JP2019058027A - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】リップルの発生を防止して、高精度の出力電圧を得ることができる。【解決手段】 実施形態のスイッチング電源装置は、スイッチングによって入力電圧から得たパルス出力を出力コイル及び出力コンデンサを介して負荷に供給するスイッチ回路と、ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて前記スイッチ回路をオン，オフ駆動する駆動信号制御回路と、前記負荷に供給される出力電圧と基準電圧とを比較して誤差検出信号を発生する誤差検出アンプと、前記ＰＷＭ信号の周期でレベル変化を開始するスロープ信号と前記誤差検出信号との比較によって前記ＰＷＭ信号を発生して前記駆動信号制御回路に与える比較器と、スペクトラム拡散のために前記ＰＷＭ信号の周期を変動させる制御部と、前記ＰＷＭ信号の周期の変動に応じたオフセットを発生して、発生した前記オフセットを前記スロープ信号又は前記誤差検出信号に付加するスペクトラム拡散補正回路とを具備する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、スイッチング電源装置に関する。
近年、車両に搭載される電子機器の高性能化に伴い、電源装置としては出力の電圧精度の高いものが要求されるようになってきている。このような車両用の電源装置として、スイッチング電源装置が採用されることがある。
このスイッチング電源の電磁障害（ＥＭＩ：Electromagnetic Interference）対策の一つとしてスペクトラム拡散手法が用いられることがある。
しかしながら、スペクトラム拡散動作では、出力リップルが増加してしまうという問題があった。
特開２０１５−２２８７６１号公報
実施形態は、リップルの発生を防止して、高精度の出力電圧を得ることができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
実施形態のスイッチング電源装置は、スイッチングによって入力電圧から得たパルス出力を出力コイル及び出力コンデンサを介して負荷に供給するスイッチ回路と、ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて前記スイッチ回路をオン，オフ駆動する駆動信号制御回路と、前記負荷に供給される出力電圧と基準電圧とを比較して誤差検出信号を発生する誤差検出アンプと、前記ＰＷＭ信号の周期でレベル変化を開始するスロープ信号と前記誤差検出信号との比較によって前記ＰＷＭ信号を発生して前記駆動信号制御回路に与える比較器と、スペクトラム拡散のために前記ＰＷＭ信号の周期を変動させる制御部と、前記ＰＷＭ信号の周期の変動に応じたオフセットを発生して、発生した前記オフセットを前記スロープ信号又は前記誤差検出信号に付加するスペクトラム拡散補正回路とを具備する。
本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路図。 関連技術に係るスイッチング電源装置においてスペクトラム拡散を行った場合の課題を説明するための説明図。 関連技術に係るスイッチング電源装置においてスペクトラム拡散を行った場合の課題を説明するための説明図。 第１の実施の形態の動作を説明するための説明図。 第１の実施の形態の効果を示す説明図。 本発明の第２の実施の形態を示すブロック図。 第２の実施の形態の動作を説明するための説明図。 第２の実施の形態の効果を示す説明図。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。また、図２及び図３は関連技術に係るスイッチング電源装置においてスペクトラム拡散を行った場合の課題を説明するための説明図である。
先ず、図２及び図３を参照して、高速スイッチングに対するＥＭＩ対策としてスペクトラム拡散が行われている場合の問題について説明する。
車載製品のノイズ規格は民生品に比較して厳しく、しかも、ＡＭラジオの音声にノイズが入らないことも要求される。このため、スイッチング電源装置は、ＡＭラジオ周波数帯以上の高周波数でのスイッチング動作が求められている。このような高速スイッチングは、高周波ノイズの更なる原因となることから、スイッチング電源装置は、ＥＭＩ規格に対応する多くの対策・部品が必要となる。
ＥＭＩ対策の一つとしてスペクトラム拡散手法が用いられることがある。スイッチング電源装置におけるスペクトラム拡散は、スイッチング周波数を一定範囲で変化させるものである。これにより、スイッチングノイズのエネルギを固定周波数に集中させずに分散させることができ、ノイズのピーク値を下げてスイッチングノイズによる影響を低減させることができる。
しかしながら、スイッチング周波数を変動させると、スイッチングのデューティ比が変動してしまい、結果として出力リップルが増加してしまう。図２は一般的な電流モード制御の降圧ＤＣＤＣコンバータの制御ループにおいて、出力電圧のフィードバックにより得られる制御ＡＭＰ信号とコイル電流のフィードバックによって得られるスロープ信号とを示している。一般的な電流モード制御の降圧ＤＣＤＣコンバータにおいては、スロープ信号のレベルが制御ＡＭＰ信号のレベルに到達するまでの期間、即ち、図２のＰＷＭ信号がハイレベル（Ｈレベル）の期間、負荷に電流が供給される。
スイッチング周期が図２のＴ１である場合には、ＰＷＭ信号のデューティ比はＴｄ１／Ｔ１で表され、スイッチング周期が図２のＴ２である場合には、ＰＷＭ信号のデューティ比はＴｄ１／Ｔ２で表される。降圧型ＤＣＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔは、ＰＷＭ信号のデューティ比をＤｕｔｙとし、入力電圧をＶｉｎとすると、下記式にて表される。
Ｖｏｕｔ＝Ｄｕｔｙ×Ｖｉｎ
いま、スペクトラム拡散動作によってスイッチング周波数が変動し、スイッチング周期Ｔ１がＴ２に変動するものとする。スイッチング周期の変化によって出力電圧Ｖｏｕｔも変化するが、スイッチング周期の変化に対して出力電圧のフィードバックによって得られる制御ＡＭＰ信号の変化は遅く、スイッチング周波数が変化しても制御ＡＭＰ信号のレベルは周波数変動前のレベルを維持してしまう。従って、ＰＷＭ信号のパルス幅Ｔｄ１は変化せず、スイッチング周期のみが変化することから、結果としてスイッチング周波数の変化に応じてデューティ比が変化する。
即ち、スイッチング周波数が低くなる場合には、デューティ比は小さくなり出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。逆に、スイッチング周波数が高くなる場合には、デューティ比は大きくなり出力電圧Ｖｏｕｔは増加する。従って、スペクトラム拡散動作をさせた場合には、出力電圧Ｖｏｕｔが増減しリップルが大きくなってしまう。
図３は関連技術においてスペクトラム拡散動作を行った場合における出力リップル波形を示す。図３の上段はスイッチング周波数の変化を示し、下段は負荷電流が変動した場合の例を示している。図３の中段は、細線によってスペクトラム拡散動作を行わない場合の出力電圧ＶＯＵＴを示し、太線によってスペクトラム拡散動作を行った場合の出力電圧ＶＯＵＴを示している。図３から拡散動作有時の出力リップル波形が動作無の場合より大きくなっていることが分かる。出力電圧精度として高い精度が要求される場合、または出力に接続されるデバイスの入力電圧変動が影響を受けやすい場合には、特に出力リップルの影響が問題となる。
本実施の形態においては、スイッチング周波数の変動分だけ、スロープ信号にオフセットを設けることで、周波数変動によるリップルの発生を防止するようになっている。
図１において、電源４は電源電圧ＶＩＮを発生する。電源４は、ハイサイドトランジスタＴＨのソース・ドレイン路及びローサイドトランジスタＴＬのドレイン・ソース路を介して基準電位点に接続されている。トランジスタＴＨのドレインとトランジスタＴＬのドレインとが接続されるノードＬＸは出力コイルＬを介して出力端子ＯＵＴに接続されており、出力端子ＯＵＴと基準電位点との間には出力コンデンサＣ１が接続されている。
トランジスタＴＨのオン期間には、電源４からトランジスタＴＨを介して出力コイルＬに電流が流れる。これにより、出力コイルＬにエネルギを蓄積しながら出力コンデンサＣ１を充電して、出力端子ＯＵＴに接続された負荷が駆動される。出力端子ＯＵＴに現れる出力電圧ＶＯＵＴは、出力コンデンサＣ１により平滑されて、スイッチ回路であるトランジスタＴＨ，ＴＬの各オン時間に応じた電圧値となる。
トランジスタＴＨ，ＴＬのオン，オフは、駆動信号制御回路１によって制御される。駆動信号制御回路１は、発振器１２からセット信号が供給され、後述する比較器６からＰＷＭ信号が供給される。発振器１２はロジック制御部１１によって発振が制御される。
ロジック制御部１１は、発振器１２の発振周波数を制御することができるようになっている。ロジック制御部１１は、発振器１２の発振周波数を所定の発振周波数に設定すると共に、スペクトラム拡散動作のために、発振周波数を変動させるようになっている。発振器１２は、ロジック制御部１１に制御されて、指定された発振周波数のパルス信号をセット信号として駆動信号制御回路１に供給する。従って、セット信号は、ロジック制御部１１によって指定された周期のパルス信号であり、スペクトラム拡散動作によって周期が変動する。このセット信号の周期が、スイッチング周期となる。
駆動信号制御回路１は、セット信号の立ち上がりタイミングで、トランジスタＴＨをオンにし、トランジスタＴＬをオフにするようになっている。トランジスタＴＨのオフタイミング及びトランジスタＴＬのオンタイミングを決定するために、２つの制御ループが構成される。
出力端子ＯＵＴは、出力電圧ＶＯＵＴをフィードバックするための抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して基準電位点に接続されており、電圧制御ループを構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点は誤差検出アンプ５の反転入力端に接続される。誤差検出アンプ５の非反転入力端には基準電圧ＶＲＥＦが印加される。誤差検出アンプ５は、出力電圧ＶＯＵＴの抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧値と基準電圧ＶＲＥＦとを比較して差分値を出力する。誤差検出アンプ５の出力端は抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ２による位相補償回路を介して基準電位点に接続されている。誤差検出アンプ５からの差分値は誤差検出信号である制御ＡＭＰ信号として比較器６の反転入力端に与えられる。
トランジスタＴＨのソースに流れるコイル電流は、変流器８ａを介して電流検出回路８に供給される。電流検出回路８は、変流器８ａを介してコイル電流を検出する。電流検出回路８は、コイル電流をフィードバックする電流制御ループを構成し、電流検出回路８の検出結果は加算器７に供給される。加算器７にはスロープ補償信号生成回路９の出力も与えられる。スロープ補償信号生成回路９は、低調波発振によって出力電圧ＶＯＵＴが収束しなくなることを防止するためのスロープ補償信号を発生する。スロープ補償信号生成回路９からの補償信号は加算器７に与えられる。加算器７は、電流検出回路８からのコイル電流にスロープ補償信号生成回路９からの補償信号を加えることで、スロープ補償したスロープ信号を生成する。
本実施の形態においては、加算器７には、後述するスペクトラム拡散補正回路１０からのオフセット補正信号も与えられるようになっている。加算器７は、スロープ補償したスロープ信号に、スペクトラム拡散補正回路１０からのオフセット補正信号に基づく補正電圧ΔＶを加減算して、スロープ信号のオフセット量を補正した後、比較器６の非反転入力端に供給するようになっている。
本実施の形態においては、スイッチング周波数を変動させた場合でも、その影響によってＰＷＭ信号のデューティ比が変化することを防止するように制御を行う。即ち、スイッチング周波数の変化に応じて比較器６の入力を補正する。例えば、スロープ信号の傾斜が一定であれば、スイッチング周期の変動分だけスロープ信号のオフセット量を変化させることで、スイッチング周波数の変動があってもＰＷＭ信号のデューティ比を変化させない制御が可能である。このオフセット量である補正電圧ΔＶは、コイル電流の傾きをＳ、電流検出回路の電圧変換ゲインをＧｉＶ、スロープ補償傾きをＳｅとし、スイッチング周期がＴ１からＴ２に変化するものとすると、下記（１）式によって与えられる。
ΔＶ＝（ＶＯＵＴ／ＶＩＮ）×（Ｔ２−Ｔ１）×ＧｉＶ×（Ｓ＋Ｓｅ） …（１）
なお、Ｓ＝（ＶＩＮ−ＶＯＵＴ）／Ｌである。
スペクトラム拡散補正回路１０は、ロジック制御部１１からスイッチング周期Ｔ１，Ｔ２の値、出力コイルＬのインダクタンスＬ、変換ゲインＧｉＶ及びスロープ補償傾きＳｅの値を取得する。コイル電流の傾きＳはＶＩＮ，ＶＯＵＴ，Ｌから得ることができ、スペクトラム拡散補正回路１０は、上記（１）式に従ったオフセット補正信号を求めて出力する。なお、スペクトラム拡散補正回路１０は、オフセット補正信号として、上記（１）式の補正電圧ΔＶａを発生するものであってもよく、また、電流源によって構成して、上記（１）式に相当する電圧値を得る電流を発生して加算器７に供給するものであってもよい。
なお、ＶＯＵＴは、比較的大きく変動しないものと考えて、実際のＶＯＵＴのスペクトラム拡散補正回路１０への供給を省略し、ロジック制御部１１からＶＯＵＴの規定値をスペクトラム拡散補正回路１０に与えるするようになっていてもよい。
即ち、スペクトラム拡散補正回路１０は、ＶＯＵＴとして既知の値を用いる場合には、ロジック制御部１１からの既知の値を用いてオフセット補正信号を生成するフィードフォワード制御を行うことになる。この場合には、動作遅延等を考慮することなく、高精度の制御が可能である。なお、ＶＩＮについても、固定された既知の電圧値であるものとすると、実際のＶＩＮのスペクトラム拡散補正回路１０への供給を省略し、ロジック制御部１１からＶＩＮの規定値をスペクトラム拡散補正回路１０に供給するようになっていてもよい。
比較器６は、２入力を比較し、比較結果のＰＷＭ信号を発生する。即ち、比較器６は、スロープ信号の立ち上がりからスロープ信号のレベルが制御ＡＭＰ信号のレベルに到達するまでの期間Ｈレベルとなり、他の期間にローレベル（以下、Ｌレベルという）となるＰＷＭ信号を発生して駆動信号制御回路１に出力する。なお、スロープ信号の立ち上がりタイミングは、セット信号の立ち上がりタイミングに一致する。
駆動信号制御回路１は、セット信号の立ち上がりタイミングで、トランジスタＴＨをオン、トランジスタＴＬをオフにし、ＰＷＭ信号の立ち下がりタイミングで、トランジスタＴＨをオフ、トランジスタＴＬをオンにする駆動信号を発生する。駆動信号制御回路１からの駆動信号はバッファ２を介してトランジスタＴＨのゲートに供給されると共に、バッファ３を介してトランジスタＴＬに供給される。
次に、このように構成された実施の形態の動作について図４及び図５を参照して説明する。図４は第１の実施の形態の動作を説明するための説明図である。また、図５は第１の実施の形態の効果を示す説明図である。
ロジック制御部１１は発振器１２に対して発振周波数（スイッチング周波数）を指定する。発振器１２はロジック制御部１１に指定された発振周波数のセット信号を発生して駆動信号制御回路１に供給する。駆動信号制御回路１には比較器６からセット信号に同期して立ち上がるＰＷＭ信号も与えられており、駆動信号制御回路１はセット信号の立ち上がりタイミングでトランジスタＴＨをオンにし、トランジスタＴＬをオフにするセット出力をバッファ２，３を介してトランジスタＴＨ，ＴＬに与える。これにより、電源４からトランジスタＴＨを介して出力コイルＬに電流が流れて出力コンデンサＣ１が充電される。駆動信号制御回路１は、ＰＷＭ信号の立ち下がりタイミングでトランジスタＴＨをオフにし、トランジスタＴＬをオンにするリセット出力をバッファ２，３を介してトランジスタＴＨ，ＴＬに与える。こうして、トランジスタＴＨ，ＴＬの各オン時間に対応した電圧が出力コンデンサＣ１によって平滑され、出力電圧ＶＯＵＴが出力端子ＯＵＴを介して負荷に供給される。
出力電圧ＶＯＵＴは抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧されてフィードバックされる。誤差検出アンプ５は抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧電圧と基準電圧ＶＲＥＦとの差分を検出し、制御ＡＭＰ信号として比較器６の反転入力端に与える。制御ＡＭＰ信号のレベルは、出力電圧ＶＯＵＴが高くなると低くなり、低くなると高くなる。
一方、コイル電流は、電流検出回路８によってフィードバックされる。電流検出回路８は、コイル電流を検出し、コイル電流に相当する傾きのスロープ信号を発生する。スロープ補償信号生成回路９はスロープ補償信号を発生し、加算器７は、電流検出回路８からのスロープ信号の傾きをスロープ補償信号によって補償する。
本実施の形態においては、スペクトラム拡散補正回路１０はオフセット補正信号を発生しており、加算器７は、スロープ補償されたスロープ信号に、オフセット補正信号に基づく補正電圧だけオフセットを与える。加算器７からのスロープ信号は比較器６の非反転入力端に供給される。
比較器６では制御ＡＭＰ信号とスロープ信号との比較が行われ、比較器６からはスロープ信号の立ち上がりからスロープ信号が制御ＡＭＰ信号のレベルに到達するまでの期間ＨレベルとなるＰＷＭ信号が出力される。負荷電流の増大等により出力電圧ＶＯＵＴが低下すると、制御ＡＭＰ信号のレベルは高くなり、ＰＷＭ信号のデューティ比を大きくするように作用する。これにより、トランジスタＴＨのオン期間、トランジスタＴＬのオフ期間が長くなって、出力ＶＯＵＴは増大する。逆に、出力電圧ＶＯＵＴが大きくなると、制御ＡＭＰ信号のレベルは低くなり、ＰＷＭ信号のデューティ比を小さくするように作用する。これにより、トランジスタＴＨのオン期間、トランジスタＴＬのオフ期間が短くなって、出力ＶＯＵＴは減少する。こうして、電圧制御ループによって、出力電圧ＶＯＵＴを一定化させることができる。
一方、電流制御ループでは、コイル電流に基づくスロープ信号が制御ＡＭＰ信号のレベルに到達する期間、ＨレベルのＰＷＭ信号を出力させる。例えば、出力電圧ＶＯＵＴが低下してコイル電流が大きくなると、スロープ信号の傾斜が大きくなり、ＰＷＭ信号のデューティ比を小さくするように作用する。これにより、トランジスタＴＨのオン期間、トランジスタＴＬのオフ期間が短くなって、コイル電流を減少させる。逆に、出力電圧ＶＯＵＴが増加してコイル電流が小さくなると、スロープ信号の傾斜が小さくなり、ＰＷＭ信号のデューティ比を大きくするように作用する。これにより、トランジスタＴＨのオン期間、トランジスタＴＬのオフ期間が長くなって、コイル電流を増大させる。こうして、電流制御ループによって、コイル電流を一定化させることができる。
スペクトラム拡散動作では、ロジック制御部１１は発振器１２に発振周波数を変動させる。いま、発振器１２が最低の発振周波数ｆ１で発振している場合のセット信号の周期がＴ１であり、発振器１２が発振周波数ｆ２で発振している場合のセット信号の周期がＴ２であるものとする。図４の上段の波形は実線によってスイッチング周期がＴ１の場合において加算器７から出力されるスロープ信号及び誤差検出アンプ５から出力される制御ＡＭＰ信号を示している。なお、図４の上段の破線は、スイッチング周期がＴ２の場合を示している。
比較器６はスロープ信号の立ち上がりからスロープ信号が制御ＡＭＰ信号に到達するまでの期間にＨレベルとなるＰＷＭ信号を発生する。図４の下段の実線はスイッチング周期がＴ１の場合のＰＷＭ信号を示しており、Ｈ期間はＴｄ１である。なお、スイッチング周期がＴ２の場合におけるＰＷＭ信号（破線）のＨレベル期間はＴｄ２であるものとする。セット信号の周波数がｆ１，ｆ２の期間におけるＰＷＭ信号のデューティ比は、それぞれＴｄ１／Ｔ１又はＴｄ２／Ｔ２で表される。
ここで、発振器１２の周波数が、スペクトラム拡散動作によってｆ１からｆ２に変化するものとする。スペクトラム拡散補正回路１０によって、上記（１）式に基づく補正電圧ΔＶが得られる。
図４において、スロープ信号の傾きをαとし、周期Ｔ１におけるデューティ比Ｔｄ１／Ｔ１をβとする。Ｔｄ１＝β・Ｔ１であり、周期Ｔ１においてスロープ信号が制御ＡＭＰ信号に到達するまでのレベル変化量Ｖは、下記（２）式で表される。
Ｖ＝α・Ｔｄ１＝α・β・Ｔ１ …（２）
また、Ｖ＋ΔＶ＝α・Ｔｄ２であり、Ｔｄ２＝（Ｖ＋ΔＶ）／αである。この式に上記（２）式を代入すると、下記（３）式が得られる。
Ｔｄ２＝（α・β・Ｔ１＋ΔＶ）／α …（３）
上記（１）式は、補正電圧ΔＶがデューティ比とスロープ信号の傾きと（Ｔ２−Ｔ１）との積で得られることを示しており、（３）式を変形して下記（４）式が得られる。
Ｔｄ２＝｛α・β・Ｔ１＋α・β（Ｔ２−Ｔ１）｝／α＝β・Ｔ２ …（４）
即ち、この（４）式は、Ｔｄ２／Ｔ２＝β（＝Ｔｄ１／Ｔ１）を示しており、出力電圧ＶＯＵＴが変化しておらず、周期Ｔ１，Ｔ２を除く上記（１）式の各項が変化していない場合には、周期の変化に拘わらず、デューティ比は一定であることを示している。
図５は図３に対応したものであり、本実施の形態におけるスイッチング周波数、出力電圧ＶＯＵＴ、負荷電流及び補正電圧の関係を示している。図５に示すように、スペクトラム拡散動作によって、スイッチング周波数は変動している。図５の補正電圧は、スペクトラム拡散補正回路１０のオフセット補正信号に基づくものであり、上記（１）式に従って、スイッチング周波数（周期）の変化に従って変化する。
スロープ信号にオフセット補正信号に基づくオフセットが付与される結果、スイッチング周波数の変動に応じてＰＷＭ信号のＨレベル期間も変化し、結果的に、スイッチング周波数の変動によってはＰＷＭ信号のデューティ比は変化しない。出力電圧ＶＯＵＴは、ＰＷＭ信号のデューティ比と入力電圧ＶＩＮとの積によって得られることから、スイッチング周波数の変動に拘わらずリップルの少ない安定した出力電圧ＶＯＵＴを得ることができる。
なお、図５では負荷電流の変化点で出力電圧ＶＯＵＴが若干変化する例を示しているが、図３との比較から明らかなように、スイッチング周波数の変動の影響によるリップルは、確実に除去されている。
このように本実施の形態においては、スイッチング周期の変動分だけスロープ信号のオフセット量を変化させるようになっており、スイッチング周波数の変動があってもＰＷＭ信号のデューティ比を変化させない制御が可能である。これにより、ＥＭＩ対策として、スペクトラム拡散動作を行った場合でも、リップルの発生を抑制して、安定した出力電圧を得ることができる。
（第２の実施の形態）
図６は本発明の第２の実施の形態を示すブロック図である。図６において図１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
第１の実施の形態においては、スイッチング周期の変化に応じてスロープ信号のオフセットを変化させる例を示したが、本実施の形態はスイッチング周期の変化に応じて制御ＡＭＰ信号のオフセットを変化させるものである。
本実施の形態は誤差検出アンプ５が発生した制御ＡＭＰ信号を加算器１３を介して比較器６の反転入力端に供給すると共に、スペクトラム拡散補正回路１０からのオフセット補正信号を加算器７に代えて加算器１３に与えるものである。加算器１３は、入力された制御ＡＭＰ信号にスペクトラム拡散補正回路１０からのオフセット補正信号を加減算して比較器６に与えるようになっている。
次に、このように構成された実施の形態の動作について図７及び図８を参照して説明する。図７は第２の実施の形態の動作を説明するための説明図である。また、図８は第２の実施の形態の効果を示す説明図である。
加算器７は、電流検出回路８からのコイル電流にスロープ補償信号生成回路９からの補償信号を加えることで、スロープ補償したスロープ信号を生成する。このスロープ信号が比較器６の非反転入力端に供給される。
加算器１３は、誤差検出アンプ５からの制御ＡＭＰ信号にスペクトラム拡散補正回路１０からのオフセット補正信号に基づく補正電圧ΔＶを加減算して、オフセット補正後の制御ＡＭＰ信号を比較器６の反転入力端に供給する。なお、本実施の形態においても、スペクトラム拡散補正回路１０は、上記（１）式に従ったオフセット補正信号を発生する。
いま、発振器１２がスペクトラム拡散動作における最低の発振周波数ｆ１で発振している場合のセット信号の周期がＴ１であり、発振器１２が発振周波数ｆ２で発振している場合のセット信号の周期がＴ２であるものとする。図７の上段の波形は実線によってスイッチング周期がＴ１の場合において加算器７から出力されるスロープ信号及び誤差検出アンプ５から出力される制御ＡＭＰ信号を示している。なお、図７の上段の破線は、スイッチング周期がＴ２の場合の制御ＡＭＰ信号を示している。
図７の下段の実線はスイッチング周期がＴ１の場合のＰＷＭ信号を示しており、Ｈ期間はＴｄ１である。なお、スイッチング周期がＴ２の場合におけるＰＷＭ信号（破線）のＨレベル期間はＴｄ２であるものとする。セット信号の周波数がｆ１，ｆ２の期間におけるＰＷＭ信号のデューティ比は、それぞれＴｄ１／Ｔ１又はＴｄ２／Ｔ２で表される。
ここで、発振器１２の周波数が、スペクトラム拡散動作によってｆ１からｆ２に変化するものとする。スペクトラム拡散補正回路１０によって、上記（１）式に基づく補正電圧ΔＶが得られる。
図７において、スロープ信号の傾きをαとし、周期Ｔ１におけるデューティ比Ｔｄ１／Ｔ１をβとする。そうすると、本実施の形態においても、上記（２）〜（４）式が成立する。
（４）式は、Ｔｄ２／Ｔ２＝β（＝Ｔｄ１／Ｔ１）を示しており、出力電圧ＶＯＵＴが変化しておらず、周期Ｔ１，Ｔ２を除く上記（１）式の各項が変化していない場合には、周期の変化に拘わらず、デューティ比は一定であることを示している。
図８は図３に対応したものであり、本実施の形態におけるスイッチング周波数、出力電圧ＶＯＵＴ、負荷電流及び補正電圧の関係を示している。図８に示すように、スペクトラム拡散動作によって、スイッチング周波数は変動している。図８の補正電圧は、スペクトラム拡散補正回路１０のオフセット補正信号に基づくものであり、上記（１）式に従って、スイッチング周波数（周期）の変化に従って変化する。
制御ＡＭＰ信号にオフセット補正信号に基づくオフセットが付与される結果、スイッチング周波数の変動に応じてＰＷＭ信号のＨレベル期間も変化し、結果的に、スイッチング周波数の変動によってはＰＷＭ信号のデューティ比は変化しない。出力電圧ＶＯＵＴは、ＰＷＭ信号のデューティ比と入力電圧ＶＩＮとの積によって得られることから、スイッチング周波数の変動に拘わらずリップルの少ない安定した出力電圧ＶＯＵＴを得ることができる。
なお、図８では負荷電流の変化点で出力電圧ＶＯＵＴが若干変化する例を示しているが、図３との比較から明らかなように、スイッチング周波数の変動の影響によりリップルは、確実に除去されている。
このように本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様の効果が得られる。
なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、上記実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適当な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。
１…駆動信号制御回路、２…バッファ、３…バッファ、４…電源、５…誤差検出アンプ、６…比較器、７…加算器、８…電流検出回路、８ａ…変流器、９…スロープ補償信号生成回路、１０…スペクトラム拡散補正回路、１１…ロジック制御部、１２…発振器、Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ、Ｌ…コイル、ＯＵＴ…出力端子、Ｒ１，Ｒ３…抵抗、ＴＨ，ＴＬ…トランジスタ。

Claims (6)

  1. スイッチングによって入力電圧から得たパルス出力を出力コイル及び出力コンデンサを介して負荷に供給するスイッチ回路と、
    ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて前記スイッチ回路をオン，オフ駆動する駆動信号制御回路と、
    前記負荷に供給される出力電圧と基準電圧とを比較して誤差検出信号を発生する誤差検出アンプと、
    前記ＰＷＭ信号の周期でレベル変化を開始するスロープ信号と前記誤差検出信号との比較によって前記ＰＷＭ信号を発生して前記駆動信号制御回路に与える比較器と、
    スペクトラム拡散のために前記ＰＷＭ信号の周期を変動させる制御部と、
    前記ＰＷＭ信号の周期の変動に応じたオフセットを発生して、発生した前記オフセットを前記スロープ信号又は前記誤差検出信号に付加するスペクトラム拡散補正回路と
    を具備するスイッチング電源装置。
  2. 前記出力コイルに流れるコイル電流を検出する電流検出回路と、
    前記電流検出回路が検出した前記コイル電流に基づく前記スロープ信号に前記オフセットを加える加算器と
    を更に具備する請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記誤差検出アンプからの前記誤差検出信号に前記オフセットを加えて前記比較器に与える加算器
    を更に具備する請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記スペクトラム拡散補正回路は、前記入力電圧、前記出力電圧及び前記出力コイルのインダクタンスに基づいて前記オフセットを求める
    請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記スペクトラム拡散補正回路は、前記入力電圧の値を計測し、前記出力電圧及び前記出力コイルの値を前記制御部から取得する
    請求項４に記載のスイッチング電源装置。
  6. 前記スペクトラム拡散補正回路は、前記入力電圧、前記出力電圧及び前記出力コイルの値を前記制御部から取得する
    請求項４に記載のスイッチング電源装置。
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