运算电路、平均电流基准前馈运算电路、有源滤波电容电压反馈电路(17)、峰值电流比较电路(9)、平均电流反馈电路(16)、RS锁存器及驱动电路(8)和锯齿波比较器及驱动电路(15)，其中峰值电流包络前馈运算电路包括输入电压采样电路(3)、输出电压采样电路(4)、第一减法器(6)、第一乘法器(5)、输出电压反馈电路(10)以及第二乘法器(7)，平均电流基准前馈运算电路包括输入电压峰值采样电路(11)、第二减法器(12)、第三乘法器(13)、第四乘法器(14)；
所述峰值电流包络前馈运算电路中的输入电压采样电路(3)信号输入端A经第一电阻R1与主功率电路(1)中LC滤波器的正端口的电压vg连接，输入电压采样电路的输出端B分别与第一减法器(6)及第一乘法器(5)的一输入端连接；输出电压采样电路(4)信号输入端C经第三电阻R3与主功率电路(1)中负载RLd正端上的电压Vo连接，输出电压采样电路(4)的输出端D与第一减法器(6)的另一输入端相连，第一减法器(6)的输出端E与第一乘法器(5)的另一输入端连接，第一乘法器(5)的输出端F与第二乘法器(7)的一输入端相连；输出电压反馈电路(10)的反相输入端G经第十电阻R10与主功率电路(1)中负载RLd正端上的电压Vo连接，输出电压反馈电路(10)的同相输入端与输出电压基准Vref_1连接，输出电压反馈电路(10)的输出端I与第二乘法器(7)的另一输入端连接，第二乘法器(7)的输出端H与峰值电流比较电路(9)的同相输入端连接；
所述峰值电流比较电路(9)的同相输入端与第二乘法器(7)的输出端H连接；反相输入端分别与第一采样电阻Rs1的一端和升压开关管Qb的源极端连接，峰值电流比较电路(9)的输出端与RS锁存器及驱动电路(8)的R端连接；
所述RS锁存器及驱动电路(8)的R端与峰值电流比较电路(9)的输出端连接，RS锁存器及驱动电路(8)的S端与限流电阻Rz的一端连接，限流电阻Rz的另一端与辅助电感Lz的一端相连，辅助绕组的另一端连接参考电位零点，RS锁存器及驱动电路(8)的输出端与升压开关管驱动电阻Rd的一端连接，升压开关管驱动电阻Rd的另一端与升压开关管Qb的栅极端连接；
所述平均电流基准前馈运算电路中的输入电压峰值电压采样电路(11)的输入端a与输入电压采样电路(3)的输出端B连接，输入电压峰值电压采样电路(11)的输出端b与第二减法器(12)一输入端连接，第二减法器(12)的另一输入端与输入电压采样电路(3)的输出端B连接，第二减法器(12)的输出端c与第三乘法器(13)的输入端vy连接，第三乘法器(13)的输入端vx与输入电压采样电路(3)的输出端B连接，第三乘法器(13)的输出端d与第四乘法器(14)的输入端vx连接，第四乘法器(14)的输入端vy与输出电压采样电路(10)的输出端I连接，第四乘法器(14)的输出端e经第二十电阻R20与平均电流反馈电路(16)的输入端f连接；
所述有源滤波电容电压反馈电路(17)的反相输入端g经第二十二电阻R22与有源滤波电路(2)中有源滤波电容正端上的电压vCf连接，有源滤波电容电压反馈控制电路(17)的同相输入端与有源滤波电容电压基准Vref_2连接，有源滤波电容电压反馈电路(17)的输出端h经第二十四电阻R24与平均电流反馈电路(16)的输入端f连接；
所述平均电流反馈电路(16)的另一输入端与有源滤波电容Cf的负端和第二采样电阻Rs2的一端相连，平均电流反馈电路(16)的输出端与锯齿波比较器及驱动电路(15)的输入端连接；
所述锯齿波比较器及驱动电路(15)的两路输出分别与第一MOS管驱动电阻Rd1和第二MOS管驱动电阻Rd2的一端连接，第一MOS管驱动电阻Rd1和第二MOS管驱动电阻Rd2的另一端分别与第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的栅极端连接。
5.根据权利要求1所述的并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器，其特征在于：将前馈运算电路包括峰值电流包络前馈运算电路和平均电流基准前馈运算电路的输出信号分别输入至峰值电流比较器(9)和平均电流反馈电路(16)，根据峰值电流控制和平均电流控制两种不同控制方式，产生不同的驱动信号，达到控制升压电感电流和有源滤波电感电流的目的；所述定开关频率控制下的升压开关管Qb导通时间ton_b为：
Figure FDA0002477305540000043
其中Lb为升压电感，Po为输出功率，Vm为输入电压幅值，Vo为输出电压，ω为电网电压角频率，t为时间；
所述的第一MOS管Q1和第二MOS管Q2互补导通，占空比之间关系为：
Figure FDA0002477305540000041
d1(t)＝1-d2(t)
Figure FDA0002477305540000042
其中d1为第一MOS管Q1的占空比，d2为第二MOS管Q2的占空比，Cf为有源滤波电容，vcf为有源滤波电容Cf上电容电压，vg为LC滤波器两端的电压，VCf_min为有源滤波电容Cf上电容电压最小值，vg为LC滤波器正端的电压，t0＝2Tlinearcsin(8/3π)，Tline为电网电压周期。
6.根据权利要求4所述的并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器，其特征在于：所述的输入电压采样电路(3)包括第一运算放大器A1、第一电阻R1和第二电阻R2；所述第一电阻R1的一端与主功率电路(1)的LC滤波器的输出正端口电压vg连接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的一端和第一运算放大器A1的同相输入端连接，第二电阻R2的另一端与参考电位零点连接，第一运算放大器A1的输出端B与第一运算放大器A1的反相输入端连接，输入电压采样电路(3)的第一运算放大器A1的输出端B分别与输出电压采样电路(4)、第一乘法器(5)、第一减法电路(6)、输入电压峰值采样电路(11)、第二减法电路(12)和第三乘法器(13)连接；
所述的输出电压采样电路(4)由包括第二运算放大器A2、第三电阻R3和第四电阻R4；第三电阻R3的一端与主功率电路(1)的负载RLd的正端电压Vo连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的一端和第二运算放大器A2的同向输入端连接，第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A2的输出端D与第二运算放大器A2的反向输入端连接，输出电压采样电路(4)的第二运算放大器A2的输出端D与第一减法电路(6)连接；
所述的第一减法电路(6)包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8和第三运算放大器A3；所述第五电阻R5的一端与输入采样电路(3)的输出端B连接，另一端连接到第三运算放大器A3的反相输入端；第八电阻R8的一端与第三运算放大器A3的反相输入端连接，第八电阻R8的另一端与第三运算放大器A3的输出端E连接；第六电阻R6一端与输出电压采样电路(4)的输出端D连接，另一端与第三运算放大器A3的正相输入端连接；第七电阻R7的一端与第三运算放大器A3的正相输入端连接，第七电阻R7的另一端与参考电位零点连接，第三运算放大器A3的输出端为第一减法电路(6)的输出端E；第一减法电路(6)输出端E与第一乘法器(5)连接；
所述的输出电压反馈电路(10)包括第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第一电容C1和第四运算放大器A4；所述第十电阻R10的一端与主功率电路(1)的负载RLd的正端电压Vo连接，另一端与第九电阻R9的一端和第四运算放大器A4的反相输入端连接，第九电阻R9的另一端连接参考电位零点；第十一电阻R11的一端与第四运算放大器A4的反相输入端连接，第十一电阻R11的另一端与第一电容C1的一端连接，第一电容C1的另一端与第四运算放大器A4输出端连接；第四运算放大器A4的同相输入端与输出电压基准Vref_1连接，第四运算放大器A4的输出端即输出电压反馈电路(10)的输出端I，输出电压反馈电路(10)的第四运算放大器A4的输出端I分别与第二乘法器和第四乘法器(14)连接。
7.根据权利要求4所述的并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器，其特征在于：所述峰值电流比较电路(9)包括第一比较器Cp1，所述的第一比较器Cp1的正相输入端与第二乘法器(7)的输出端连接，第一比较器Cp1的反相输入端与主功率电路(1)的第一采样电阻Rs1和升压开关管Qb的源极端相连，第一比较器Cp1的输出端即峰值电流比较电路(9)的输出端，峰值电流比较电路(9)的第一比较器Cp1的输出端与RS锁存器及驱动电路(8)连接。
8.根据权利要求4所述的并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器，其特征在于：所述输入电压峰值采样电路(11)包括第十二电阻R12、第十三电阻R13、二极管D1、第二电容C2和第五运算放大器A5；所述第十二电阻R12一端与输入电压采样电路(3)的输出端B与连接，第十二电阻R12的另一端与二极管D1的正端连接，二极管D1的负端与第二电容C2、第十三电阻R13的一端及第五运算放大器A5的同相输入端连接，第二电容C2和第十三电阻R13的另一端与参考电位零点连接，第五运算放大器A5的输出端与其反相输入端连接；输入电压峰值采样电路(11)的第五运算放大器A5的输出端与第二减法电路(12)连接；
所述第二减法电路(12)包括第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16、第十七电阻R17和第六运算放大器A6；所述第十六电阻R16的一端与输入电压峰值采样电路(11)的输出端b连接，另一端连接到第六运算放大器A6的反相输入端；第十七电阻R17的一端与第三运算放大器A3的反相输入端连接，第十七电阻R17的另一端与第三运算放大器A3的输出端c连接；第十五电阻R15一端与输入电压采样电路(3)的输出端B连接，另一端与第六运算放大器A6的同相输入端连接；第十四电阻R14的一端与第六运算放大器A6的正相输入端连接，第十四电阻R14的另一端与参考电位零点连接，第六运算放大器A6的输出端为第二减法电路(12)的输出端c；第二减法电路(12)的第六运算放大器A6的输出端与第三乘法器(13)连接。
9.根据权利要求4所述的并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器，其特征在于：所述有源滤波电容电压反馈电路(17)包括第二十一电阻R21、第二十二电阻R22、第二十五电阻R25、第五电容C5、第六电容C6和第七运算放大器A7；所述第二十二电阻R22的一端与有源滤波电路(2)的有源滤波电容正端电压vCf连接，另一端连接第二十一电阻R21的一端和第七运算放大器A7的反相输入端，第二十一电阻R21的另一端连接参考电位零点；第二十五电阻R25的一端与第七运算放大器A7的反相输入端连接，第二十五电阻R25的另一端与第六电容C6的一端连接，第六电容C6的另一端与第七运算放大器A7输出端连接，第五电容C5的一端与第七运算放大器A7反相输入端连接，第五电容C5的另一端与第七运算放大器A7输出端连接，第七运算放大器A7的同相输入端与有源滤波电容电压基准Vref_2连接，第七运算放大器A7的输出端即有源滤波电容电压反馈电路(17)的输出端；有源滤波电容电压反馈电路(17)的第七运算放大器A7的输出端与平均电流反馈电路(16)连接；
所述平均电流反馈电路(16)包括第十八电阻R18、第十九电阻R19、第二十电阻R20、第二十三电阻R23、第二十四电阻R24、第三电容C3、第四电容C4和第八运算放大器A8；所述第十九电阻R19的一端与有源滤波电路(2)的有源滤波电容负端及第二采样电阻Rs2连接，另一端连接第十八电阻R18的一端和第八运算放大器A8的反相输入端，第十八电阻R18的另一端连接参考电位零点，第二十三电阻R23的一端与第八运算放大器A8的反相输入端连接，第二十三电阻R23的另一端与第四电容C4的一端连接，第四电容C4的另一端与第八运算放大器A8输出端连接，第三电容C3的一端与第八运算放大器A8反相输入端连接，第三电容C3的另一端与第八运算放大器A8连接，第二十电阻R20的一端与第四乘法器连接，第二十四电阻R24的一端与有源滤波电容电压反馈电路(17)输出端连接，第二十电阻R20和第二十四电阻R24的另一端与第八运算放大器A8的同相输入端连接，第八运算放大器A8的输出端即平均电流反馈电路(16)的输出端，平均电流反馈电路(16)的第八运算放大器A8的输出端与锯齿波比较器及驱动电路(15)连接；
所述锯齿波比较器及驱动电路(15)包括第二比较器Cp2、RS触发器及驱动电路，所述的第二比较器Cp2的正相输入端与平均电流反馈电路(16)的输出端连接，第二比较器Cp2的反相输入端与锯齿波连接，第二比较器Cp2的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的S端与定频率的脉冲波连接，RS触发器的输出与驱动电路连接。驱动电路的输出与第一MOS管驱动电阻Rd1和第二MOS管驱动电阻Rd2的一端连接，第一MOS管驱动电阻Rd1和第二MOS管驱动电阻Rd2的另一端分别与有源滤波电路(2)的第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的栅极端连接。
10.根据权利要求4所述的并联有源滤波器的高PF定开关频率升压变换器，其特征在于：所述RS锁存器及驱动电路(8)以及峰值电流比较电路(9)选用L6561、或L6562型号的集成IC电路；RS锁存器及驱动电路(8)分别与主功率电路(1)和峰值电流比较电路(9)连接，峰值电流比较电路(9)分别与主功率电路(1)和第二乘法器(7)连接；
所述锯齿波比较器及驱动电路(15)中的锯齿波比较器采用UC3843或UC3525型号的集成IC电路。驱动信号的生成电路选用SN74HC08N、CD4069或74HC32N型号的逻辑芯片，驱动电路选用IR2110、TLP250型号的驱动芯片或采用图腾柱驱动电路，锯齿波比较器及驱动电路(15)分别与有源滤波电路(2)和平均电流反馈电路(16)连接；
所述第一运算放大器A1、第二运算放大器A2、第三运算放大器A3、第四运算放大器A4、第五运算放大器A5、第六运算放大器A6、第七运算放大器A7和第八运算放大器A8选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器；
所述第一乘法器(4)、第二乘法器(7)、第三乘法器(13)、第四乘法器(14)采用集成IC电路或分立器件组成，第一乘法器(5)分别与输入电压采样电路(3)、第一减法电路(6)和第二乘法器(7)连接，第二乘法器(7)分别与峰值电流比较电路(9)和输出电压反馈电路(10)连接，第三乘法器(13)分别与输入电压采样电路(3)、第二减法电路(12)和第四乘法器(14)连接，第四乘法器(14)分别与输出电压反馈电路(10)和平均电流反馈电路(16)连接。
CN202010368478.5A 2020-04-30 2020-04-30 并联有源滤波器的高pf定开关频率升压变换器 Active CN111541386B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010368478.5A CN111541386B (zh) 2020-04-30 2020-04-30 并联有源滤波器的高pf定开关频率升压变换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010368478.5A CN111541386B (zh) 2020-04-30 2020-04-30 并联有源滤波器的高pf定开关频率升压变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111541386A true CN111541386A (zh) 2020-08-14
CN111541386B CN111541386B (zh) 2022-08-16

Family

ID=71975319

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010368478.5A Active CN111541386B (zh) 2020-04-30 2020-04-30 并联有源滤波器的高pf定开关频率升压变换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111541386B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112054525A (zh) * 2020-08-31 2020-12-08 深圳供电局有限公司 一种串联型有源电力滤波器
CN113452252A (zh) * 2021-06-28 2021-09-28 上海任威电子科技有限公司 串接型多路共地输出通信电源及其过流检测和保护方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120286749A1 (en) * 2010-01-28 2012-11-15 Mitsumi Electric Co., Ltd Step-up/down dc-dc converter and switching control circuit
CN104242692A (zh) * 2014-07-28 2014-12-24 南京理工大学 最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器
US20150372588A1 (en) * 2013-02-01 2015-12-24 Inventronics (Hangzhou), Inc. Control circuit in power factor correction circuit
CN105226931A (zh) * 2015-09-25 2016-01-06 南京理工大学 提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120286749A1 (en) * 2010-01-28 2012-11-15 Mitsumi Electric Co., Ltd Step-up/down dc-dc converter and switching control circuit
US20150372588A1 (en) * 2013-02-01 2015-12-24 Inventronics (Hangzhou), Inc. Control circuit in power factor correction circuit
CN104242692A (zh) * 2014-07-28 2014-12-24 南京理工大学 最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器
CN105226931A (zh) * 2015-09-25 2016-01-06 南京理工大学 提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112054525A (zh) * 2020-08-31 2020-12-08 深圳供电局有限公司 一种串联型有源电力滤波器
CN113452252A (zh) * 2021-06-28 2021-09-28 上海任威电子科技有限公司 串接型多路共地输出通信电源及其过流检测和保护方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN111541386B (zh) 2022-08-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101764528B (zh) 高功率因数DCM Boost PFC变换器
JP5170096B2 (ja) Ｐｆｃコンバータ
CN108631578B (zh) 操作于连续传导和峰值电流控制模式的开关变换器的控制单元
US11601043B2 (en) Control method and control circuit for an AC-DC power supply
CN111541386B (zh) 并联有源滤波器的高pf定开关频率升压变换器
CN112217387A (zh) 可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器
CN104734487A (zh) 恒定开关频率的CRM Flyback PFC变换器
CN113489308B (zh) 无输入电流死区的降压功率因数校正变换器及控制方法
CN109309447B (zh) 恒定开关频率控制的crm降压pfc变换器
CN110518818A (zh) 定频控制的crm降压-反激pfc变换器
CN110829827A (zh) 一种恒定开关频率的crm升压-降压pfc变换器
Grigore et al. A step-down converter with low ripple input current for power factor correction
CN100377481C (zh) 具有三相功率因数校正的集成变换装置
CN110932576B (zh) 定开关周期利用率的dcm降压-升降压pfc变换器
CN111865115B (zh) 最优频率控制的双定频crm降压-升降压pfc变换器
CN116317528B (zh) 单级单相无桥倍压式cuk型pfc变换器
CN111865064B (zh) 一种分段定导通时间控制的crm降压-升降压变换器
CN110829823B (zh) 一种提高dcm升压pfc变换器临界电感的装置及方法
Lai et al. Bandwidth-based analysis and controller design of power factor corrector for universal applications
CN110829822B (zh) 优化频率变化范围的CRM Boost PFC变换器
Shrivastava et al. A universal input single-stage front end power factor corrector for HB-LED lighting applications
Dong et al. A variable-frequency one-cycle control for BCM flyback converter to achieve unit power factor
KR101609726B1 (ko) 고역률 스위칭 정류기의 제어회로
CN111541384A (zh) 一种大纹波输出电压的DCM Buck PFC变换器
Yadaiah et al. DSP based control of constant frequency and average current mode of boost converter for power factor correction (PFC)

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
CB03 Change of inventor or designer information
CB03 Change of inventor or designer information

Inventor after: Yao Kai

Inventor after: Yang Jian

Inventor after: Liu Jintao

Inventor after: Liu Le

Inventor after: Wang Zesong

Inventor after: Li Jiazhen

Inventor after: Gao Yang

Inventor before: Yang Jian

Inventor before: Yao Kai

Inventor before: Liu Jintao

Inventor before: Liu Le

Inventor before: Wang Zesong

Inventor before: Li Jiazhen

Inventor before: Gao Yang

GR01 Patent grant
GR01 Patent grant