TW201618454A - 多級放大器 - Google Patents

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Abstract

在實施例中，放大器包括第一級、第二級和第三級，以及回饋網路。所述第一級具有第一通帶，並且被配置成回應第一輸入信號和第二輸入信號生成第一輸出信號，並且所述第二級具有比所述第一通帶的頻率更高的第二通帶，並且被配置成回應第三輸入信號和第四輸入信號生成第二輸出信號。所述第三級具有耦合接收所述第一輸出信號的第一輸入節點、耦合接收所述第二輸出信號的第二輸入節點和輸出節點。並且所述回饋網路耦合在所述第三級的所述第二輸入節點和所述輸出節點之間。例如，其中所述第一級電路、第二級和第三級是各自的運算跨導放大器級，這樣的放大器可以適用於低功率應用。

Description

多級放大器
本發明是有關於多級放大器。
在實施例中，放大器包括第一級、第二級和第三級，以及回饋網路。所述第一級具有第一通帶，並且被配置成回應第一輸入信號和第二輸入信號生成第一輸出信號，並且所述第二級具有比所述第一通帶的頻率更高的第二通帶，並且被配置成回應第三輸入信號和第四輸入信號生成第二輸出信號。所述第三級具有耦合接收所述第一輸出信號的第一輸入節點、耦合接收所述第二輸出信號的第二輸入節點和輸出節點。並且所述回饋網路耦合在所述第三級的所述第二輸入節點和所述輸出節點之間。
例如，其中所述第一級、第二級和第三級是各自的運算跨導放大器級。因為其可以消耗更少的待機功率，並導通和截止要求的功率和時間更少，所以這樣的放大器可適用於低功率應用。此外，這樣的放大器可以提供第一輸出信號和第二輸出信號的分離，使得第一級不影響第二級的操作，反之亦然。例如，這樣的分離可以減少或消除第一級的輸入偏移對第二級影響(reflection)，反之亦然。此外，這樣的分離可以允許獨立於第二級對第一級的輸入偏移進行補償，反之亦然。此外，這樣的分離可以 允許獨立於一個級的信號特徵(例如，頻寬)對第一級和第二級之一的輸入偏移進行補償。
10‧‧‧電源
12‧‧‧誤差放大器電路
14‧‧‧電源控制器
16‧‧‧電晶體
18‧‧‧電晶體
20‧‧‧電感器
22‧‧‧電容器
24‧‧‧輸入節點
26‧‧‧輸出節點
28‧‧‧誤差放大器
30‧‧‧電阻器
32‧‧‧補償網路
34‧‧‧基準產生器
36‧‧‧鋸齒波產生器
38‧‧‧比較器
40‧‧‧開關邏輯
50‧‧‧電源
52‧‧‧誤差放大器電路
54‧‧‧積分器電路
56‧‧‧微分器電路
58‧‧‧組合器電路
59‧‧‧回饋級
60‧‧‧偏移補償電路
62‧‧‧基準DAC
64‧‧‧偏移DAC
65‧‧‧加法器
66‧‧‧輸出節點
68‧‧‧輸出節點
70‧‧‧運算跨導放大器
72‧‧‧運算跨導放大器
74‧‧‧運算跨導放大器
76‧‧‧運算跨導放大器
78‧‧‧電阻器
80‧‧‧電阻器
82‧‧‧電容器
83‧‧‧寄生電容
84‧‧‧電阻器
86‧‧‧電阻器
88‧‧‧偏移補償電阻器
90‧‧‧電容器
92‧‧‧電阻器
94‧‧‧低通濾波器
96‧‧‧低通濾波器
100‧‧‧低通濾波器
102‧‧‧輸入節點
104‧‧‧電阻器
106‧‧‧電容器
108‧‧‧輸出節點
110‧‧‧通帶
112‧‧‧阻帶
114‧‧‧通帶
120‧‧‧運算放大器
130‧‧‧系統
132‧‧‧計算電路
134‧‧‧處理器
136‧‧‧輸入裝置
138‧‧‧輸出裝置
140‧‧‧資料存放裝置
150‧‧‧智慧型電話
152‧‧‧可手持外殼
154‧‧‧顯示器
156‧‧‧控制裝置
158‧‧‧麥克風
160‧‧‧揚聲器
圖1是帶有傳統誤差放大器電路的電源的示圖。
圖2是根據實施例帶有誤差放大器電路的電源的示圖。
圖3是圖2的誤差放大器電路的實施例的示圖。
圖4是圖3的低通濾波電路的實施例的示圖。
圖5是根據實施例圖3的誤差放大器電路的增益對頻率的曲線圖。
圖6是圖2的誤差放大器電路的另一個實施例的示圖。
圖7是根據實施例包含圖2中電源的系統的示圖。
圖8是根據實施例包含圖7的系統或者包含獨立於圖7的系統的圖2中電源的智慧型電話的示圖。
圖1是根據實施例的電源10的示圖；雖然被描述為降壓轉換器，但電源可以是任何其它類型的電源，諸如升壓轉換器或降壓-升壓轉換器，所述電源包括誤差放大器電路，如誤差放大器電路12。
除誤差放大器電路12之外，電源10還包括電源控制器14、高側開關電晶體16和低側開關電晶體18、具有電感L和等效串聯電阻DCR的電感器20、具有電容C和等效串聯電阻ESR的輸出(濾波)電容器22、輸入節點24和輸出節點26。
誤差放大器電路12(其也可以被稱為“補償電路”)包括 高增益差分誤差放大器28、分壓電阻器30和具有圖1所示值的元件的補償網路32，所述高增益差分誤差放大器28諸如運算放大器，其被設置在電源控制器14上。分壓電阻器30的值 R D 理想是這樣的，即當輸出電壓V O 具有調節的值時，回饋電壓；如果電源10被設計成使得V O 的調節的值等於V REF ，則可以忽略分壓電阻器30。補償網路32在有關頻帶中給予誤差放大器電路12至少三個極點和至少兩個零點，使得在該頻帶內，誤差放大器電路具有由較低增益的頻帶分開的較低頻率通帶和較高頻率通帶；因此，誤差放大器電路12是III型誤差放大器電路。較低頻率通帶允許電源10穩定地回應V O 中相對緩慢的變化，諸如在電源負載(圖1中未示出)中或在輸入電壓V IN (例如，由於提供V IN 的放電電池)中相對緩慢的變化所引起的變化，同時在較低增益的頻帶內濾除雜訊；並且較高頻率通帶允許所述電源對在V O 中相對快速的，即瞬態變化作出回應，諸如由負載插入瞬態或由負載釋放瞬態所引起的變化。
除誤差放大器28之外，電源控制器14包括用於生成V REF 的帶隙-基準產生器34、鋸齒波產生器36、比較器38和開關邏輯40。
在電源的穩態操作期間，誤差放大器電路12和比較器38形成調節由電源10生成的輸出電壓V O 的反饋回路的一部分，使得理想地。
在電源10操作期間，電源控制器14控制電晶體16和電晶體18的占空比以理想地調節V O 為，如下麵所述。
誤差放大器28生成具有理想地保持V FB =V REF 的值的輸出電壓COMP，其中誤差放大器可回應V FB 中的變化改變COMP的速率取決於補償網路32給予誤差放大器電路12的頻率響應。
比較器38將COMP與由鋸齒波產生器36生成的鋸齒電壓波SAWTOOTH相比較；SAWTOOTH的週期和頻率分別是電源10的開關週期和開關頻率。
當SAWTOOTH的幅值小於COMP的幅值時，比較器38在其輸出節點上生成高信號位準，回應該高信號位準，開關邏輯40導通高側電晶體16並截止低側電晶體18。
相反地，當SAWTOOTH的幅值大於COMP的幅值時，比較器38在其輸出節點上生成低信號位準，回應該低信號位準，開關邏輯40截止高側電晶體16並導通低側電晶體18。高側電晶體16導通的每開關週期對開關週期自身時間比率是電源10的前述占空比。
當高側電晶體16導通且低側電晶體18截止時，線性增大電流IL從輸入節點24經過電晶體16、經過電感器20流到輸出節點26。IL的一部分IC流入電容器22中，並且導致VO增加，並且IL的一部分ILOAD為耦合到輸出節點26的負載(圖1未示出)供電。
相反地，當高側電晶體16截止且低側電晶體導通時，線性減小電流IL從地經過電晶體18、經過電感器20流入輸出節點26。IL的一部分IC流入電容器22中，並且導致VO增加，並且IL的一部分ILOAD為耦合到輸出節點26的負載(圖1未示出)供電。然而，當IL變得比ILOAD低時，IC反轉方向；即，電容器22將線性增大差分電流IC=ILOAD-IL提供給負載。當電 容器22將IC提供給負載時，VO降低。
在VO中週期性增加和減少的峰到峰幅度，其有時被稱為“輸出紋波電壓”，相對較小，例如，對於1.3伏(V)電源大約幾毫伏(mV)。因此，的理想值實際上是在輸出節點26上的電壓的平均值或直流分量。
如果事件，例如，由於電池放電(如果VIN由電池提供)或負載瞬態，VIN中的變化導致VO中的變化，則電源10用於將VO移回到其調節的值，按上述，其理想的是。
例如，如果VO增加到高於其調節的值，理想的是，則電源10用於將VO減小到。如果VO增加，則VFB增加，並且誤差放大器電路12使COMP減小。COMP的減小降低了電源占空比，使得高側電晶體16的導通時間減少，因此減小了電感器20提供給輸出節點26的平均電流ILavg。ILavg的減小導致VO減小到其理想的調節的值。
相反地，如果VO減小到低於其調節的值，理想的是，則電源10理想地將VO增回到。如果VO減小，則VFB減小，並且誤差放大器電路12使COMP增加。COMP的增加增加了電源占空比，使得高側電晶體16的導通時間增加，因此增加了電感器20提供給輸出節點26的平均電流ILavg。ILavg中的增加導致VO增回到其理想的 調節的值。
可設想電源10的另選實施例。例如，被描述為遠離電源控制器14的電源10的任何元件可設置在控制器上，並且被描述為在控制器上的任何元件可以遠離控制器設置。此外，電源控制器14可以是設置在一個或更多積體電路晶片上的積體電路。而且，誤差放大器電路12可以不是III型誤差放大器電路。此外，雖然電源10被描述為具有單功率相，但是電源可以具有多個相，每個相都包括各自的電感器20、誤差放大器電路12、基準產生器34和鋸齒波產生器36、比較器38、開關邏輯40，以及電晶體16和電晶體18；或者，多相可以共用公共誤差放大器電路。此外，電源10可以以封裝的電源模組的形式，其中所述電源的一些或所有元件都設置在模組封裝內。
仍參考圖1，對於許多應用，諸如電池供電的應用(例如，智慧型電話和平板電腦)，優選，在待機或睡眠模式，由電源10汲取的待機電流接近或者在最低水準，從而節省電力並延長電池壽命。此外，對於此類應用，一般優選，在輕負載、正常負載和重負載條件下，電源10汲取相對低的電流，並且因此消耗相對小的功率。
但即使在例如300KHz-1MHz的相對高的開關頻率，誤差放大器電路12的電容C1-電容C3和電阻R1-電阻R3的大小可導致大的R-C建立時間，其可導致誤差放大器電路的待機模式恢復時間超過為此類應用所規定的上電時間。此外，為了在指定的頻寬具有規定的穩定裕度(margin)，並且為了具有規定的輸入偏移和線性度，在輕負載、正常負載和重負載條 件中的至少一個下，誤差放大器電路12可汲取太多的電流而不適用於此類低功率應用。
圖2是根據實施例的電源50的示圖，其包括適用於如結合圖1的上述低功率應用的誤差放大器電路52。除誤差放大器52以外，電源50可以類似於圖1的電源10。
圖3是根據實施例的誤差放大器電路52和具有值RD的電阻器30的示圖。在輕負載、正常負載和重負載條件下，誤差放大器電路52汲取足夠低的待機電流和足夠低的工作電流以適用於許多低功率應用，諸如上面結合圖1描述的那些。
如圖3所示，誤差放大器電路52包括第一級、第二級、第三級、回饋級59、微分器偏移補償級，所述第一級包括積分器電路54，所述第二級包括微分器電路56，所述第三級包括組合器電路(有時稱為緩衝器電路)58，所述回饋級59耦合在組合器電路58的輸入節點和輸出節點之間，所述微分器偏移補償級包括偏移補償電路60、基準產生器62、積分器偏移補償信號產生器64和加法器65。積分器電路54為第一差分信號提供較低頻率通帶，微分器電路56為第二差分信號提供較高頻率信號通路，並且組合器電路58合併來自所述積分器電路和所述微分器電路的信號，使得所述積分器電路和所述微分器電路的輸出節點66和68分別彼此電氣絕緣。這樣的電氣絕緣防止積分器電路54和微分器電路56之一的輸入偏移被反映到其它積分器電路和微分器電路的輸入。此外，微分器偏移補償電路60降低或消除微分器電路56的任何非零輸入偏移電壓。
積分器電路54、微分器電路56、緩衝器電路58和微分器偏 移補償電路60每個都包括各自的運算跨導放大器70、運算跨導放大器72、運算跨導放大器74和運算跨導放大器76。因為運算跨導放大器通常比標準運算放大器消耗較低待機電流和工作電流，所以誤差放大器電路52可以比圖1的誤差放大器12更適用於低功率應用。
除運算跨導放大器70以外，積分器電路54具有包括具有電阻值R1的電阻器78的輸入網路，和包括具有電阻值RINT的電阻器80、具有電容值CINT的電容器82、具有值CP的寄生電容83以及跨導放大器70的輸出阻抗的輸出集成網路，所述輸出阻抗由具有電阻值RoutINT的電阻器84表示。此外，跨導放大器70具有被配置成接收參考電壓vREF的非反相輸入節點、被配置成接收回饋電壓VFB的反相輸入節點和被配置成承載電壓INT的輸出節點66，跨導放大器70通過驅動輸出電流經過電阻器80和電容器82的串聯組合生成所述電壓INT。
除了運算跨導放大器72之外，微分器電路56具有包括具有電容值CDIFF的電容器84和具有電阻值RDIFF的電阻器86以及偏移補償電阻器88的輸入微分網路。此外，跨導放大器72具有耦合到電容器84和電阻器86的結合點的非反相輸入節點、耦合到偏移補償電阻器88的反相輸入節點以及被配置成承載電壓DIFF的輸出節點68，跨導放大器72通過驅動輸出電流經過回饋網路59生成所述電壓DIFF。
組合器電路58的運算跨導放大器74具有被配置成從積分器電路54接收電壓INT的非反相輸入節點、被配置成從微分器電路56接收電壓DIFF的反相輸入節點和被配置成承載電壓COMP(參見圖2)的輸出節點，跨導放大器74通過驅動電流流入輸出節點而生成所述電壓COMP。
回饋網路59耦合在跨導放大器74的反相輸入節點和輸出節點之間，並且包括與具有電阻值RGDIFF的電阻器92病理的具有電容值CP2DIFF的電容器90。
並且除全微分運算跨導放大器76之外，微分器偏移補償電路60具有輸入低通濾波器94和輸入低通濾波器96，其中輸入節點分別耦合到電阻器92的節點，非反相輸入節點耦合到低通濾波器94的輸出節點，反相輸入節點耦合到低通濾波器96的輸出節點，反相輸出節點耦合到跨導放大器72的非反相輸入節點，並且非反相輸出節點耦合到跨導放大器72的反相輸入節點。
仍參考圖3，基準產生器62可以包括生成參考電壓VREF_IN的可程式設計數位類比轉換器(DAC)，並且偏移產生器64可以包括生成積分器偏移補償電壓VOFFSET_COMP的可程式設計DAC。DAC 64的解析度可以大於DAC 62的解析度，並且DAC 62的輸出電壓範圍可以大於DAC 64的輸出電壓範圍。
這裡，加法器65通過求和合併VREF_IN和VOFFSET_COMP以生成參考電壓VREF。
在實施例中，誤差放大器52的傳遞函數由下面的等式給出：
其中，gmINT是跨導放大器70的增益，並且gmDIFF是跨導放大器72的增益。
在實施例中，在較高頻率，電阻器80的值RINT可以受寄生電容83影響。因此，在這樣的較高頻率，電阻器80的有效值RINT_effective可由下麵的等式給出：
為了解決該影響，人們可以RINT_effective替代傳遞函數中的RINT。
此外，在實施例中，R outINT C INT ≫R INT C INT >R DIFF C DIFF >R GDIFF C P2DIFF
此外，在實施例中，組合器電路58約具有單位增益和大於的開路頻寬，其是如下結合圖5描述的極點頻率FP3。
圖4是根據實施例的低通濾波器100的示圖，其可適用於圖3的低通濾波器94和低通濾波器96中的每一個。濾波器100是一階低通濾波器，其包括輸入節點102、電阻器104、電容器106和輸出節點108；設計人員可以根據應用選擇電阻器和電容器的值。但任何合適的低通濾波器可以用作圖3的低通濾波器94和低通濾波器96，並且濾波器94通常與濾波器96具有相同的拓撲結構和元件值，儘管濾波器94和濾波器96可以有不同的拓撲結構或元件值。
圖5是根據實施例的圖3中誤差放大器電路52的增益頻率響應的波特圖。
誤差放大器電路52的較低頻率通帶110從約0Hz到約極點頻率延伸，並且主要取決於積分器電路54(ROUTINT是跨導放大器70的輸出電阻84的值)。通帶110的增益近似維持在約 G0=gmINT.RoutINT的值，其中gmINT是跨導放大器70的開路跨導。在實施例中，FP1具有在約2Hz-600Hz的範圍內的值，並且Go具有在約55dB-70dB範圍內的值。通帶110允許電源50回應VO中相對緩慢的變化，所述在VO中相對緩慢的變化由例如VIN的變化(例如，提供VIN的電池放電)或由電源50供電的負載的變化導致。
在約極點頻率FP1和約零頻率之間，從約G0到約G1=gmINT．RINT的誤差放大器電路52的增益約每10個單位20分貝的下降主要取決於在FP1處積分器電路54的極點。在實施例中，FZ1具有在約1KHz-20KHz的範圍內的值，並且G1具有在約6dB-30dB範圍內的值。
中頻阻帶112從約零頻FZ1到約有效零頻延伸，所述零頻FZ1主要取決於積分器電路54，所述有效零頻不代表真正的零，但其是“交叉點”或“交叉頻率”，這裡微分器電路56開始影響誤差放大器級52的增益，。在實施例中，FZ2_effective具有在約100KHz或更高範圍內的值，並且是比極點頻率較低的頻率，其主要取決於積分器電路54-注意極點FP2_INT不影響波特圖的實線部分，因為在高於有效零頻FZ2_effective的頻率處，有關的信號路徑(並且由波特圖的實線部分表示)是通過微分器電路56的路徑。此外，阻帶112的近似增益G1是近似平坦的，並且主要取決於積分器電路54。阻帶112濾除中頻雜訊，否則該中頻雜訊可導致電壓COMP的不期望的變化，並且因此可導致VO的不期望的變化。
在約有效極點頻率FZ2_effective和約極點頻率之間，從約G1到約G2=gmDIFF*RGDIFF的誤差放大器電路52的增益約每10個單位20分貝的上升主要取決於在頻率FZ2_ffectivc，處微分器電路54的有效零，其 中gmDiFF是跨導放大器72的開路跨導；導致增益上升的微分器電路56的實際零的頻率小於FZ2_effective的頻率。在實施例中，微分器電路56的實際零導致FZ2_effective是0Hz，FP2具有在約220KHz-8MHz的範圍內的值，並且G2具有在約18dB-40dB範圍內的值。
誤差放大器電路52的較高頻率通帶114從約極點頻率FP2到約極點頻率延伸，所述極點頻率FP2主要取決於微分器電路56，所述極點頻率主要取決於回饋電路59。通帶114的增益近似維持在約G2的值，並且在實施例中，FP3具有在約3MHz到10MHz的範圍內的值。通帶114允許電源50回應在VO中相對快速的變化，所述在VO中相對快速的變化由例如負載插入瞬態或負載釋放瞬態導致。
並且從約極點頻率FP3，根據微分器電路56的其它高頻寄生極點且根據組合器電路58的開路增益頻寬積，誤差放大器電路52的增益從約G2以約每10個單位20分貝或更多的速度下降。
參考圖3和圖5，可設想誤差放大器電路52的替換實施例。例如，增益、極點頻率和零頻率比上述的那些值可以具有不同範圍的值，並且增益分佈可以具有與結合圖5所描述的形狀不同的形狀。
參考圖3-圖5，根據實施例描述了誤差放大器電路52的操作。如上所述，並且如下面更詳細的描述，誤差放大器電路52包括基於gm的積分器電路54和基於gm的微分器電路56，並且還包括基於gm的組合器電路58，其使用在組合器電路的回饋路徑中的電阻器RGDIFF而不是使用例如求和結合點，有效地將積分器輸出電壓INT和微分器輸出電壓DIFF一起求和。這種“平行”求和形成通過積分器電路54的緩慢且準確的較低頻率路 徑，並且形成通過微分器電路56的快速但不太準確的較高頻率路徑，其中這些較低頻率路徑和較高頻率路徑是彼此獨立的。該路徑無關性允許包括偏移補償電路60的緩慢的偏移校準迴路補償微分器電路56的輸入偏移電壓，而對微分器電路的較高頻率響應的影響小或無影響，並且因此對誤差放大器電路52的較高頻率響應的影響小或無影響。該路徑無關性還允許積分器電路54和微分器電路56具有獨立的設計。例如，積分器可以被設計成具有低輸入偏移電壓、高水準線性度和高水準準確性，並且微分器可以被設計成具有對負載瞬態的快速反應的高速度。積分器電路54和微分器電路56的設計約束的獨立分裂(splitting)允許誤差放大器電路52以相對簡單和較低功率設計具有相對低輸入偏移電壓、相對高水準線性度和相對高速度。
初始，在電源50的校準模式期間，確定且補償了積分器電路54的輸入偏移電壓；電源控制器14可以實施該校準，例如，除了在電源負載(在圖3-5中未示出)被啟動之前，無論何時電源被啟動。首先，電源控制器14設置參考DAC 62以在已程式設計的或以其他方式規定的值處生成VREF_IN，並且設置偏移補償DAC 64以生成VOFFSET_COMP的中間範圍值(例如，0V)，所述VOFFSET_COMP的中間範圍值大約在偏移補償DAC的最大和最小輸出電壓中間。其次，控制器14將VO與相比較，其中控制器用例如包括校準分壓器的類比電路生成，所述校準分壓器近似具有值R1和RD或來自查閱資料表的電阻器。如果在規定的公差內，則電源控制器14退出校準模式。但如果在規定的公差內，則電源控制器14使DAC 64調整VOFFSET_COMP直到在指定的公差內。回應在指定的公差內VO等於，電源控制器14退出校準模式。
因為微分器電路56的輸入節點不具有到VO的DC路徑，所以沒有以上述用於積分器電路54的方式補償微分器電路的輸入偏移電壓。相反，微分器電路56的輸入偏移電壓被補償，如下面進一步的描述。
其次，耦合到電源50的負載(在圖3-5中未示出)被啟動。該啟動可以響應來自電源控制器14的“電源就緒信號”(在圖3-5中未示出)。
然後，積分器電路54和微分器電路56用於維持VO在其調節的值。
積分器電路54生成電壓INT，以便理想地維持VREF=VFB。例如，如果VO從其調節的值減小，因此導致VFB減小到低於VREF，並且如果該減小持續時間足夠長，使得減小的頻率在較低頻率通帶110內，則跨導放大器70提供電流到電阻器80和電容器82。該電流增加電壓INT，INT的增加導致組合器電路58增加電壓COMP，並且COMP的增加傾向於以結合圖1的上述方式將VO增回到其調節的值。相反地，如果VO從其調節的值增加，因此導致VFB增加到高於VREF，並且如果該增加持續時間足夠長，使得增加的頻率在較低頻率通帶110內，則跨導放大器70吸納來自電阻器80和電容器82的電流。該電流減小電壓INT，INT的減小導致組合器電路58減少電壓COMP，並且COMP的減小傾向於以結合圖1的上述方式將VO減小到其調節的值。
類似地，微分器電路56生成電壓DIFF，以便理想地維持跨其輸入節點的電壓在0V。例如，如果VO從其調節的值減小，並且如果該減小足夠短，使得減小的頻率在較高頻率通帶114內，則該減小導致電流從 地流過電阻器86和電容器84，並且該電流導致從跨導放大器72的非反相輸入節點到反相輸入節點的電壓變為負的。回應該負輸入電壓，跨導放大器72通過回饋電路50的電容器90和電阻器92的並聯組合吸納電流，因此導致從跨導放大器74的非反相輸入節點到反相輸入節點的差分輸入電壓的增加。回應其差分輸入電壓的增加，跨導放大器74提供增加COMP的輸出電流，因此，其傾向於以結合圖1的上述方式將VO增回到其調節的值。相反地，如果VO從其調節的值增加，並且如果該增加足夠短，使得該增加的頻率在較高頻率通帶114內，則該增加導致電流流經電容器84和電阻器86到地，並且該電流導致從跨導放大器72的非反相輸入節點到反相輸入節點的差分電壓變為正的。回應該正差分輸入電壓，跨導放大器72通過回饋電路59的電容器90和電阻器92的並聯組合提供電流，因此導致從跨導放大器74的非反相輸入節點到反相輸入節點的差分輸入電壓減小。回應其差分輸入電壓中的減小，跨導放大器74吸納減小COMP的輸出電流，因此，其傾向於以結合圖1的上述方式將VO減回到其調節的值。
因為跨導放大器74將電壓信號INT和DIFF彼此電氣絕緣，所以跨導放大器72的輸入偏移電壓即使未經補償，也不會影響到跨導放大器70的輸入。此外，將誤差放大器電路52的較高頻率路徑和較低頻率路徑分開允許這些路徑之一的特性(例如，增益、通帶)的調節，而對這些路徑的其它特性的影響小或無影響。此外，如下面所討論的，經過回饋電路59(電容器90和電阻器92)耦合來自微分器電路56的輸出電流允許偏移補償電路60補償跨導放大器72的輸入偏移電壓，而對誤差放大器電路52的較高頻率路徑的特性的影響小或無影響。
偏移補償電路60用於維持微分器放大器72的有效輸入偏移電壓在理想的0V。偏移補償電路60經低通濾波器94和低通濾波器96接收跨回饋電路59的電壓，並且跨跨導放大器72的輸入節點生成差分補償電壓，以便維持跨回饋電路59的較低頻率電壓(例如，DC電壓)在理想的0V。當跨回饋電路59的較低頻率電壓是在理想的0V時，由跨導放大器72生成的電流也是理想的0安培(A)，因此表明跨導放大器72的有效輸入偏移電壓是理想的0V。例如，如果由跨導放大器72經過回饋電路59的電阻器92提供的較低頻率電流增加，並且如果該增加持續的時間足夠長，使得增加的頻率在低通濾波器94和低通濾波器96的通帶內，則偏移補償電路60從跨導放大器72的非反相輸入節點到反相輸入節點生成負電壓，其趨於將由跨導放大器72提供的電流的大小向0A降低或降低到0A。相反地，如果由跨導放大器72經過電阻器92吸納的較低頻率電流增加，並且如果該增加持續的時間足夠長，使得增加的頻率在低通濾波器94和低通濾波器96的通帶內，則偏移補償電路60從跨導放大器72的非反相輸入節點到反相輸入節點生成正電壓，其趨於將由跨導放大器72吸納的電流的大小向0A降低或降低到0A。
仍參考圖3-5，可設想誤差放大器52的操作的可替換實施例。例如，電源控制器14可以與上述方式不同的方式補償跨導放大器70和跨導放大器72的輸入偏移電壓。例如，不是包括兩個DAC 62和DAC 64，而是電源控制器14可也用於補償跨導放大器70的任何非零輸入偏移的方式，包括用於生成電壓VREF的單個DAC。
圖6是圖2的誤差放大器電路52的另一個實施例的示圖。 圖6的實施例可以是拓撲和操作上類似於圖3的實施例，例外的是圖3中運算跨導放大器74被圖6實施例中運算放大器120取代。
圖7是根據實施例的電腦系統130的實施例的方塊圖，其包括圖2中電源50。雖然系統130被描述為電腦系統，但其可以是電源50的實施例適用的任何系統。
系統130包括計算電路132，除了圖2中電源50，其還包括由在至少一個輸入裝置136、至少一個輸出裝置138、和至少一個資料存放裝置140的電源供電的處理器134(如，微處理器或微控制器)(即，處理器是電源的負載)。
除了處理資料，處理器134還可程式設計或其它方式控制電源50。例如，電源控制器14的一個或更多功能可由處理器134執行。
輸入裝置(如，鍵盤、滑鼠)136允許提供資料、程式設計、和命令給計算電路132。
輸出裝置(如，顯示器、印表機、揚聲器)138允許計算電路132以人類操作員可察覺的形式提供資料。
且資料存放裝置(如快閃記憶體驅動器、硬碟驅動器、RAM、光碟驅動器)140允許例如程式和資料的存儲。
還參考圖7，雖然被描述成為處理器134供電，但電源50可提供功率給系統130的一個或更多其它元件，而非或不僅是處理器。而且，電源50的一個或更多元件(如，電源控制器14)可設置在與系統130的其它元件(如，處理器134)相同的積體電路晶片上。
圖8是根據實施例的智慧型電話150的實施例的方塊圖，其 包含圖2中電源50，且其可包含圖7中電腦系統130。除了電源50，智慧型電話150還包括可手持外殼152、顯示器154、至少一個控制裝置(如，音量、功能表按鈕)156、至少一個麥克風158、和至少一個揚聲器160。而且，智慧型電話150可包括一個或更多其它傳統智慧型電話特徵。
從上面可以理解，雖然這裡為了例示的目的描述了特定實施例，但可不偏離本公開的精神和範圍做出不同修改。而且，在為特定實施例公開替代實施例時，該替代實施例也可應用於其它實施例，即使沒有明確指出。而且，上面描述的元件可設置在單個或多個IC晶片上，以形成一個或更多IC，這些一個或更多IC可耦合到一個或更多其它IC。此外，任何描述的元件或操作可以硬體、軟體、固件、或硬體、軟體和固件中任意兩種或更多種的組合實施/執行。而且，可能為了清晰或其它原因，所述裝置或系統的一個或更多元件被省略。而且，已經包括在本說明書中的所述裝置或系統的一個或更多元件可從裝置或系統中略去。
30‧‧‧電阻器
52‧‧‧誤差放大器電路
54‧‧‧積分器電路
56‧‧‧微分器電路
58‧‧‧組合器電路
59‧‧‧回饋級
60‧‧‧偏移補償電路
62‧‧‧基準產生器
64‧‧‧偏移產生器
65‧‧‧加法器
66‧‧‧輸出節點
68‧‧‧輸出節點
70‧‧‧運算跨導放大器
72‧‧‧運算跨導放大器
74‧‧‧運算跨導放大器
76‧‧‧運算跨導放大器
78‧‧‧電阻器
80‧‧‧電阻器
82‧‧‧電容器
83‧‧‧寄生電容
84‧‧‧電阻器
86‧‧‧電阻器
88‧‧‧偏移補償電阻器
90‧‧‧電容器
92‧‧‧電阻器
94‧‧‧低通濾波器
96‧‧‧低通濾波器

Claims (25)

  1. 一種放大器，其包括：第一級，所述第一級具有第一通帶，並且被配置成回應第一輸入信號和第二輸入信號生成第一輸出信號；第二級，所述第二級具有比所述第一通帶的頻率更高的第二通帶，並且被配置成回應第三輸入信號和第四輸入信號生成第二輸出信號；第三級，所述第三級具有耦合接收所述第一輸出信號的第一輸入節點、耦合接收所述第二輸出信號的第二輸入節點和輸出節點；以及回饋網路，所述回饋網路耦合在所述第三級的所述第二輸入節點和所述輸出節點之間。
  2. 根據請求項1所述的放大器，其中所述第一級、第二級和第三級每個都包括各自的運算跨導放大器級。
  3. 根據請求項1所述的放大器，其中：所述第一級包括積分器級；所述第一輸出信號包括第一輸出電流；所述第二級包括微分器級；所述第二輸出信號包括第二輸出電流；以及所述第三級包括緩衝器級。
  4. 根據請求項1所述的放大器，其中所述第三級被配置成回應所述第一輸出信號和所述第二輸出信號在所述輸出節點上生成誤差信號。
  5. 根據請求項1所述的放大器，其中所述回饋網路包括：電阻器，所述電阻器耦合在所述第三級的所述第二輸入節點和所述輸 出節點之間；以及電容器，所述電容器與所述電阻器並聯耦合。
  6. 根據請求項1所述的放大器，其中所述第一輸入信號和所述第二輸入信號以及所述第三輸入信號和所述第四輸入信號中的一個與調節輸出信號有關。
  7. 根據請求項1所述的放大器，其進一步包括偏移補償級，所述偏移補償級耦合到所述回饋網路和所述第二級，並且被配置成減少所述第二級的信號偏移。
  8. 根據請求項1所述的放大器，其進一步包括偏移補償級，所述偏移補償級耦合到所述回饋網路和所述第二級，並且被配置成減少所述第二級的輸入偏移。
  9. 根據請求項1所述的放大器，其進一步包括偏移補償級，所述偏移補償級耦合到所述回饋網路和所述第二級，並且被配置成減少所述第二級的輸入電壓偏移。
  10. 根據請求項1所述的放大器，其進一步包括：其中所述第二級包括被配置成接收所述第一輸入信號的第一輸入節點和被配置成接收所述第二輸入信號的第二輸入節點；以及全微分偏移補償級，所述全微分偏移補償級具有耦合到所述第三級的所述第一輸入節點的第一輸入節點、耦合到所述第三級的所述輸出節點的第二輸入節點、耦合到所述第二級的所述第一輸入節點的第一輸出節點和耦合到所述第二級的所述第二輸入節點的第二輸出節點。
  11. 一種電源控制器，其包括： 誤差放大器電路，包括：第一級，所述第一級具有第一通帶，並且被配置成回應第一輸入信號和第二輸入信號生成第一中間信號；第二級，所述第二級具有比所述第一通帶的頻率更高的第二通帶，並且被配置成回應第三輸入信號和第四輸入信號生成第二中間信號；第三級，所述第三級具有耦合接收所述第一中間信號的第一輸入節點、被配置成接收所述第二中間信號的第二輸入節點和輸出節點，所述第三級被配置成在所述輸出節點上生成輸出信號；以及回饋網路，所述回饋網路耦合在所述第三級的所述第二輸入節點和所述輸出節點之間。
  12. 根據請求項11所述的電源控制器，其中所述第一級包括積分器級，所述積分器級具有第一運算跨導放大器；所述第二級包括微分器級，所述微分器級具有第二運算跨導放大器；以及所述第三級包括組合器級，所述組合器級具有第三運算跨導放大器。
  13. 根據請求項11所述的電源控制器，其進一步包括偏移補償級，所述偏移補償級耦合到所述回饋網路和所述第二級，並且被配置成減少所述第二級的輸入偏移。
  14. 一種電源，其包括：輸出節點，所述輸出節點被配置成承載調節的輸出信號；相，所述相包括耦合到所述輸出節點的電感器；以及電源控制器，所述電源控制器耦合到所述電感器，並且包括： 誤差放大器電路，包括：第一級，所述第一級具有第一通帶，並且被配置成回應參考信號和所述調節的輸出信號生成第一中間信號；第二級，所述第二級具有比所述第一通帶的頻率更高的第二通帶，並且被配置成回應所述調節的輸出信號生成第二中間信號；第三級，所述第三級具有耦合接收所述第一中間信號的第一輸入節點、被配置成接收所述第二中間信號的第二輸入節點和第三級輸出節點，所述第三級被配置成在所述第三級輸出節點上生成誤差信號；以及回饋網路，所述回饋網路耦合在所述第二輸入節點和所述第三級的第三級輸出節點之間。
  15. 根據請求項14所述的電源，其中所述電源控制器進一步包括：比較器，所述比較器具有耦合所述第三級輸出節點的第一節點、具有耦合接收鋸齒波信號的第二節點並具有比較器輸出節點；以及驅動電路，所述驅動電路具有耦合到所述比較器輸出節點的輸入節點，並具有耦合到所述電感器的輸出節點。
  16. 根據請求項14所述的電源，其進一步包括偏移補償級，所述偏移補償級耦合到所述回饋網路和所述第二級，並且被配置成減少所述第二級的輸入電壓偏移。
  17. 一種系統，其包括：負載；以及電源，包括：輸出節點，所述輸出節點耦合到所述負載； 相，所述相包括耦合到所述輸出節點的電感器；以及電源控制器，所述電源控制器耦合到所述電感器，並且包括：誤差放大器電路，包括：第一級，所述第一級具有第一通帶，並且被配置成回應參考信號和所述調節的輸出信號生成第一中間信號；第二級，所述第二級具有比所述第一通帶的頻率更高的第二通帶，並且被配置成回應所述調節的輸出信號生成第二中間信號；第三級，所述第三級具有耦合接收所述第一中間信號的第一輸入節點、被配置成接收所述第二中間信號的第二輸入節點和第三級輸出節點，所述第三級被配置成在所述第三級輸出節點上生成誤差信號；以及回饋網路，所述回饋網路耦合在所述第二輸入節點和所述第三級的第三級輸出節點之間。
  18. 根據請求項17所述的系統，其中所述負載包括積體電路。
  19. 根據請求項17所述的系統，其中所述電源控制器和所述負載設置在同一積體電路晶片上。
  20. 根據請求項17所述的系統，其中所述電源控制器和所述負載設置在各自的積體電路晶片上。
  21. 一種方法，其包括：低通濾波在參考信號和第一輸入信號之間的差值以在第一放大器級的第一輸入節點上生成第一輸出電壓，所述第一輸入信號與調節的信號相關；高通濾波第二輸入信號以通過耦合在所述第一放大器級的第二輸入節點和輸出節點之間的網路生成輸出電流，所述第二輸入信號與所述調節的 信號相關；以及用所述第一放大器級合併在所述第一輸入節點上的所述第一輸出電壓和在所述第二輸入節點上的第二輸出電壓。
  22. 根據請求項21所述的方法，其進一步包括：其中高通濾波所述第二輸入信號包括用第二放大器級高通濾波所述第二輸入信號；用所述網路回應所述輸出電流生成網路電壓；以及回應所述網路電壓補償所述第二放大器級的偏移。
  23. 一種放大器，其包括：第一差分放大器級，所述第一差分放大器級具有偏移，並且被配置成生成第一輸出信號；第二差分放大器級，所述第二差分放大器級被配置成回應在所述第一輸出信號和第三輸出信號之間的差值生成第二輸出信號，且回應所述第一輸出信號和第二輸出信號生成第一回饋信號；以及偏移補償級，所述偏移補償級被配置成響應所述第一回饋信號減少所述第一放大器級的所述偏移。
  24. 根據請求項23所述的放大器，其中所述第一差分放大器級包括第一運算跨導放大器級。
  25. 根據請求項23所述的放大器，其進一步包括：第三差分放大器級，所述第三差分放大器級被配置成生成所述第三輸出信號，並且具有第一通帶；以及 其中所述第一差分放大器級具有比所述第一通帶的頻率更高的第二通帶。
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