JP2014207741A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

【課題】安定したスロープ補償を行い、サブハーモニック発振を防ぐ。【解決手段】本発明の実施の形態のスイッチングレギュレータは、入力電圧を、インダクタ素子及びスイッチング素子を介して、所定の出力電圧に変換するスイッチングレギュレータであり、入力電圧、出力電圧、及びスイッチング素子に流れる電流に依存するインダクタ素子のインダクタ値に基づきスロープ補償量を変化させるスロープ補償回路を有することを特徴とすることにより上記課題を解決する。【選択図】図３

Description

本発明は、スロープ補償を備えたスイッチングレギュレータに関する。

スイッチングレギュレータとは、出力電圧を監視しながら、スイッチング素子のオン時間、オフ時間の比率（デューティサイクル）を制御することで、入力電圧を所望の出力電圧に変換して出力する調節装置である。スイッチングレギュレータには、昇圧型、降圧型、反転型、等が存在し、AC-DCコンバータやDC-DCコンバータ等に利用される。

スイッチングレギュレータは、主に、電圧モード制御方式と、電流モード制御方式とに大別される。電流モード制御方式は、電圧モード制御方式の改良型であり、近年広く用いられている。

図１は、従来のスロープ補償を備えた電流モード制御方式のスイッチングレギュレータ200の一例を示す図である。ピーク電流制御型、且つ降圧型の例について説明する。

スイッチングレギュレータ200は、スイッチング素子207のオン時間に、インダクタ211、平滑用コンデンサ212、抵抗213に電力を供給する。また、スイッチング素子207のオフ時間に、インダクタ211、平滑用コンデンサ212に蓄えられた電力を抵抗213に供給する。

発振回路204は、基準クロック信号、及びランプ信号（ランプ電圧Vramp或いは鋸歯状波電流Iramp）を出力する。

電流検出回路210は、スイッチング素子207に流れるスイッチング電流（インダクタ電流）を検出し、該電流を電圧変換した検出電圧VSENSEを出力する。スロープ補償回路209は、ランプ電圧Vrampを出力する。検出電圧VSENSEとランプ電圧Vrampは加算されスロープ電圧VSとなる。

誤差増幅回路202は、出力電圧VOUTを分圧した分圧電圧Vfbと、基準電圧Vrefとの電圧差を増幅して、誤差電圧Veを出力する。

PWMコンパレータ203は、スロープ電圧VSと、誤差電圧Veとの電圧比較を行い、ラッチ回路205のセット、リセットを制御することにより、スイッチング素子207のオン、オフの切り替えを行う。

インダクタ電流のピーク値は、出力電圧VOUTを分圧した誤差電圧Veに基づく値になる。スイッチングレギュレータ200は、分圧電圧Vfbが基準電圧Vrefよりも大きい（小さい）場合は、誤差電圧Veを低下（上昇）させて、出力電圧VOUTを低下させる。

即ち、スイッチングレギュレータ200は、誤差電圧Veを調整することにより、出力電圧VOUTを調整する。

また、スイッチングレギュレータ200は、PWM制御のオンデューティサイクルが50%を超えると生じてしまうサブハーモニック発振（低調波発振）を防ぐために、スロープ補償を行う。

図２（Ａ）にサブハーモニック発振が生じない場合のインダクタ電流、図２（Ｂ）にサブハーモニック発振が生じる場合のインダクタ電流を示す。スイッチング周期をT、オン時間のインダクタ電流の傾きをk1、オフ時間のインダクタ電流の傾きをk2、スロープ補償（ランプ電圧Vramp或いは鋸歯状波電流Iramp）の傾きをkaとする。

サブハーモニック発振が生じると、図２（Ｂ）に示す様に、インダクタ電流のピーク値、T、k1、k2が、図２（Ａ）と同様であるにも関わらず、各々のスイッチング周期Tで、オン時間及びオフ時間が、変化してしまう。即ち、各々のスイッチング周期Tにおけるインダクタ電流の初期値に依存して、オン時間が変化してしまう。一方、図２（Ａ）に示す様に、インダクタ電流のピーク値に、一定の傾きを与えると（スロープ補償を行う）、サブハーモニック発振を防止できる。

一般に、サブハーモニック発振を防止するために必要なスロープ補償量は、以下の関係式で表せる。

最初の周期のスロープ電圧を、VS_0、次の周期のスロープ電圧を、VS_1と表す。

負荷電流が、わずかに変化してスロープ電圧が、VS_0から、（VS_0＋ΔVS_0）に変化したとする。１周期後のスロープ電圧の変化量は、ΔVS_1＝−{(m2−ma)/(m1＋ma)}×ΔVS_0となる。

サブハーモニック発振を防止するためには、(m2−ma)/(m1＋ma)＜1となればよい。

ここで、降圧型のスイッチングレギュレータの場合、傾きはm2＝−(VOUT/L)、ｍ１＝{(VOUT−VIN)/L}と表せる。（VOUTは出力電圧、VINは入力電圧、Lはインダクタ値を表す。）
従って、(m2−ma)/(m1＋ma)＜1にこれらの式を代入すると、ma＞{(2VOUT−VIN)/2×L}を得る。

即ち、{(2VOUT−VIN)/2×L}は、サブハーモニック発振が発生するか否かを特定する係数（理想的なスロープ補償量）である。

該係数は、入力電圧VIN、出力電圧VOUT及びインダクタ値に依存する。

ところで、インダクタは、直流重畳特性を持つ。これは、インダクタにかかる負荷が大きくなる、即ち、インダクタ電流が大きくなると、インダクタ値が低下するという特性である。従って、サブハーモニック発振の発生の有無は、インダクタ電流にも依存する。

特許文献１では、入出力電圧に応じて適切な量のスロープ補償を行うことにより、サブハーモニック発振を防止するスイッチングレギュレータを開示している。

特許文献２では、１次の線形なスロープ電圧と、時間の経過と共に２次曲線で変化する２次曲線の傾斜を有するスロープ電圧を合成し、自由に所望のスロープ電圧を設定することで、安定した動作を可能にしたスイッチングレギュレータを開示している。

スロープ補償を行う際、入力電圧及び出力電圧の変動、オンデューティサイクルが50%を超えた場合のインダクタ値の低下等を考慮して、スロープ補償量を設定する必要がある。

しかしながら、スロープ補償量を過度に大きく設定してしまうと、電流モード制御方式のスイッチングレギュレータの特性は、損なわれる。電流モード制御方式の動作が、電圧モード制御方式に近い動作になってしまい、制御性が悪化する。

従って、特許文献１及び特許文献２では、入力電圧及び出力電圧の変動を考慮して、スロープ補償量を調整し、スロープ補償を行っている。

しかしながら、これらのスイッチングレギュレータにおいては、インダクタの直流重畳特性によるインダクタ値の変動を考慮した、スロープ補償を行っていない。スロープ補償量は、最適値ではなく、安定したスロープ補償を行うことができていないという問題がある。更に、直流重畳特性が悪いインダクタは使用することができないという問題もある。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、安定したスロープ補償を行い、サブハーモニック発振を防ぐことを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の実施の形態のスイッチングレギュレータは、入力電圧を、インダクタ素子及びスイッチング素子を介して、所定の出力電圧に変換するスイッチングレギュレータにおいて、入力電圧、前記出力電圧、及び前記スイッチング素子に流れる電流に依存する前記インダクタ素子のインダクタ値に基づきスロープ補償量を変化させるスロープ補償回路を有することを特徴とする。

本発明の実施の形態によれば、安定したスロープ補償を行い、サブハーモニック発振を防ぐことができる。

従来のスイッチングレギュレータの構成の一例を示す図である。 サブハーモニック発振とスロープ補償の一例について説明する図である。 実施形態に係るスイッチングレギュレータの構成の一例を示す図である。 実施形態に係る電流検出回路及びスロープ補償回路の構成の一例を示す図である。 実施形態に係るスロープ補償の概念図の一例を示す図である。 実施形態に係るスロープ補償の概念図の一例を示す図である。 実施形態に係る入力電圧検出回路の構成の一例を示す図である。 実施形態に係る出力電圧検出回路の構成の一例を示す図である。 実施形態に係るインダクタ値補償回路の構成の一例を示す図である。 実施形態に係るインダクタ値補償回路の構成の一例を示す図である。 実施形態に係るインダクタ素子の直流重畳特性の一例を示す図である。 実施形態に係るインダクタ素子の直流重畳特性の一例を示す図である。 実施形態に係るスイッチングレギュレータの構成の一例を示す図である。 実施形態に係るスイッチングレギュレータの構成の一例を示す図である。

本明細書において、「オンデューティサイクル」とは、スイッチング素子のオン時間を、スイッチング素子のオン時間及びオフ時間の合計時間で割った値を比率で表した数値の事を指す。

（スイッチングレギュレータの構成）
図３は、本実施形態に係るスイッチングレギュレータ1の構成の一例である。

スイッチングレギュレータ1は、ピーク電流制御型のPWMスイッチングレギュレータである。

なお、図３では、スイッチングレギュレータ1として、降圧型の例を示しているが、特に限定されない。スイッチングレギュレータ1は、昇圧型であっても良いし、反転型であっても良い。

スイッチングレギュレータ1に入力される電圧を入力電圧VIN、スイッチングレギュレータ1から出力される電圧を出力電圧VOUTと表す。

図３に示す様に、スイッチングレギュレータ1は、出力電圧検出器2、誤差増幅回路3、PWMコンパレータ4、ラッチ回路5、クロック回路6、ドライバ回路7、電流検出回路8、スロープ補償回路9、スイッチング素子10、同期整流素子11、インダクタ素子12、コンデンサ13、抵抗14、加算器15、入力端子16、出力端子17を含む。出力電圧検出器2は、抵抗R1及び抵抗R2を含む。

スイッチングレギュレータ1は、入力端子16に入力された入力電圧VINを、スイッチング素子10及びインダクタ素子12を介して、所定の出力電圧VOUTに変換し、出力端子17から出力する。出力電圧VOUTの調整は、スイッチング素子10のオン時間及びオフ時間を制御することにより行う。スイッチング素子10がオンすることにより、インダクタ素子12、コンデンサ13、抵抗14に電力が供給され、スイッチング素子10がオフすることにより、インダクタ素子12、コンデンサ13に蓄えられた電力が抵抗14に供給される。

インダクタ素子12は、直流重畳特性を有する。従って、スイッチング素子10がオンすることにより、スイッチング素子10に流れる電流（インダクタ電流）に依存して、インダクタ素子12のインダクタ値は、変化する。

出力電圧検出器2は、出力電圧VOUTを抵抗R1及び抵抗R2で分割して検出し、帰還電圧Vfbを、誤差増幅回路3及びスロープ補償回路9に入力する。

誤差増幅回路3は、帰還電圧Vfb（反転入力端子（−）に入力される）と基準電圧Vref（非反転入力端子（＋）に入力される）とを比較して、電圧差を増幅し、誤差電圧Veを生成する。生成した誤差電圧VeをPWMコンパレータ4に入力する。インダクタ電流のピーク値は、誤差電圧Veに基づく値になる。

スイッチングレギュレータ1は、帰還電圧Vfbが基準電圧Vrefよりも大きい場合は、誤差電圧Veを低下させて、出力電圧VOUTを低下させる。また、帰還電圧Vfbが基準電圧Vrefよりも小さい場合は、誤差電圧Veを上昇させて、出力電圧VOUTを上昇させる。スイッチングレギュレータ1は、このように、誤差電圧Veを調整することにより、インダクタ電流のピーク値を調整し、また、出力電圧VOUTを調整（レギュレーション）している。

クロック回路6は、基準クロック信号を生成し、生成したクロック信号をラッチ回路5のS端子に入力する。

電流検出回路8は、スイッチング素子10に流れるスイッチング電流を検出する。検出した電流を電圧変換し、検出電圧VSENSEを生成する。生成した検出電圧VSENSEを加算器15に入力する。

スロープ補償回路9は、スイッチング素子10に流れるスイッチング電流と、スイッチング素子10のオン抵抗によって、スイッチング素子10とインダクタ素子12との間（端子A）に生じる検出電圧VLXに基づき、スロープ補償量を変化させる。検出電圧VLXは、インダクタ電流に依存する。また、インダクタ素子12の直流重畳特性によるインダクタ値の変動は、該インダクタ電流に依存する。該インダクタ電流が大きくすると、インダクタ値が低下し、該インダクタ電流を小さくすると、インダクタ値が増加する。スロープ補償回路9は、インダクタ素子12の直流重畳特性によるインダクタ値の変動に基づき、スロープ補償量を変化させる。

また、スロープ補償回路9は、入力電圧VINの変動、及び出力電圧VOUTの変動に基づき、スロープ補償量を変化させる。

スロープ補償回路9は、入力電圧VIN及び出力電圧VOUTの変動だけでなく、インダクタ値の変動に基づき、スロープ補償量を変化させることができるため、スロープ補償量として最適な値を設定し、最適なスロープ補償を行うことができる。また、たとえ、インダクタ素子12の直流重畳特性が悪い場合であっても、インダクタ値の変動に基づき、スロープ補償を行うことができるため、常に安定したスロープ補償を行うことができる。

加算器15は、スロープ補償回路9の出力と電流検出回路8から出力される検出電圧VSENSEとを加算し、スロープ電圧VSを生成する。生成したスロープ電圧VSを、PWMコンパレータ4に入力する。

PWMコンパレータ4は、誤差電圧Ve（反転入力端子（−）に入力される）とスロープ電圧VS（非反転入力端子（＋）に入力される）とを比較し、信号を生成する。生成した信号を、ラッチ回路5のＲ端子に入力する。PWMコンパレータ4は、誤差電圧Veとスロープ電圧VSとの比較により、ラッチ回路5の動作を制御する。例えば、誤差電圧Veがスロープ電圧VSより大きい場合は、ラッチ回路5をリセットするための信号をラッチ回路5のＲ端子に入力する。

ドライバ回路7は、Ｉ端子に入力されたラッチ回路5からの信号に基づき、スイッチング素子10のオン、オフの切り替えを行うための信号を生成し、該信号をP端子から出力する。また、Ｉ端子に入力されたラッチ回路5からの信号に基づき、同期整流素子11のオン、オフの切り替えを行うための信号を生成し、該信号をN端子から出力する。なお、図３において、スイッチング素子10は、PMOSトランジスタで構成され同期整流素子11は、NMOSトランジスタで構成されているが特に限定されない。このように、ドライバ回路7は、スイッチング素子10及び同期整流素子11の駆動を制御する。

本実施形態に係るスイッチングレギュレータ1によれば、入力電圧、出力電圧、スイッチング素子10に流れる電流に依存するインダクタ素子12のインダクタ値に基づき、スロープ補償回路9のスロープ補償量を変化させることができる。従って、入力電圧及び出力電圧の変動だけでなく、インダクタ値の変動に応じて、スロープ補償を行うことができるため、常に安定したスロープ補償を行うことができる。スロープ補償量を最適値に設定することができるため、サブハーモニック発振のような低調波発振の発生を防止し、優れた安定性を有するスイッチングレギュレータを提供することができる。

（電流検出回路及びスロープ補償回路の構成）
図４は、本実施形態に係る電流検出回路8及びスロープ補償回路9の構成の一例である。図４を用いて、図３に示す電流検出回路8及びスロープ補償回路9について詳細に説明する。

まず、電流検出回路8について説明する。

電流検出回路8は、抵抗R3、抵抗R4、Nchカレント・ミラー・トランジスタ対Q2、Q3、Pchカレント・ミラー・トランジスタ対Q4、Q5を含む。

Nchカレント・ミラー・トランジスタ対Q2、Q3の一方の端子は、例えば、GNDと電気的に接続され、Pchカレント・ミラー・トランジスタ対Q4、Q5の一方の端子は、例えば、電源VCCと電気的に接続されている。

電流検出回路8は、スイッチング素子10に発生する検出電圧VLXに基づき、スイッチング素子10に流れるスイッチング電流（インダクタ電流）を検出する。インダクタ電流を、カレント・ミラー・トランジスタ対Q7、Q8及びカレント・ミラー・トランジスタ対Q9、Q10で折り返し、GND基準の検出電圧VSENSEを生成する。

検出電圧VSENSEは、カレントミラー比、抵抗R3、抵抗R4に依存する。このため、カレントミラー比等を任意に設定することにより、検出電圧VSENSEを調整することが可能である。

電流検出回路8は、生成した検出電圧VSENSEを、加算器15へ入力する。

次に、スロープ補償回路9について説明する。

スロープ補償回路9は、入力電圧検出回路91と、出力電圧検出回路92と、インダクタ値補償回路93と、コンデンサ94を含む。

入力電圧検出回路91は、入力電圧VINに基づき、検出電流I91を生成する。

出力電圧検出回路92は、帰還電圧Vfbに基づき、検出電流I92を生成する。

インダクタ値補償回路93は、検出電圧VLXに基づき、インダクタ値補償電流I93を生成する。なお、インダクタ値補償電流I93は、インダクタ電流に依存する。

コンデンサ94の容量値は、検出電流I91、検出電流I92、及びインダクタ値補償電流I93による傾きと、上述の理想的なスロープ補償量により定まる。理想的なスロープ補償量は、サブハーモニック発振を防止するために必要なスロープ補償量である。

スロープ補償回路9は、検出電流I91、検出電流I92、及びインダクタ値補償電流I93を、コンデンサ94に充電或いは放電することによって出力電圧を生成する。

スロープ補償回路9は、電流源と、該電流源によるコンデンサに対する充放電という比較的単純な動作により、出力電圧を生成する。生成した出力電圧を、加算器15へ入力する。

スイッチングレギュレータ1は、電流検出回路8によりスイッチング素子に流れる電流に基づく検出電圧VSENSEを生成し、スロープ補償回路9の出力電圧と、該検出電圧VSENSEを加算し、インダクタ電流のピーク値に一定の傾きを与えることで、常に安定したスロープ補償を行うことができる。

また、該出力電圧と検出電圧VSENSEを加算することで、最適なスロープ補償量を設定することができるため、スイッチングレギュレータ1は、非常に、安定したスロープ補償を行うことができる。

（スロープ補償量）
次に、スロープ補償量と、入力電圧、出力電圧、及びインダクタ値との関係について説明する。

理想的なスロープ補償量は、上述の様に、{(2VOUT−VIN)/2×L}となる。

最初の周期のインダクタ値を、L_0、次の周期のインダクタ値を、L_1と表す。

ここで、負荷電流が、わずかに変化してインダクタ素子12のインダクタ値が直流重畳特性によりL_0から、（L_0−ΔL_0）に低下したとする。

この時、スロープ補償量を、例えば、Ｉrampとすると、Ｉramp＝{(2VOUT−VIN)/(2L_0×(1−(ΔL_0/L_0))}と表せる。

(ΔL_0/L_0)は、インダクタ素子12の直流重畳特性によるインダクタ値の低下率を表す。

通常、ΔL_0/L_0は、30%〜40%で定格電流が設定されている。従って、これを近似すると、Ｉramp＝{(2VOUT−VIN)×(1−(ΔL_0/L_0))}^{(−1)/2L_0}≒{(2VOUT−VIN)/2L_0}＋{(2VOUT−VIN)/2L_0}×ΔL_0＝(VOUT/L_0)−(VIN/2L_0)＋{(2VOUT−VIN)/2L_0}×ΔL_0と表せる。

ここで、ΔL_0の項において、出力電圧及び入力電圧を、インダクタ素子12の直流重畳特性に基づき設定値にそれぞれ設定する。例えば、VOUTを、VOUTSETに、VINを、VINSETにそれぞれ設定する。

この場合、Ｉramp＝(VOUT/L_0)−(VIN/2L_0)＋{(2VOUTSET−VINSET)/2L_0}×ΔL_0と表せる。

これより、スロープ補償量は、VOUTの項、VINの項、ΔL_0の項に分けられる。即ち、スロープ補償量Ｉrampは、VOUTのみに依存する電流、VINのみに依存する電流、ΔL_0のみに依存する電流に分けられる。

なお、ΔL_0に対して、(2VOUTSET−VINSET)が大きすぎると、スロープ補償量が、理想的なスロープ補償量{(2VOUT−VIN)/2×L}より大きくなりすぎてしまうため、スイッチングレギュレータとしての制御性が悪化する。従って、VOUTSET及びVINSETの設定値は、適宜調整することが好ましい。

図５及び図６に、入力電圧VIN、出力電圧VOUT、インダクタ電流に対するスロープ補償の概念図を示す。

図５（Ａ）と図５（Ｂ）とを比較すると、負荷が大きい（インダクタ値が小さい）、負荷が小さい（インダクタ値が大きい）に関わらず、サブハーモニック発振の発生を抑制し安定したスロープ補償を行なうことができている。また、図６（Ａ）と図６（Ｂ）とを比較しても同様である。

従って、スロープ補償回路9によれば、インダクタの直流重畳特性により、インダクタ値が低下してしまっても、インダクタ値の変化に応じて、適切なスロープ補償を行なうことができる。

図５（Ａ）と図６（Ａ）とを比較すると、入力電圧VINと出力電圧VOUTとの差が大きい、小さいに関わらず、サブハーモニック発振の発生を抑制し安定したスロープ補償を行なうことができている。また、図５（Ｂ）と図６（Ｂ）とを比較しても同様である。

なお、本実施形態に係るスイッチングレギュレータ1では、降圧型の例について説明しているが、特に限定されない。昇圧型のスイッチングレギュレータに本実施形態に係るスロープ補償回路を適用しても良い。この場合、サブハーモニック発振を防止するために必要なスロープ補償量を、{(VOUT−2VIN)/2×L}≒{(VOUT−2VIN)×(1＋(ΔL_0/L_0))}/(2L_0)とすれば良い。また、反転型のスイッチングレギュレータに本実施形態に係るスロープ補償回路を適用しても良い。この場合、サブハーモニック発振を防止するために必要なスロープ補償量を、{(VOUT−VIN)/2×L}≒{(VOUT−VIN)×(1＋(ΔL_0/L_0))}/(2L_0)とすれば良い。

（入力電圧検出回路の構成）
図７は、本実施形態に係る入力電圧検出回路91の構成の一例である。図７を用いて、図４に示す入力電圧検出回路91について詳細に説明する。

入力電圧検出回路91は、抵抗R5、抵抗R6、抵抗R7（電圧電流変換抵抗）、Pchカレント・ミラー・トランジスタ対Q7、Q8、Nchカレント・ミラー・トランジスタ対Q9、Q10を含む。

Nchカレント・ミラー・トランジスタ対Q9、Q10の一方の端子は、例えば、GNDと電気的に接続されている。

Pchカレント・ミラー・トランジスタ対Q7、Q8の一方の端子は、スイッチングレギュレータ1と電気的に接続されている。

入力電圧検出回路91は、入力電圧VINに基づき検出電流I91を生成するため、電圧電流変換回路としての機能を有する。

入力電圧検出回路91は、入力電圧VINを抵抗R5及び抵抗R6で抵抗分割する。抵抗分割した電圧を、抵抗R7によって電流に変換する。該電流を、Pchカレント・ミラー・トランジスタ対Q7、Q8及びNchカレント・ミラー・トランジスタ対Q9、Q10で折り返し、検出電流I91を生成する。

検出電流I91は、入力電圧VINに依存する電流である。

カレントミラー比及び抵抗R7を、適宜調整することによって、検出電流I91を制御することが好ましい。

なお、スロープ補償量を調整するために、抵抗R7及びPchカレント・ミラー・トランジスタ対Q7、Q8に対して、トリミングを行うことが好ましい。トリミングは、それぞれに備えられたトリミング素子で行うことができる。トリミングを行うことによって、製造バラツキ等によってインダクタ素子におけるインダクタ値に、バラツキが生じても、素子バラツキを考慮して、適切なスロープ補償を行うことができる。また、抵抗R7の製造バラツキを補正することもできる。

（出力電圧検出回路の構成）
図８は、本実施形態に係る出力電圧検出回路92の構成の一例である。図８を用いて、図４に示す出力電圧検出回路92について詳細に説明する。

出力電圧検出回路92は、抵抗R8（電圧電流変換抵抗）、Pchカレント・ミラー・トランジスタ対Q12、Q13を含む。

Pchカレント・ミラー・トランジスタ対Q12、Q13の一方の端子は、例えば、電源VCCと電気的に接続されている。

出力電圧検出回路92は、帰還電圧Vfbに基づき検出電流I92を生成するため、電圧電流変換回路としての機能を有する。なお、帰還電圧Vfbは、出力電圧VOUTに基づく。

出力電圧検出回路92は、帰還電圧Vfbを、抵抗R8によって電流に変換する。該電流を、Pchカレント・ミラー・トランジスタ対Q12、Q13で折り返し、検出電流I92を生成する。

検出電流I92は、帰還電圧Vfbに依存する電流である。

カレントミラー比及び抵抗R8を、適宜調整することによって、検出電流I92を制御することが好ましい。

なお、スロープ補償量を調整するために、抵抗R8と、Pchカレント・ミラー・トランジスタ対Q12、Q13に対して、トリミングを行うことが好ましい。トリミングは、それぞれに備えられたトリミング素子で行うことができる。トリミングを行うことによって、製造バラツキ等によってインダクタ素子におけるインダクタ値に、バラツキが生じても、素子バラツキを考慮して、適切なスロープ補償を行うことができる。また、抵抗R8の製造バラツキを補正することもできる。

（インダクタ値補償回路の構成）
図９は、本実施形態に係るインダクタ値補償回路93の構成の一例である。図９を用いて、図４に示すインダクタ値補償回路93について詳細に説明する。

インダクタ値補償回路93は、抵抗R9（電圧電流変換抵抗）、Nchカレント・ミラー・トランジスタ対Q15、Q16、Pchカレント・ミラー・トランジスタ対Q17、Q18を含む。

Nchカレント・ミラー・トランジスタ対Q15、Q16の一方の端子は、例えば、GNDと電気的に接続され、Pchカレント・ミラー・トランジスタ対Q17、Q18の一方の端子は、例えば、電源VCCと電気的に接続されている。

インダクタ値補償回路93は、検出電圧VLXに基づき、インダクタ値補償電流I93を生成するため、電圧電流変換回路としての機能を有する。なお、検出電圧VLXは、スイッチング素子10を流れるスイッチング電流と、スイッチング素子10のオン抵抗により、スイッチング素子10とインダクタ素子12との間に発生する電圧である。該電圧は、直流重畳特性によるインダクタ素子12のインダクタ値の変動に依存する電圧である。

インダクタ値補償回路93は、検出電圧VLXを、抵抗R9によって電流に変換する。該電流を、Nchカレント・ミラー・トランジスタ対Q15、Q16、及びPchカレント・ミラー・トランジスタ対Q17、Q18で折り返し、インダクタ値補償電流I93を生成する。

インダクタ値補償電流I93は、検出電圧VLXに依存する電流である。

カレントミラー比及び抵抗R9を、適宜調整することによって、インダクタ値補償電流I93を制御することが好ましい。

なお、スロープ補償量を調整するために、抵抗R9と、Nchカレント・ミラー・トランジスタ対Q15、Q16に対して、トリミングを行うことが好ましい。トリミングは、それぞれに備えられたトリミング素子で行うことができる。トリミングを行うことによって、インダクタ素子12の直流重畳特性が悪く、インダクタ値が低下しても、適切なスロープ補償を行うことができる。また、抵抗R9の製造バラツキを補正することができる。

なお、インダクタ値補償回路93の機能と、電流検出回路8の機能は、兼ねてもよい。インダクタ値補償回路11及び電流検出回路8のどちらの回路も、インダクタ素子12の直流重畳特性により生じるインダクタ値の変動を検出し、インダクタ値の変動に対してスロープ補償量を適切に設定するという点で、機能は同一だからである。

また、インダクタ値補償回路93の構成は、図９に示す構成に限定されない。図１０に示す様に、図９に示す抵抗R9（電圧電流変換抵抗）を、抵抗R10（電圧電流変換抵抗）及びダイオードに置き換えて、スロープ電流補償回路94を構成しても良い。抵抗R10とダイオードとを直列に接続することで、インダクタ素子12のインダクタ値が急激に変化した場合であっても、安定したスロープ補償を行うことができる。

図１１及び図１２に、インダクタ素子12の直流重畳特性について説明する。

図１１に示す様に、インダクタ素子12の直流重畳特性により、インダクタ値が、バイアス電流の増加に対して線形、或いは線形に近い形で、低下する場合、図９に示すインダクタ値補償回路93の抵抗R9を、R9＝{2×L_0/(2VOUTSET−VINSET)×C}と設定することによって、インダクタ値の直流重畳特性による変動を補正することが可能である。

また、図１２に示す様に、インダクタ素子12の直流重畳特性により、インダクタ値が、あるバイアス電流（例えば、バイアス電流Ib'）を超えると、急激に低下する場合、図１０に示すインダクタ値補償回路94の抵抗R10を、R10＝{2×L_0/(2VOUTSET−VINSET)×C}と設定することによって、インダクタ値の直流重畳特性による変動を補正することが可能である。また、インダクタ値補償回路94において、インダクタ値が急激に低下するバイアス電流Ib'は、スイッチング素子10のオン抵抗で検出している。このため、バイアス電流Ib'は、Ib'＝Vf/Ron＝(検出電圧／オン抵抗)で設定することができる。

なお、図９及び図１０に示すインダクタ値補償回路は、複数組み合わせることが可能である。複数のインダクタ値補償回路を組み合わせることで、例えば、図１１に示す様に、インダクタ値がバイアス電流の増加に対して、ほぼ一定に低下する場合であっても、また、例えば、図１２に示す様に、インダクタ値が、あるバイアス電流下で、急激に悪化する場合であっても、最適なスロープ補償量を設定し、安定したスロープ補償を行うことができる。即ち、任意の直流重畳特性に合わせて、スロープ補償を行うことができる。

（変形例１）
図１３は、本実施形態に係るスイッチングレギュレータ100の構成の一例である。

図１３に示すスイッチングレギュレータ100は、図３に示すスイッチングレギュレータ1の電流検出回路8を、擬似電流検出回路28に置き換えたものである。

図１３に示す様に、擬似電流検出回路28を用いることで、回路内部で、擬似スロープ電圧を生成することができる。スイッチングレギュレータ100は、擬似電流検出回路28より出力される擬似スロープ電圧と、スロープ電流補償回路9より出力される出力電圧を加算することで、擬似スロープ電圧に対してもスロープ補償を行うことができる。従って、スイッチングレギュレータ100は、安定したスロープ補償を行い、安定した動作を維持することができる。

（変形例２）
図１４は、本実施形態に係るスイッチングレギュレータ200の構成の一例である。

スイッチングレギュレータ1と比較して、異なる構成は、電流検出回路8及びスロープ補償回路9のみであるため、電流検出回路8及びスロープ補償回路9を置き換えた回路構成のみを、図１４では示している。

図４では、電流検出回路8から検出電圧VSENSEを出力し、且つスロープ補償回路9から出力電圧Vrampを出力し、各々の電圧を加算して、スロープ電圧Vsを生成している。即ち、スイッチングレギュレータ1において、スロープ補償回路の出力と電流検出回路の出力は、電圧加算されている。

しかしながら、本実施形態に係るスイッチングレギュレータにおいて、スロープ補償回路の出力と電流検出回路の出力は、電圧加算されても電流加算されても良い。

従って、図１４に示す様に、電流検出回路8及びスロープ補償回路9の構成に、電圧電流変換回路を加える回路構成とすることで、スイッチングレギュレータ200において、電流加算により、スロープ電圧Vsを生成しても良い。

本実施形態に係るスイッチングレギュレータによれば、スロープ補償回路により、入力電圧、出力電圧、スイッチング素子とインダクタ素子との間に発生する電圧、に基づき生成した出力と、電流検出回路により、インダクタ電流に基づき生成した出力とを加算することにより、スロープ補償量を設定する。即ち、本実施形態に係るスイッチングレギュレータによれば、入力電圧の変動、出力電圧の変動、及び直流重畳特性によるインダクタ値の変動に応じて、スロープ補償量を設定することができるため、安定したスロープ補償を行うことができる。安定したスロープ補償を行うことで、サブハーモニック発振の発生を防止することができる。

以上、本発明の好ましい実施形態について詳述したが、本発明は係る特定の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の実施形態の要旨の範囲内において、種々の変形、変更が可能である。

1、100、200 スイッチングレギュレータ
9 スロープ補償回路
10 スイッチング素子
12 インダクタ素子
16 入力端子
17 出力端子
28 擬似電流検出回路
91 第１の電圧電流変換回路（入力電圧検出回路）
92 第２の電圧電流変換回路（出力電圧検出回路）
93 第３の電圧電流変換回路（インダクタ値補償回路）
94 コンデンサ

特開２００６−３３９５８号公報 特許第４９２８２０２号

Claims (7)

1. 入力電圧を、インダクタ素子及びスイッチング素子を介して、所定の出力電圧に変換するスイッチングレギュレータにおいて、
   前記入力電圧、前記出力電圧、及び前記スイッチング素子に流れる電流に依存する前記インダクタ素子のインダクタ値に基づきスロープ補償量を変化させるスロープ補償回路を有する
   ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. 前記スロープ補償回路は、
   前記入力電圧を第１の電流に変換する第１の電圧電流変換回路と、
   前記出力電圧を第２の電流に変換する第２の電圧電流変換回路と、
   前記スイッチング素子と前記インダクタ素子との間に発生する電圧を第３の電流に変換する第３の電圧電流変換回路と、
   前記第１の電流、前記第２の電流、及び前記第３の電流により、充電又は放電されるコンデンサと、を有する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
3. 前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路を備え、
   前記スロープ補償回路の出力と前記電流検出回路の出力を加算する
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
4. 前記スイッチング素子に流れる電流を検出する擬似電流検出回路を備え、
   前記スロープ補償回路の出力と前記擬似電流検出回路の出力を加算する
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
5. 前記第１の電圧電流変換回路は、第１の電圧電流変換抵抗を含み、
   前記第２の電圧電流変換回路は、第２の電圧電流変換抵抗を含み、
   前記スロープ補償回路は、前記第１の電圧電流変換抵抗及び前記第２の電圧電流変換抵抗をトリミングすることによって前記スロープ補償量を変化させる
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
6. 前記第３の電圧電流変換回路は、第３の電圧電流変換抵抗を含み、
   前記スロープ補償回路は、前記第３の電圧電流変換抵抗をトリミングすることによって前記インダクタ値に基づき前記スロープ補償量を変化させる
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
7. 前記第３の電圧電流変換回路は、ダイオードを含み、
   前記第３の電圧電流変換抵抗と前記ダイオードは、直列に接続されている
   ことを特徴とする請求項６に記載のスイッチングレギュレータ。

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