JP2017099156A - 電流モード制御スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スロープ補償を行う場合に、簡単な構成で、入力電圧やインダクタのばらつきや特性変動などに拘わらず、スロープ補償を適切に行うことができる電流モード制御スイッチング電源装置を提供することにある。【解決手段】スイッチング素子２によりコイル３に通断電してコンデンサ５に所定の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。制御回路９において、コイル３に流れる電流を電流検出回路１０により検出し、スロープ補償演算部１１により、入力電圧Ｖｉｎに反比例し電流値に比例するスロープ補償を演算する。これによりスロープ補償は入力電圧Ｖｉｎやインダクタの特性変動などの変動要素にも対応した条件で設定できる。制御回路９は駆動回路６に対して、スロープ補償によりＰＷＭ信号を生成してスイッチング素子２を駆動制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、電流モード制御スイッチング電源装置に関する。

例えば高速応答が可能である電流モード制御のスイッチング電源装置では、デューティが「０．５」以上になるとインダクタ電流が飽和することで、サブハーモニック発振を起こすことが知られている。そこで、「０．５」以上の高いデューティでもサブハーモニック発振の発生を防止して使用可能とするために、安定条件を満たしたスロープ補償を追加することが行われている。

スロープ補償で設定する傾きｍｃの値は、インダクタ電流の立ち下がり傾きｍ２がばらつく場合にスロープ補償の安定条件が変化するため、このようなばらつきを考慮して設定する必要があった。この場合、インダクタ電流の立ち下がり傾きｍ２は、入力電圧、外付部品であるコイルのインダクタンスＬや、電流検出回路のシャント抵抗値Ｒｓや、電流検出回路のゲインＧｓに依存している。

インダクタ電流の立ち下がり傾きｍ２のばらつきによる要因を低減するために、例えば、コイルのインダクタンスＬについては予め測定しておくことで個別に対応したものがある。しかし、インダクタンスＬの特性変動や、直流重畳特性、電流検出回路のばらつきなど経時的に変化する要因については考慮されておらず、これらの影響でスロープ補償の傾きが安定条件を外れる可能性があるため、これらのばらつきを考慮して余裕のあるスロープ補償の傾きを設定する必要があり、応答性を悪化させる要因となっていた。

特開２００６−３３９５８号公報

本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、スロープ補償を行う場合に、入力電圧やコイルのインダクタンスのばらつき、直流重畳特性変動、電流検出回路のばらつき等にかかわらず、簡易な構成でスロープ補償を適切に行うことができる電流モード制御スイッチング電源装置を提供することにある。

請求項１に記載の電流モード制御スイッチング電源装置は、出力電圧を検出する誤差増幅回路の誤差増幅信号およびコイルへの電流を検出する電流検出回路の電流検出信号に基づいて、スイッチング素子をオンオフ制御して電源から前記コイルに通断電することにより前記出力電圧を所定電圧で生成する電流モード制御スイッチング電源装置であって、前記電源の入力電圧に反比例する条件でスロープ補償電圧信号を設定するスロープ補償回路と、前記電流検出信号と前記スロープ補償信号との和の値が前記誤差増幅信号の値と一致するときにＰＷＭ信号をオフレベルにするＰＷＭ信号生成回路と、前記ＰＷＭ信号により前記スイッチング素子の駆動信号を生成する駆動回路とを備える。

上記構成を採用することにより、簡易な構成としながら、入力電圧やインダクタのばらつき、直流重畳特性変動あるいは電流検出回路のばらつきなどの経時的変化をする要因にも対応して、適切なスロープ補償の傾きを決定して安定な動作を行わせることができる。

第１実施形態を示す電気的構成図 スロープ補償演算部の演算処理内容の説明図 スロープ補償演算部の特性のシミュレーション結果 スロープ補償演算回路の電気的構成図（その１） スロープ補償演算回路の電気的構成図（その２） スロープ補償の作用説明図 比較のための作用説明図 第２実施形態を示す電気的構成図 第３実施形態を示す電気的構成図 第４実施形態を示す電気的構成図 スロープ補償の作用説明図 比較のための作用説明図 第５実施形態を示す電気的構成図 第６実施形態を示す電気的構成図

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について、図１〜図７を参照して説明する。
全体構成を示す図１において、電流モード制御スイッチング電源装置１は、直流電源ＶＤからスイッチング素子２を介してコイル３に通電する構成である。スイッチング素子２はダイオード４を逆方向に介してグランドに接続される。コイル３の他端子は出力端子ＯＵＴに接続されるとともに、コンデンサ５を介してグランドに接続される。スイッチング素子２は、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子が使用され、ゲートなどの制御端子に駆動回路６から駆動信号が与えられる。出力端子ＯＵＴには、２個の抵抗７ａ、７ｂの直列回路からなる電圧モニタ回路７が設けられ、出力電圧Ｖｏｕｔがモニタされる。スイッチング素子２の電流は電流検出器８により検出される。

制御回路９は、駆動回路６にＰＷＭ信号を与えてスイッチング素子２を駆動させるもので、半導体集積回路により構成されている。制御回路９において、電流検出回路１０は電流検出器８から検出信号が入力され、これを電圧の検出信号Ｖｓｅｎｓｅに変換してスロープ補償演算部１１および演算器１２に出力する。

スロープ補償演算部１１は、コイル３に流れる電流と入力電圧Ｖｉｎとからスロープ補償の傾きＶｓｌｏｐｅを設定する機能を有するものである。スロープ補償演算部１１は、電源ＶＤの電圧を入力電圧Ｖｉｎとして入力すると共に、電流検出回路１０からの検出信号Ｖｓｅｎｓｅを入力する。スロープ補償演算部１１は、これらの入力電圧Ｖｉｎおよび検出信号Ｖｓｅｎｓｅから、後述するように演算処理をすることでＶｓｌｏｐｅを求めて演算器１２に出力する。

演算器１２は、検出信号Ｖｓｅｎｓｅとスロープ補償の傾きＶｓｌｏｐｅを加算して比較器１３の非反転入力端子に入力する。比較器１３は、誤差増幅器１４から入力される誤差信号Ｖｃと演算器１２から入力される信号とを比較してその比較結果を出力する。誤差増幅器１４は、反転入力端子に電圧モニタ回路７から出力電圧Ｖｏｕｔの分圧電圧が入力され、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。誤差増幅器１４は、基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの分圧電圧との差分の電圧を誤差電圧Ｖｃとして比較器１３の反転入力端子に入力する。

ＰＷＭ信号生成回路として機能するＳＲラッチ１６は、入力端子Ｓにクロック回路１７からクロック信号が与えられ、入力端子Ｒにコンパレータ１３の出力信号が与えられる。ＳＲラッチ１６は、クロック信号に同期してＰＷＭ信号をオンレベルにして駆動回路６を介してスイッチング素子２を駆動制御する。このとき、ＳＲラッチ１６は、誤差電圧Ｖｃが演算器１２からの信号よりも小さくなって比較器１３がハイレベルの信号を出力すると駆動回路６へのＰＷＭ信号をオフにする。

スロープ補償演算部１１は、ＰＷＭ制御に対するスロープ補償として、一定の傾きではなく、演算結果のスロープ補償Ｖｓｌｏｐｅを設定する。スロープ補償演算部１１は、電流検出回路１０により検出されたコイル３の電流の検出信号Ｖｓｅｎｓｅと入力電圧Ｖｉｎとに基づいて、適正なスロープ補償Ｖｓｌｏｐｅを後述する演算処理により求める。演算器１２はスロープ補償演算部１１で設定したＶｓｌｏｐｅと電流検出回路１０により検出されたコイル３の電流の検出信号Ｖｓｅｎｓｅを加算する。スロープ補償Ｖｓｌｏｐｅを常に適切にＶｓｅｎｓｅに加算することで、安定したＰＷＭ信号を生成することができる。

次に、スロープ補償演算部１１による演算処理内容について図２〜図７を参照して説明する。図２は演算処理の原理を説明するもので、入力される検出信号Ｖｓｅｎｓｅおよび入力電圧Ｖｉｎに基づいて次のような演算処理を行う。検出信号Ｖｓｅｎｓｅは、コイル３に流れるインダクタ電流を電流検出回路１０のゲイン倍した値に対応する。まず、コイル３に流れるインダクタ電流の立ち上がり傾きをｍ１、インダクタ電流信号の立ち下がり傾きをｍ２とすると、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔを用いて、それぞれ、次式（１）、（２）のように与えられる。

ｍ１＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ×（Ｒｓ×Ｇｓ） …（１）
ｍ２＝Ｖｏｕｔ／Ｌ×（Ｒｓ×Ｇｓ） …（２）
上式中、Ｌはコイル３のインダクタンス、Ｒｓは電流検出回路１０のシャント抵抗値、Ｇｓを電流検出回路１０のゲインとしている。

上式（２）で示すｍ２の値は、式（１）を用いて次式（３）のように表すことができる。
ｍ２＝（ｍ２／ｍ１）×ｍ１
＝Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×ｍ１ …（３）
上式（３）で、出力電圧Ｖｏｕｔは固定値であり、インダクタ電流の立ち上がり傾きｍ１は、ハイサイド電流検出を行う場合の検出電流値に相当する検出電圧Ｖｓｅｎｓｅの傾きである。後述するように、この傾きｍ２に対して１／２以上の値となるようにスロープ補償の電圧Ｖｓｌｏｐｅを設定することで安定した条件を得ることができる。したがって、このときの条件は、次式（４）のように表すことができる。

Ｖｓｌｏｐｅ≧ｍ２／２
＝Ｖｏｕｔ／［２（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）］×Ｖｓｅｎｓｅ…（４）
上式（４）で示されるスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅの演算は、図２に示すように、検出電圧Ｖｓｅｎｓｅを入力電圧Ｖｉｎを変数とした反比例演算することで得られる。なお、式（４）は、式（Ａ）に相当する式である。

実際の使用においては、式（４）を満たすスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅとしては、変動要素を考慮してその少し斜線で示す領域の値を選ぶことができる。実際には入力電圧Ｖｉｎの動作範囲内で式（４）を満たす範囲であれば動作上においては問題はない。

例えば、図３は、上記の条件式を満たすように、入力電圧Ｖｉｎの範囲を８．０〜２０．０Ｖとし、出力電圧Ｖｏｕｔを６．０Ｖに設定している場合について、Ｖｏｕｔ／２（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）の値をシミュレーションにより求めた結果を示している。図中、算出点を黒四角のマークで示し、これらを連結した実線で示す曲線を境界となるラインとして示し、その曲線の上側の斜線で示す領域をＶｏｕｔ／２（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）の条件を満たす領域として示しており、この領域内であれば安定動作範囲を外れることはない。

図４は、スロープ補償演算部１１を、式（４）を満たすスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅを、例えば可変抵抗器および抵抗器を用いて分圧回路で得るようにしたスロープ補償演算回路１１ａの構成例である。スロープ補償演算回路１１ａは、可変インピーダンスＺ１およびインピーダンスＺ２を直列に接続し、電源Ｖｓｅｎｓｅとグランドとの間に接続したものである。可変インピーダンスＺ１は、入力電圧Ｖｉｎの大きさに応じて変化する第１インピーダンスに相当するもので、次式（５）に示す電圧に比例するインピーダンスＺ１である。また、インピーダンスＺ２は、第２インピーダンスに相当するもので、式（６）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔに比例するインピーダンスＺ２である。式中のＡは比例係数で、共通の値である。

Ｚ１＝Ａ×（２Ｖｉｎ−３Ｖｏｕｔ） …（５）
Ｚ２＝Ａ×Ｖｏｕｔ …（６）
電源電圧Ｖｓｅｎｓｅを分圧してインピーダンスＺ２が分担する電圧が、式（７）で示すようにスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅとなる。ここで、式（７）では、式（５）、（６）中の比例係数Ａは相殺する。

Ｖｓｌｏｐｅ＝Ｚ２／（Ｚ１＋Ｚ２）×Ｖｓｅｎｓｅ
＝Ｖｏｕｔ／２（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×Ｖｓｅｎｓｅ …（７）
この結果、式（７）は、式（４）で示したＶｓｌｏｐｅの等号の値となる。したがって、このＶｓｌｏｐｅの値に若干の余裕度を持たせた値に設定することでスロープ補償の傾きを適切に設定することができる。

上記構成では、スロープ補償演算回路１１ａとして、具体的には、可変インピーダンスＺ１およびインピーダンスＺ２を直列に接続した構成として、可変抵抗器Ｚ１、抵抗器Ｚ２を直列に接続した回路として設けている。これに代えてあるいはこれに加えて、同じ機能を達成する回路をトランジスタなどの能動素子を用いて構成することもできる。

なお、上記の説明では、出力電圧Ｖｏｕｔを固定的な値として設定した場合としているが、出力電圧Ｖｏｕｔを変更設定可能な構成の場合には、図５に示すように、スロープ補償演算回路１１ｂのように構成することもできる。スロープ補償演算回路１１ｂは、インピーダンスＺ１ａおよびＺ２ａにより構成される。出力電圧Ｖｏｕｔは、使用状態では一定であり、初期設定の値として変更設定可能となる値である。

可変インピーダンスＺ１ａは、第３インピーダンスに相当するもので、例えば式（５）におけるＶｉｎが動的に変化するのに対して、Ｖｏｕｔの値を設定された出力電圧Ｖｏｕｔに応じて変更設定することで対応することができる。可変インピーダンスＺ２ａは、第４インピーダンスに相当するもので、これについても同様にＶｏｕｔの値を設定された出力電圧Ｖｏｕｔに応じて変更設定することで対応することができる。したがって、図５に示しているように、予め変更設定されるＶｏｕｔに対応して可変インピーダンスＺ１ａ、Ｚ２ａのＶｏｕｔの成分について変更設定しておくことで、入力電圧Ｖｉｎの変動に対応することができる。

このように、インピーダンスの比でスロープ補償演算部１１に相当するスロープ演算回路１１ａあるいは１１ｂを構成することで、製造上のばらつきを抑えることができ、結果として応答性を損なうことがない。

上記構成を採用することで、スロープ補償Ｖｓｌｏｐｅを適切に設定することができ、これによって、図６に示すように、デューティＤが「０．５」以上となる場合でも、サブハーモニック発振が発生するのを適切に抑制することができる。

次に、スロープ補償Ｖｓｌｏｐｅの値を前述した式（４）で示す条件としている理由について説明する。図７はスロープ補償を行わない場合の波形を示している。ここで、ＰＷＭ制御におけるデューティＤが「０．５」を超える場合には、インダクタ電流の立ち下がりの傾きｍ２が大きくなると、電流差ΔＩ０に対して電流差ΔＩ１が増大することがある。これが繰り返されると、サブハーモニック発振が発生する。

電流差ΔＩ０とΔＩ１との間には、インダクタ電流の傾きｍ１、ｍ２に対して式（８）の関係にあり、デューティＤに対して式（９）の関係にある。
ΔＩ１＝ｍ２／ｍ１×ΔＩ０ …（８）
ΔＩ１＝Ｄ／（１−Ｄ）×ΔＩ０ …（９）
つまり、デューティＤが「０．５」を超えると、式（９）から、Ｄ／（１−Ｄ）の値が「１」を超えることになり、ΔＩ１はΔＩ０よりも増大していくことがわかる。

これに対して、デューティＤが「０．５」を超えても、インダクタ電流の傾きｍ１、ｍ２が実質的に傾きが補償されて、式（８）の傾きの比が「１」を超えないようにすれば良い。そこで、スロープ補償として、インダクタ電流の立ち上がりの傾きｍ１が増大し、立ち下がりの傾きｍ２が減少するように傾きｍｃを設定する。これによって、図６に示したように、電流差ΔＩ０に対して電流差ΔＩ１を減少させることができる。

次式（１０）は、式（８）の係数であるｍ２／ｍ１の値において、スロープ補償の傾きｍｃを、インダクタ電流の立ち上がりの傾きｍ１に加算し、立ち下がりの傾きｍ２から減算した値が１以下となる条件式である。この式（１０）を満たすようにスロープ補償の傾きｍｃつまりＶｓｌｏｐｅの値を設定すればよい。

（ｍ２−ｍｃ）／（ｍ１＋ｍｃ）≦１ …（１０）
上記条件式（１０）を、ｍ２について解くと、次式（１１）の関係が得られる。そして、式（１１）がｍ１の値にかかわらず成立するのは、ｍｃの値が次式（１２）に示す条件を満たすときである。

ｍ２≦ｍ１＋２ｍｃ …（１１）
ｍｃ≧ｍ２／２ …（１２）
式（１２）は、前述した式（４）を条件として設定する根拠となる条件式である。

このようにスロープ補償の傾きｍｃの条件を設定することで、デューティＤが「０．５」を超える場合でも、安定した電流モード制御を行うことができる。この場合、スロープ補償の傾きｍｃを大きく設定することは、応答性を悪化させるので、できるだけ小さい値に設定することが好ましい。したがって、スロープ補償の傾きｍｃは、インダクタ電流の立ち下がりの傾きｍ２の半分となる値つまり式（１２）における等号の成り立つ条件が最も電流モード制御において適した条件となる。実際には、この条件は余裕度が無いので、前述のように若干の余裕度を持った条件に設定しても問題はない。

このような本実施形態によれば、スロープ補償演算部１１として、電流モード制御における検出電流および入力電圧Ｖｉｎとに基づいて、スロープ補償の傾きを動的に変更する構成としたので、初期設定だけでは対応できない、コイル３のインダクタンスの特性変動や、直流重畳特性、あるいは電流検出回路８のゲインばらつきなどにも対応することが可能となる。これによって、スロープ補償の傾きとしてＶｓｌｏｐｅの値を過剰な余裕度を持たせた設定とする必要がなくなり、常に適切なスロープ補償の傾き設定を行うことができる。

また、上記のようにスロープ補償演算部１１の構成として、反比例回路の原理を用いた抵抗やトランジスタによりスロープ補償演算回路１１ａあるいは１１ｂによるスロープ補償部１１を設ける構成としたことで、簡単かつコンパクトな構成としながら、製造上のばらつきが小さいことから電圧モード制御を制御性の低下を来たすことなく実施できる。

一般的には、スロープ補償回部１１の構成として、スロープ補償演算回路１１ａあるいは１１ｂと異なり、電流変換やコンデンサへの充電を行うことでＶｓｌｏｐｅを決定する構成が多く、このような構成ではコンデンサの製造ばらつきを考慮して余裕度を大きく設定する必要があり、且つ、コンデンサの形成面積による全体のチップ面積が増大する。

（第２実施形態）
図８は第２実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、電流モード制御スイッチング電源１ａは、制御回路９に代えて制御回路２０を備える。制御回路２０は、演算器１２に代えて演算器２１を備える。演算器２１は、比較器１３の反転入力端子側に設けられる。演算器２１には、誤差増幅器１４の出力であるＶｃが入力され、スロープ補償演算部１１からスロープ補償の傾きを示すＶｓｌｏｐｅが減算するように入力される構成である。

つまり、この実施形態では、誤差増幅信号Ｖｃからスロープ補償の傾きＶｓｌｏｐｅの値を演算器２１で予め減算したものを比較器１３で電流検出信号Ｖｓｅｎｓｅと比較して一致する時点、すなわち次式（ａ）で示す条件となる時点でＰＷＭ信号をオフレベルにする構成としている。
Ｖｓｅｎｓｅ＝Ｖｃ−Ｖｓｌｏｐｅ …（ａ）

これに対して、第１実施形態で演算器１２で電流検出信号Ｖｓｅｎｓｅとスロープ補償の傾きＶｓｌｏｐｅとを加算したものを比較器１３で誤差増幅信号Ｖｃと比較して一致する時点、すなわち次式（ｂ）で示す条件となる時点でＰＷＭ信号をオフレベルにする構成としている。
Ｖｓｅｎｓｅ＋Ｖｓｌｏｐｅ＝Ｖｃ …（ｂ）

したがって、式（ａ）、（ｂ）を比較すればわかるように、スロープ補償の傾きＶｓｌｏｐｅを右辺に置くか左辺に置くかの違いがあるだけで、第２実施形態によっても、第１実施形態と同じ結果をもたらす比較を比較器１３において行うこととなり、これによって、第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

（第３実施形態）
図９は第３実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、電流モード制御スイッチング電源１ｂは、ハイサイドに設けたスイッチング素子２に対して、ローサイドにもスイッチング素子３０を設ける構成としている。第１実施形態でも受けているダイオード４に代えて、スイッチング素子３０により同期整流を行う構成である。また、スイッチング素子２および３０を駆動する駆動回路３１を設けている。

スイッチング素子３０は、スイッチング素子２がオンのときにはオフ状態に保持され、スイッチング素子２がオフになってグランド側からコイル３に電流を流すときにオンするように制御される。これにより、ダイオード４に順方向電流が流れるときに順方向電圧Ｖｆがかかっていたのが、スイッチング素子３０を用いることでオン抵抗分の電圧で通電することができるものである。
したがって、このような第３実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第４実施形態）
図１０から図１２は第４実施形態を示すもので、以下、第３実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、上記各実施形態においてインダクタ電流の検出をハイサイド電流検出つまりピーク電流検出により行う構成であったのに対して、ローサイド電流検出つまりバレー電流検出を行う構成としたものである。

図１０において、電流検出器８はローサイドのスイッチング素子３０に流れるインダクタ電流を検出するように設けられる。制御回路９の構成は同様であり、電流検出器８の検出信号は、電流検出回路１０により検出信号Ｖｓｅｎｓｅとしてスロープ補償演算部１１および演算器１２に入力される。

上記構成においては、第１実施形態と同様にしてスロープ補償演算部１１によりスロープ補償の出力Ｖｓｌｏｐｅを出力することで、サブハーモニック発振が発生するのを抑制することができる。なお、この実施形態においては、デューティＤは、ハイサイドのスイッチング素子２をオンする期間を示している。また、バレー電流検出を行う構成においては、図１１に示すように、サイクルの前半のオフ期間である（１−Ｄ）の間では、インダクタ電流の立ち下がりの傾きｍ２、オン期間であるデューティＤの期間ではインダクタ電流が立ち上がる傾きｍ１としている。

次に、スロープ補償演算部１１による演算処理内容について図１１および図１２を参照して説明する。演算処理の原理については、第１実施形態と同様にして次のように導くことができる。コイル３に流れるインダクタ電流の立ち下がりの傾きｍ１、立ち上がりの傾きｍ２については、次式（１３）、（１４）のように与えられる。これは前述の式（１）、（２）と同じである。

ｍ１＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ×（Ｒｓ×Ｇｓ） …（１３）
ｍ２＝Ｖｏｕｔ／Ｌ×（Ｒｓ×Ｇｓ） …（１４）
上式（１３）で示すｍ１の値は、式（１４）を用いて次式（１５）のように表すことができる。

ｍ１＝（ｍ１／ｍ２）×ｍ２
＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｖｏｕｔ×ｍ２ …（１５）
上式（１５）で、出力電圧Ｖｏｕｔは固定値であり、インダクタ電流の立ち下がりの傾きｍ２は、ローサイド電流検出を行う場合の検出電流値に相当する検出電圧Ｖｓｅｎｓｅである。後述するように、この傾きｍ２に対して１／２以上の値となるようにスロープ補償の電圧Ｖｓｌｏｐｅを設定することで安定した条件を得ることができる。したがって、このときの条件は、次式（１６）のように表すことができる。

Ｖｓｌｏｐｅ≧ｍ１／２
＝２（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｖｏｕｔ×Ｖｓｅｎｓｅ…（１６）
上式（１６）で示されるスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅの演算は、第１実施形態と同様の原理を用いることで実施できる。

上記構成を採用することで、スロープ補償を適切に設定することができ、これによって、図１１に示すように、デューティＤが「０．５」以下となる場合でも、サブハーモニック発振が発生するのを抑制することができる。

次に、スロープ補償Ｖｓｌｏｐｅの値を前述した式（１６）で示す条件としている理由について説明する。図１２はスロープ補償を行わない場合の波形を示している。ここで、ＰＷＭ制御におけるデューティＤが「０．５」を下回る場合には、インダクタ電流の立ち下がりの傾きｍ１が大きくなると、電流差ΔＩ０に対して電流差ΔＩ１が増大することがある。これが繰り返されると、サブハーモニック発振が発生する。

電流差ΔＩ０とΔＩ１との間には、インダクタ電流の傾きｍ１、ｍ２に対して式（１７）の関係にあり、デューティＤに対して式（１８）の関係にある。
ΔＩ１＝ｍ１／ｍ２×ΔＩ０ …（１７）
ΔＩ１＝（１−Ｄ）／Ｄ×ΔＩ０ …（１８）
つまり、デューティＤが「０．５」を下回ると、式（１８）から、（１−Ｄ）／Ｄの値が１を超えることになり、ΔＩ１はΔＩ０よりも増大していくことがわかる。

これに対して、デューティＤが「０．５」を下回っても、インダクタ電流の傾きｍ１、ｍ２が実質的に傾きが補償されて、式（１７）の傾きの比が１を超えないようにすれば良い。そこで、スロープ補償として、インダクタ電流の立ち下がりの傾きｍ１が減少し、立ち上がりの傾きｍ２が増大するように傾きｍｃを設定する。これによって、図１１に示したように、電流差ΔＩ０に対して電流差ΔＩ１を減少させることができる。

次式（１９）は、式（１７）の係数であるｍ１／ｍ２の値において、スロープ補償の傾きｍｃを、インダクタ電流の立ち下がりの傾きｍ１から減算し、立ち上がりの傾きｍ２に加算した値が１以下となる条件式である。この式（１９）を満たすようにスロープ補償の傾きｍｃつまりＶｓｌｏｐｅの値を設定すればよい。

（−ｍｃ＋ｍ１）／（ｍｃ＋ｍ２）≦１ …（１９）
上記条件式（１９）を、ｍ１について解くと、次式（２０）の関係が得られる。そして、式（２０）がｍ２の値にかかわらず成立するのは、ｍｃの値が次式（２１）に示す条件を満たすときである。

ｍ１≦ｍ２＋２ｍｃ …（２０）
ｍｃ≧ｍ１／２ …（２１）
式（２２）は、前述した式（１６）を条件として設定する根拠となる条件式である。

このようにスロープ補償の傾きｍｃの条件を設定することで、デューティＤが「０．５」を下回る場合でも、安定した電流モード制御を行うことができる。この場合、スロープ補償の傾きｍｃを大きく設定することは、応答性を悪化させるのでできるだけ小さい値に設定することが好ましい。したがって、スロープ補償の傾きｍｃは、インダクタ電流の立ち下がりの傾きｍ１の半分となる値つまり式（２１）における等号の成り立つ条件が最も電流モード制御において適した条件となる。実際には、この条件は余裕度が無いので、前述のように若干の余裕度を持った条件に設定しても問題はない。
したがって、このような第４実施形態によっても、上記各実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第５実施形態）
図１３は第５実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。上記各実施形態では、降圧型の電流モード制御スイッチング電源回路についての実施例を示したが、この実施形態では、適用するスイッチング電源回路を昇圧型の電流モード制御スイッチング電源回路としたものを示している。

図１３において、電流モード制御スイッチング電源回路１ｄは、スイッチング素子５０により通断電されるコイル５１が電源ＶＤに接続されている。スイッチング素子５０とコイル５１との共通接続点はダイオード５２を介してコンデンサ５に接続されている。スイッチング素子５０は駆動回路５３によりオンオフ制御され、これによってコイル５１に生じた高電圧による電流をダイオード５２を介してコンデンサ５に充電し、昇圧した所定の出力電圧Ｖｏｕｔを出力させる。

このような第５実施形態によっても、制御回路９により前述同様にして電流モード制御により昇圧動作が行われ、デューティＤが「０．５」を超える場合でも適切にスロープ補償を行うことができるようになる。

（第６実施形態）
図１４は第２実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、適用するスイッチング電源回路を降圧動作および昇圧動作のいずれも実施可能な電流モード制御スイッチング電源回路としたものを示している。

図１４において、電流モード制御スイッチング電源回路１ｅは、コイル３の出力端子側がスイッチング素子５０によりグランドと短絡可能に接続される。また、コイル３の出力端子側はダイオード５２を順方向に介してコンデンサ５に接続されている。スイッチング素子２および５０は駆動回路３１によりオンオフの制御が行われる。

この構成では、降圧動作をする場合には、スイッチング素子２のオンオフ制御を行い、スイッチング素子５０はオフ状態を保持される。これにより、第１実施形態と同様の動作によりコンデンサ５に降圧された所定の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。また、上記構成で、昇圧動作をする場合には、スイッチング素子２および５０のオンオフ制御を行うことで、第５実施形態と同様の動作によりコンデンサ５に昇圧された所定の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。

そして、上記の降圧動作あるいは昇圧動作を行う際に、制御回路９においては、スロープ補償演算部１１によりスロープ補償を行うことで、デューティＤが「０．５」を超える場合でも、安定な動作を行わせることができるようになる。
したがって、このような第６実施形態によっても、第１実施形態および第５実施形態と同様の効果を得ることができる。

（他の実施形態）
なお、本発明は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。

上記各実施形態では、アナログ制御によるスイッチング電源回路を例に説明を行っているが、デジタル制御のスイッチング電源回路に適用した場合もスロープ補償演算部により同様の原理に基づいて演算を行うことで、安定に動作させるためのスロープ補償値を容易に決定することが可能である。

図面中、１、１ａ〜１ｅは電流モード制御スイッチング電源装置、２、３０、５０はスイッチング素子、３、５１はコイル、４、５２はダイオード、５はコンデンサ、６、３１、５３は駆動回路、７は電圧モニタ回路、８は電流検出器、９、２０は制御回路、１０は電流検出回路、１１はスロープ補償演算部、１１ａ、１１ｂはスロープ補償演算回路（スロープ補償演算部）、１３は比較器、１４は誤差増幅器、１６はＳＲラッチ（ＰＷＭ信号生成回路）である。

Claims (4)

1. 出力電圧を検出する誤差増幅回路（１４）の誤差増幅信号およびコイル（３、５１）への電流を検出する電流検出回路（１０）の電流検出信号に基づいて、スイッチング素子（２、３０、５０）をオンオフ制御して電源から前記コイルに通断電することにより前記出力電圧を所定電圧で生成する電流モード制御スイッチング電源装置であって、
   前記電源の入力電圧に反比例する条件でスロープ補償電圧信号を設定するスロープ補償演算部（１１）と、
   前記電流検出信号と前記スロープ補償信号との和の値が、前記誤差増幅信号の値と一致するときＰＷＭ信号をオフレベルにするＰＷＭ信号生成回路（１６）と、
   前記ＰＷＭ信号により前記スイッチング素子の駆動信号を生成する駆動回路（６、３１、５３）と
   を備えた電流モード制御スイッチング電源装置。
2. 請求項１に記載の電流モード制御スイッチング電源装置において、
   前記スロープ補償演算部（１１）は、前記所定電圧の出力電圧（Ｖｏｕｔ）を生成するために、次式（Ａ）の関係を満たすように、前記電流検出信号（Ｖｓｅｎｓｅ）に比例し且つ前記入力電圧（Ｖｉｎ）に反比例する演算を行って前記スロープ補償信号（Ｖｓｌｏｐｅ）を生成する電流モード制御スイッチング電源装置。
   Ｖｓｌｏｐｅ≧Ｖｏｕｔ／［２×（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）］×Ｖｓｅｎｓｅ …（Ａ）
3. 請求項２に記載の電流モード制御スイッチング電源装置において、
   前記スロープ補償演算部（１１）は、前記電流検出信号（Ｖｓｅｎｓｅ）に相当する電圧を、前記入力電圧（Ｖｉｎ）に応じて可変の第１インピーダンス（Ｚ１）と前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）に応じた第２インピーダンス（Ｚ２）とを直列にした回路（１１ａ）で分圧した電圧として前記スロープ補償電圧信号を生成する電流モード制御スイッチング電源装置。
4. 請求項２に記載の電流モード制御スイッチング電源装置において、
   前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）が変更設定可能な構成では、
   前記スロープ補償演算部（１１）は、前記電流検出信号（Ｖｓｅｎｓｅ）に相当する電圧を、前記入力電圧（Ｖｉｎ）および出力電圧（Ｖｏｕｔ）に応じて可変の第３インピーダンス（Ｚ１ａ）と前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）に応じて可変の第４インピーダンス（Ｚ２ａ）とを直列にした回路（１１ｂ）で分圧した電圧として前記スロープ補償信号を生成する電流モード制御スイッチング電源装置。

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