CN105450024A - 多级放大器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种多级放大器，包括第一级、第二级和第三级，以及反馈网络。所述第一级具有第一通带，并且被构造成响应第一输入信号和第二输入信号生成第一输出信号，并且所述第二级具有比所述第一通带的频率更高的第二通带，并且被构造成响应第三输入信号和第四输入信号生成第二输出信号。所述第三级具有耦合接收所述第一输出信号的第一输入节点、耦合接收所述第二输出信号的第二输入节点和输出节点。并且所述反馈网络耦合在所述第三级的所述第二输入节点和所述输出节点之间。例如，其中所述第一级电路、第二级和第三级是各自的运算跨导放大器级，这样的放大器可以适用于低功率应用。

Description

多级放大器

优先权要求

本申请要求2014年9月19日提交的共同悬而未决的美国临时专利申请NO.62/052,565的优先权，其全部内容并入在此以供参考。

技术领域

本发明涉及电学领域，特别是涉及一种多级放大器。

发明内容

本发明提供了一种放大器，包括第一级、第二级和第三级，以及反馈网络。所述第一级具有第一通带，并且被构造成响应第一输入信号和第二输入信号生成第一输出信号，并且所述第二级具有比所述第一通带的频率更高的第二通带，并且被构造成响应第三输入信号和第四输入信号生成第二输出信号。所述第三级具有耦合接收所述第一输出信号的第一输入节点、耦合接收所述第二输出信号的第二输入节点和输出节点。并且所述反馈网络耦合在所述第三级的所述第二输入节点和所述输出节点之间。

例如，其中所述第一级、第二级和第三级是各自的运算跨导放大器级。因为其可以消耗更少的待机功率，并导通和截止要求的功率和时间更少，所以这样的放大器可适用于低功率应用。此外，这样的放大器可以提供第一输出信号和第二输出信号的分离，使得第一级不影响第二级的操作，反之亦然。例如，这样的分离可以减少或消除第一级的输入偏移对第二级影响(reflection)，反之亦然。此外，这样的分离可以允许独立于第二级对第一级的输入偏移进行补偿，反之亦然。此外，这样的分离可以允许独立于一个级的信号特征(例如，带宽)对第一级和第二级之一的输入偏移进行补偿。

附图说明

图1是带有传统误差放大器电路的电源的示意图。

图2是根据实施例带有误差放大器电路的电源的示意图。

图3是图2的误差放大器电路的实施例的示意图。

图4是图3的低通滤波电路的实施例的示意图。

图5是根据实施例图3的误差放大器电路的增益对频率的曲线图。

图6是图2的误差放大器电路的另一个实施例的示意图。

图7是根据实施例包含图2中电源的系统的示意图。

图8是根据实施例包含图7的系统或者包含独立于图7的系统的图2中电源的智能电话的示意图。

具体实施方式

图1是根据实施例的电源10的示意图；虽然被描述为降压转换器，但电源可以是任何其它类型的电源，诸如升压转换器或降压-升压转换器，所述电源包括误差放大器电路，如误差放大器电路12。

除误差放大器电路12之外，电源10还包括电源控制器14、高侧开关晶体管16和低侧开关晶体管18、具有电感L和等效串联电阻DCR的电感器20、具有电容C和等效串联电阻ESR的输出(滤波)电容器22、输入节点24和输出节点26。

误差放大器电路12(其也可以被称为“补偿电路”)包括高增益差分误差放大器28、分压电阻器30和具有图1所示值的元件的补偿网络32，所述高增益差分误差放大器28诸如运算放大器，其被设置在电源控制器14上。分压电阻器30的值R_D理想是这样的，即当输出电压V_O具有调节的值时，反馈电压如果电源10被设计成使得V_O的调节的值等于V_REF，则可以忽略分压电阻器30。补偿网络32在有关频带中给予误差放大器电路12至少三个极点和至少两个零点，使得在该频带内，误差放大器电路具有由较低增益的频带分开的较低频率通带和较高频率通带；因此，误差放大器电路12是III型误差放大器电路。较低频率通带允许电源10稳定地响应V_O中相对缓慢的变化，诸如在电源负载(图1中未示出)中或在输入电压V_IN(例如，由于提供V_IN的放电电池)中相对缓慢的变化所引起的变化，同时在较低增益的频带内滤除噪声；并且较高频率通带允许所述电源对在V_O中相对快速的，即瞬态变化作出响应，诸如由负载插入瞬态或由负载释放瞬态所引起的变化。

除误差放大器28之外，电源控制器14包括用于生成V_REF的带隙-基准发生器34、锯齿波发生器36、比较器38和开关逻辑40。

在电源的稳态操作期间，误差放大器电路12和比较器38形成调节由电源10生成的输出电压V_O的反馈回路的一部分，使得理想地

在电源10操作期间，电源控制器14控制晶体管16和晶体管18的占空比以理想地调节V_O为如下面所述。

误差放大器28生成具有理想地保持V_FB＝V_REF的值的输出电压COMP，其中误差放大器可响应V_FB中的变化改变COMP的速率取决于补偿网络32给予误差放大器电路12的频率响应。

比较器38将COMP与由锯齿波发生器36生成的锯齿电压波SAWTOOTH相比较；SAWTOOTH的周期和频率分别是电源10的开关周期和开关频率。

当SAWTOOTH的幅值小于COMP的幅值时，比较器38在其输出节点上生成高信号电平，响应该高信号电平，开关逻辑40导通高侧晶体管16并截止低侧晶体管18。

相反地，当SAWTOOTH的幅值大于COMP的幅值时，比较器38在其输出节点上生成低信号电平，响应该低信号电平，开关逻辑40截止高侧晶体管16并导通低侧晶体管18。高侧晶体管16导通的每开关周期对开关周期自身时间比率是电源10的前述占空比。

当高侧晶体管16导通且低侧晶体管18截止时，线性增大电流I_L从输入节点24经过晶体管16、经过电感器20流到输出节点26。I_L的一部分I_C流入电容器22中，并且导致V_O增加，并且I_L的一部分I_LOAD为耦合到输出节点26的负载(图1未示出)供电。

相反地，当高侧晶体管16截止且低侧晶体管导通时，线性减小电流I_L从地经过晶体管18、经过电感器20流入输出节点26。I_L的一部分I_C流入电容器22中，并且导致V_O增加，并且I_L的一部分I_LOAD为耦合到输出节点26的负载(图1未示出)供电。然而，当I_L变得比I_LOAD低时，I_C反转方向；即，电容器22将线性增大差分电流I_C＝I_LOAD-I_L提供给负载。当电容器22将I_C提供给负载时，V_O降低。

在V_O中周期性增加和减少的峰到峰幅度，其有时被称为“输出纹波电压”，相对较小，例如，对于1.3伏(V)电源大约几毫伏(mV)。因此，的理想值实际上是在输出节点26上的电压的平均值或直流分量。

如果事件，例如，由于电池放电(如果V_IN由电池提供)或负载瞬态，V_IN中的变化导致V_O中的变化，则电源10用于将V_O移回到其调节的值，按上述，其理想的是 $\frac{R_D+R_1}{R_D}\·V_{\mathrm{REF}}.$

例如，如果V_O增加到高于其调节的值，理想的是则电源10用于将V_O减小到如果V_O增加，则V_FB增加，并且误差放大器电路12使COMP减小。COMP的减小降低了电源占空比，使得高侧晶体管16的导通时间减少，因此减小了电感器20提供给输出节点26的平均电流I_Lavg。I_Lavg的减小导致V_O减小到其理想的调节的值

相反地，如果V_O减小到低于其调节的值，理想的是则电源10理想地将V_O增回到如果V_O减小，则V_FB减小，并且误差放大器电路12使COMP增加。COMP的增加增加了电源占空比，使得高侧晶体管16的导通时间增加，因此增加了电感器20提供给输出节点26的平均电流I_Lavg。I_Lavg中的增加导致V_O增回到其理想的调节的值

可设想电源10的另选实施例。例如，被描述为远离电源控制器14的电源10的任何元件可设置在控制器上，并且被描述为在控制器上的任何元件可以远离控制器设置。此外，电源控制器14可以是设置在一个或更多集成电路芯片上的集成电路。而且，误差放大器电路12可以不是III型误差放大器电路。此外，虽然电源10被描述为具有单功率相，但是电源可以具有多个相，每个相都包括各自的电感器20、误差放大器电路12、基准发生器34和锯齿波发生器36、比较器38、开关逻辑40，以及晶体管16和晶体管18；或者，多相可以共享公共误差放大器电路。此外，电源10可以以封装的电源模块的形式，其中所述电源的一些或所有元件都设置在模块封装内。

仍参考图1，对于许多应用，诸如电池供电的应用(例如，智能电话和平板计算机)，优选，在待机或睡眠模式，由电源10汲取的待机电流接近或者在最低水平，从而节省电力并延长电池寿命。此外，对于此类应用，一般优选，在轻负载、正常负载和重负载条件下，电源10汲取相对低的电流，并且因此消耗相对小的功率。

但即使在例如300KHz–1MHz的相对高的开关频率，误差放大器电路12的电容C₁-电容C₃和电阻R₁-电阻R₃的大小可导致大的R-C建立时间，其可导致误差放大器电路的待机模式恢复时间超过为此类应用所规定的上电时间。此外，为了在指定的带宽具有规定的稳定裕度(margin)，并且为了具有规定的输入偏移和线性度，在轻负载、正常负载和重负载条件中的至少一个下，误差放大器电路12可汲取太多的电流而不适用于此类低功率应用。

图2是根据实施例的电源50的示意图，其包括适用于如结合图1的上述低功率应用的误差放大器电路52。除误差放大器52以外，电源50可以类似于图1的电源10。

图3是根据实施例的误差放大器电路52和具有值R_D的电阻器30的示意图。在轻负载、正常负载和重负载条件下，误差放大器电路52汲取足够低的待机电流和足够低的工作电流以适用于许多低功率应用，诸如上面结合图1描述的那些。

如图3所示，误差放大器电路52包括第一级、第二级、第三级、反馈级59、微分器偏移补偿级，所述第一级包括积分器电路54，所述第二级包括微分器电路56，所述第三级包括组合器电路(有时称为缓冲器电路)58，所述反馈级59耦合在组合器电路58的输入节点和输出节点之间，所述微分器偏移补偿级包括偏移补偿电路60、基准发生器62、积分器偏移补偿信号发生器64和加法器65。积分器电路54为第一差分信号提供较低频率通带，微分器电路56为第二差分信号提供较高频率信号通路，并且组合器电路58合并来自所述积分器电路和所述微分器电路的信号，使得所述积分器电路和所述微分器电路的输出节点66和68分别彼此电气绝缘。这样的电气绝缘防止积分器电路54和微分器电路56之一的输入偏移被反映到其它积分器电路和微分器电路的输入。此外，微分器偏移补偿电路60降低或消除微分器电路56的任何非零输入偏移电压。

积分器电路54、微分器电路56、缓冲器电路58和微分器偏移补偿电路60每个都包括各自的运算跨导放大器70、运算跨导放大器72、运算跨导放大器74和运算跨导放大器76。因为运算跨导放大器通常比标准运算放大器消耗较低待机电流和工作电流，所以误差放大器电路52可以比图1的误差放大器12更适用于低功率应用。

除运算跨导放大器70以外，积分器电路54具有包括具有电阻值R₁的电阻器78的输入网络，和包括具有电阻值R_INT的电阻器80、具有电容值C_INT的电容器82、具有值C_P的寄生电容83以及跨导放大器70的输出阻抗的输出集成网络，所述输出阻抗由具有电阻值R_outINT的电阻器84表示。此外，跨导放大器70具有被构造成接收参考电压v_REF的非反相输入节点、被构造成接收反馈电压V_FB的反相输入节点和被构造成承载电压INT的输出节点66，跨导放大器70通过驱动输出电流经过电阻器80和电容器82的串联组合生成所述电压INT。

除了运算跨导放大器72之外，微分器电路56具有包括具有电容值C_DIFF的电容器84和具有电阻值R_DIFF的电阻器86以及偏移补偿电阻器88的输入微分网络。此外，跨导放大器72具有耦合到电容器84和电阻器86的结合点的非反相输入节点、耦合到偏移补偿电阻器88的反相输入节点以及被构造成承载电压DIFF的输出节点68，跨导放大器72通过驱动输出电流经过反馈网络59生成所述电压DIFF。

组合器电路58的运算跨导放大器74具有被构造成从积分器电路54接收电压INT的非反相输入节点、被构造成从微分器电路56接收电压DIFF的反相输入节点和被构造成承载电压COMP(参见图2)的输出节点，跨导放大器74通过驱动电流流入输出节点而生成所述电压COMP。

反馈网络59耦合在跨导放大器74的反相输入节点和输出节点之间，并且包括与具有电阻值R_GDIFF的电阻器92病理的具有电容值C_P2DIFF的电容器90。

并且除全微分运算跨导放大器76之外，微分器偏移补偿电路60具有输入低通滤波器94和输入低通滤波器96，其中输入节点分别耦合到电阻器92的节点，非反相输入节点耦合到低通滤波器94的输出节点，反相输入节点耦合到低通滤波器96的输出节点，反相输出节点耦合到跨导放大器72的非反相输入节点，并且非反相输出节点耦合到跨导放大器72的反相输入节点。

仍参考图3，基准发生器62可以包括生成参考电压V_{REF_IN}的可编程数字模拟转换器(DAC)，并且偏移发生器64可以包括生成积分器偏移补偿电压V_{OFFSET_COMP}的可编程DAC。DAC64的分辨率可以大于DAC62的分辨率，并且DAC62的输出电压范围可以大于DAC64的输出电压范围。

这里，加法器65通过求和合并V_{REF_IN}和V_{OFFSET_COMP}以生成参考电压V_REF。

在实施例中，误差放大器52的传递函数由下面的等式给出：

$\frac{\mathrm{COMP}}{V_O}=\frac{{\mathrm{\βgm}}_{\mathrm{INT}}{R}_{\mathrm{outINT}}(1+s{R}_{\mathrm{INT}}{C}_{\mathrm{INT}})(1+s{R}_{\mathrm{DIFF}}{C}_{\mathrm{DIFF}}(1+\frac{{\mathrm{gm}}_{\mathrm{DIFF}}{R}_{\mathrm{GDIFF}}}{\mathrm{\β}{\mathrm{gm}}_{\mathrm{INT}}{R}_{\mathrm{INT}}}))}{\left[(1+s{R}_{\mathrm{outIINT}}{C}_{\mathrm{INT}})(1+s{R}_{\mathrm{DIFF}}{C}_{\mathrm{DIFF}})(1+s{R}_{\mathrm{GDIFF}}{C}_{P2\mathrm{DIFF}})\right]}$

其中g_mINT是跨导放大器70的增益，并且g_mDIFF是跨导放大器72的增益。

在实施例中，在较高频率，电阻器80的值R_INT可以受寄生电容83影响。因此，在这样的较高频率，电阻器80的有效值R_{INT_effective}可由下面的等式给出：

$R_{\mathrm{INT}\_\mathrm{effective}}=\frac{R_{\mathrm{INT}}}{1+s{R}_{\mathrm{INT}}{C}_P}.$

为了解决该影响，人们可以R_{INT_effective}替代传递函数中的R_INT。

此外，在实施例中，R_outINTC_INT＞＞R_INTC_INT＞R_DIFFC_DIFF＞R_GDIFFC_P2DIFF。

此外，在实施例中，组合器电路58约具有单位增益和大于的开环带宽，其是如下结合图5描述的极点频率F_P3。

图4是根据实施例的低通滤波器100的示意图，其可适用于图3的低通滤波器94和低通滤波器96中的每一个。滤波器100是一阶低通滤波器，其包括输入节点102、电阻器104、电容器106和输出节点108；设计人员可以根据应用选择电阻器和电容器的值。但任何合适的低通滤波器可以用作图3的低通滤波器94和低通滤波器96，并且滤波器94通常与滤波器96具有相同的拓扑结构和元件值，尽管滤波器94和滤波器96可以有不同的拓扑结构或元件值。

图5是根据实施例的图3中误差放大器电路52的增益频率响应的波特图。

误差放大器电路52的较低频率通带110从约0Hz到约极点频率延伸，并且主要取决于积分器电路54(R_OUTINT是跨导放大器70的输出电阻84的值)。通带110的增益近似维持在约G₀＝g_mINT·R_outINT的值，其中g_mINT是跨导放大器70的开环跨导。在实施例中，F_P1具有在约2Hz-600Hz的范围内的值，并且Go具有在约55dB-70dB范围内的值。通带110允许电源50响应V_O中相对缓慢的变化，所述在V_O中相对缓慢的变化由例如V_IN的变化(例如，提供V_IN的电池放电)或由电源50供电的负载的变化导致。

在约极点频率F_P1和约零频率之间，从约G₀到约G₁＝g_mINT·R_INT的误差放大器电路52的增益约每10个单位20分贝的下降主要取决于在F_P1处积分器电路54的极点。在实施例中，F_Z1具有在约1KHz-20KHz的范围内的值，并且G₁具有在约6dB-30dB范围内的值。

中频阻带112从约零频F_Z1到约有效零频延伸，所述零频F_Z1主要取决于积分器电路54，所述有效零频不代表真正的零，但其是“交叉点”或“交叉频率”，这里微分器电路56开始影响误差放大器级52的增益，。在实施例中，F_{Z2_effective}具有在约100KHz或更高范围内的值，并且是比极点频率较低的频率，其主要取决于积分器电路54—注意极点F_{P2_INT}不影响波特图的实线部分，因为在高于有效零频F_{Z2_effective}的频率处，有关的信号路径(并且由波特图的实线部分表示)是通过微分器电路56的路径。此外，阻带112的近似增益G₁是近似平坦的，并且主要取决于积分器电路54。阻带112滤除中频噪声，否则该中频噪声可导致电压COMP的不期望的变化，并且因此可导致V_O的不期望的变化。

在约有效极点频率F_{Z2_effective}和约极点频率之间，从约G₁到约G₂＝g_mDIFF＊R_GDIFF的误差放大器电路52的增益约每10个单位20分贝的上升主要取决于在频率F_{Z2_ffective},处微分器电路54的有效零，其中g_mDiFF是跨导放大器72的开环跨导；导致增益上升的微分器电路56的实际零的频率小于F_{Z2_effective}的频率。在实施例中，微分器电路56的实际零导致F_{Z2_effective}是0Hz，F_P2具有在约220KHz-8MHz的范围内的值，并且G₂具有在约18dB-40dB范围内的值。

误差放大器电路52的较高频率通带114从约极点频率F_P2到约极点频率延伸，所述极点频率F_P2主要取决于微分器电路56，所述极点频率主要取决于反馈电路59。通带114的增益近似维持在约G₂的值，并且在实施例中，F_P3具有在约3MHz到10MHz的范围内的值。通带114允许电源50响应在V_O中相对快速的变化，所述在V_O中相对快速的变化由例如负载插入瞬态或负载释放瞬态导致。

并且从约极点频率F_P3，根据微分器电路56的其它高频寄生极点且根据组合器电路58的开环增益带宽积，误差放大器电路52的增益从约G2以约每10个单位20分贝或更多的速度下降。

参考图3和图5，可设想误差放大器电路52的替换实施例。例如，增益、极点频率和零频率比上述的那些值可以具有不同范围的值，并且增益分布可以具有与结合图5所描述的形状不同的形状。

参考图3-图5，根据实施例描述了误差放大器电路52的操作。如上所述，并且如下面更详细的描述，误差放大器电路52包括基于g_m的积分器电路54和基于g_m的微分器电路56，并且还包括基于g_m的组合器电路58，其使用在组合器电路的反馈路径中的电阻器R_GDIFF而不是使用例如求和结合点，有效地将积分器输出电压INT和微分器输出电压DIFF一起求和。这种“平行”求和形成通过积分器电路54的缓慢且准确的较低频率路径，并且形成通过微分器电路56的快速但不太准确的较高频率路径，其中这些较低频率路径和较高频率路径是彼此独立的。该路径无关性允许包括偏移补偿电路60的缓慢的偏移校准环路补偿微分器电路56的输入偏移电压，而对微分器电路的较高频率响应的影响小或无影响，并且因此对误差放大器电路52的较高频率响应的影响小或无影响。该路径无关性还允许积分器电路54和微分器电路56具有独立的设计。例如，积分器可以被设计成具有低输入偏移电压、高水平线性度和高水平准确性，并且微分器可以被设计成具有对负载瞬态的快速反应的高速度。积分器电路54和微分器电路56的设计约束的独立分裂(splitting)允许误差放大器电路52以相对简单和较低功率设计具有相对低输入偏移电压、相对高水平线性度和相对高速度。

初始，在电源50的校准模式期间，确定且补偿了积分器电路54的输入偏移电压；电源控制器14可以实施该校准，例如，除了在电源负载(在图3-5中未示出)被激活之前，无论何时电源被激活。首先，电源控制器14设置参考DAC62以在已编程的或以其他方式规定的值处生成V_{REF_IN}，并且设置偏移补偿DAC64以生成V_{OFFSET_COMP}的中间范围值(例如，0V)，所述V_{OFFSET_COMP}的中间范围值大约在偏移补偿DAC的最大和最小输出电压中间。其次，控制器14将V_O与相比较，其中控制器用例如包括校准分压器的模拟电路生成所述校准分压器近似具有值R₁和R_D或来自查找表的电阻器。如果在规定的公差内则电源控制器14退出校准模式。但如果在规定的公差内则电源控制器14使DAC64调整V_{OFFSET_COMP}直到在指定的公差内响应在指定的公差内V_O等于电源控制器14退出校准模式。

因为微分器电路56的输入节点不具有到V_O的DC路径，所以没有以上述用于积分器电路54的方式补偿微分器电路的输入偏移电压。相反，微分器电路56的输入偏移电压被补偿，如下面进一步的描述。

其次，耦合到电源50的负载(在图3-5中未示出)被激活。该激活可以响应来自电源控制器14的“电源就绪信号”(在图3-5中未示出)。

然后，积分器电路54和微分器电路56用于维持VO在其调节的值。

积分器电路54生成电压INT，以便理想地维持V_REF＝V_FB。例如，如果V_O从其调节的值减小，因此导致V_FB减小到低于V_REF，并且如果该减小持续时间足够长，使得减小的频率在较低频率通带110内，则跨导放大器70提供电流到电阻器80和电容器82。该电流增加电压INT，INT的增加导致组合器电路58增加电压COMP，并且COMP的增加倾向于以结合图1的上述方式将V_O增回到其调节的值。相反地，如果V_O从其调节的值增加，因此导致V_FB增加到高于V_REF，并且如果该增加持续时间足够长，使得增加的频率在较低频率通带110内，则跨导放大器70吸纳来自电阻器80和电容器82的电流。该电流减小电压INT，INT的减小导致组合器电路58减少电压COMP，并且COMP的减小倾向于以结合图1的上述方式将V_O减小到其调节的值。

类似地，微分器电路56生成电压DIFF，以便理想地维持跨其输入节点的电压在0V。例如，如果V_O从其调节的值减小，并且如果该减小足够短，使得减小的频率在较高频率通带114内，则该减小导致电流从地流过电阻器86和电容器84，并且该电流导致从跨导放大器72的非反相输入节点到反相输入节点的电压变为负的。响应该负输入电压，跨导放大器72通过反馈电路50的电容器90和电阻器92的并联组合吸纳电流，因此导致从跨导放大器74的非反相输入节点到反相输入节点的差分输入电压的增加。响应其差分输入电压的增加，跨导放大器74提供增加COMP的输出电流，因此，其倾向于以结合图1的上述方式将V_O增回到其调节的值。相反地，如果V_O从其调节的值增加，并且如果该增加足够短，使得该增加的频率在较高频率通带114内，则该增加导致电流流经电容器84和电阻器86到地，并且该电流导致从跨导放大器72的非反相输入节点到反相输入节点的差分电压变为正的。响应该正差分输入电压，跨导放大器72通过反馈电路59的电容器90和电阻器92的并联组合提供电流，因此导致从跨导放大器74的非反相输入节点到反相输入节点的差分输入电压减小。响应其差分输入电压中的减小，跨导放大器74吸纳减小COMP的输出电流，因此，其倾向于以结合图1的上述方式将V_O减回到其调节的值。

因为跨导放大器74将电压信号INT和DIFF彼此电气绝缘，所以跨导放大器72的输入偏移电压即使未经补偿，也不会影响到跨导放大器70的输入。此外，将误差放大器电路52的较高频率路径和较低频率路径分开允许这些路径之一的特性(例如，增益、通带)的调节，而对这些路径的其它特性的影响小或无影响。此外，如下面所讨论的，经过反馈电路59(电容器90和电阻器92)耦合来自微分器电路56的输出电流允许偏移补偿电路60补偿跨导放大器72的输入偏移电压，而对误差放大器电路52的较高频率路径的特性的影响小或无影响。

偏移补偿电路60用于维持微分器放大器72的有效输入偏移电压在理想的0V。偏移补偿电路60经低通滤波器94和低通滤波器96接收跨反馈电路59的电压，并且跨跨导放大器72的输入节点生成差分补偿电压，以便维持跨反馈电路59的较低频率电压(例如，DC电压)在理想的0V。当跨反馈电路59的较低频率电压是在理想的0V时，由跨导放大器72生成的电流也是理想的0安培(A)，因此表明跨导放大器72的有效输入偏移电压是理想的0V。例如，如果由跨导放大器72经过反馈电路59的电阻器92提供的较低频率电流增加，并且如果该增加持续的时间足够长，使得增加的频率在低通滤波器94和低通滤波器96的通带内，则偏移补偿电路60从跨导放大器72的非反相输入节点到反相输入节点生成负电压，其趋于将由跨导放大器72提供的电流的大小向0A降低或降低到0A。相反地，如果由跨导放大器72经过电阻器92吸纳的较低频率电流增加，并且如果该增加持续的时间足够长，使得增加的频率在低通滤波器94和低通滤波器96的通带内，则偏移补偿电路60从跨导放大器72的非反相输入节点到反相输入节点生成正电压，其趋于将由跨导放大器72吸纳的电流的大小向0A降低或降低到0A。

仍参考图3-5，可设想误差放大器52的操作的可替换实施例。例如，电源控制器14可以与上述方式不同的方式补偿跨导放大器70和跨导放大器72的输入偏移电压。例如，不是包括两个DAC62和DAC64，而是电源控制器14可也用于补偿跨导放大器70的任何非零输入偏移的方式，包括用于生成电压V_REF的单个DAC。

图6是图2的误差放大器电路52的另一个实施例的示意图。图6的实施例可以是拓扑和操作上类似于图3的实施例，例外的是图3中运算跨导放大器74被图6实施例中运算放大器120取代。

图7是根据实施例的计算机系统130的实施例的方框图，其包括图2中电源50。虽然系统130被描述为计算机系统，但其可以是电源50的实施例适用的任何系统。

系统130包括计算电路132，除了图2中电源50，其还包括由在至少一个输入设备136、至少一个输出设备138、和至少一个数据存储设备140的电源供电的处理器134(如，微处理器或微控制器)(即，处理器是电源的负载)。

除了处理数据，处理器134还可编程或其它方式控制电源50。例如，电源控制器14的一个或更多功能可由处理器134执行。

输入设备(如，键盘、鼠标)136允许提供数据、编程、和命令给计算电路132。

输出设备(如，显示器、打印机、扬声器)138允许计算电路132以人类操作员可察觉的形式提供数据。

且数据存储设备(如闪存驱动器、硬盘驱动器、RAM、光盘驱动器)140允许例如程序和数据的存储。

还参考图7，虽然被描述成为处理器134供电，但电源50可提供功率给系统130的一个或更多其它元件，而非或不仅是处理器。而且，电源50的一个或更多元件(如，电源控制器14)可设置在与系统130的其它元件(如，处理器134)相同的集成电路芯片上。

图8是根据实施例的智能电话150的实施例的方框图，其包含图2中电源50，且其可包含图7中计算机系统130。除了电源50，智能电话150还包括可手持外壳152、显示器154、至少一个控制装置(如，音量、菜单按钮)156、至少一个麦克风158、和至少一个扬声器160。而且，智能电话150可包括一个或更多其它传统智能电话特征。

从上面可以理解，虽然这里为了示例的目的描述了特定实施例，但可不偏离本公开的精神和范围做出不同修改。而且，在为特定实施例公开替代实施例时，该替代实施例也可应用于其它实施例，即使没有明确指出。而且，上面描述的元件可设置在单个或多个IC芯片上，以形成一个或更多IC，这些一个或更多IC可耦合到一个或更多其它IC。此外，任何描述的元件或操作可以硬件、软件、固件、或硬件、软件和固件中任意两种或更多种的组合实施/执行。而且，可能为了清晰或其它原因，所述装置或系统的一个或更多元件被省略。而且，已经包括在本说明书中的所述装置或系统的一个或更多元件可从装置或系统中略去。

Claims (25)

1.一种放大器，其特征在于，包括：

第一级，所述第一级具有第一通带，并且被构造成响应第一输入信号和第二输入信号生成第一输出信号；

第二级，所述第二级具有比所述第一通带的频率更高的第二通带，并且被构造成响应第三输入信号和第四输入信号生成第二输出信号；

第三级，所述第三级具有耦合接收所述第一输出信号的第一输入节点、耦合接收所述第二输出信号的第二输入节点和输出节点；以及

反馈网络，所述反馈网络耦合在所述第三级的所述第二输入节点和所述输出节点之间。

2.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述第一级、第二级和第三级每个都包括各自的运算跨导放大器级。

3.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于：

所述第一级包括积分器级；

所述第一输出信号包括第一输出电流；

所述第二级包括微分器级；

所述第二输出信号包括第二输出电流；以及

所述第三级包括缓冲器级。

4.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述第三级被构造成响应所述第一输出信号和所述第二输出信号在所述输出节点上生成误差信号。

5.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述反馈网络包括：

电阻器，所述电阻器耦合在所述第三级的所述第二输入节点和所述输出节点之间；以及

电容器，所述电容器与所述电阻器并联耦合。

6.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述第一输入信号和所述第二输入信号以及所述第三输入信号和所述第四输入信号中的一个与调节输出信号有关。

7.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，进一步包括偏移补偿级，所述偏移补偿级耦合到所述反馈网络和所述第二级，并且被构造成减少所述第二级的信号偏移。

8.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，进一步包括偏移补偿级，所述偏移补偿级耦合到所述反馈网络和所述第二级，并且被构造成减少所述第二级的输入偏移。

9.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，进一步包括偏移补偿级，所述偏移补偿级耦合到所述反馈网络和所述第二级，并且被构造成减少所述第二级的输入电压偏移。

10.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，进一步包括：

其中所述第二级包括被构造成接收所述第一输入信号的第一输入节点和被构造成接收所述第二输入信号的第二输入节点；以及

全微分偏移补偿级，所述全微分偏移补偿级具有耦合到所述第三级的所述第一输入节点的第一输入节点、耦合到所述第三级的所述输出节点的第二输入节点、耦合到所述第二级的所述第一输入节点的第一输出节点和耦合到所述第二级的所述第二输入节点的第二输出节点。

11.一种电源控制器，其特征在于，包括：

误差放大器电路，包括：

第一级，所述第一级具有第一通带，并且被构造成响应第一输入信号和第二输入信号生成第一中间信号；

第二级，所述第二级具有比所述第一通带的频率更高的第二通带，并且被构造成响应第三输入信号和第四输入信号生成第二中间信号；

第三级，所述第三级具有耦合接收所述第一中间信号的第一输入节点、被构造成接收所述第二中间信号的第二输入节点和输出节点，所述第三级被构造成在所述输出节点上生成输出信号；以及

反馈网络，所述反馈网络耦合在所述第三级的所述第二输入节点和所述输出节点之间。

12.根据权利要求11所述的电源控制器，其特征在于，

所述第一级包括积分器级，所述积分器级具有第一运算跨导放大器；

所述第二级包括微分器级，所述微分器级具有第二运算跨导放大器；以及

所述第三级包括组合器级，所述组合器级具有第三运算跨导放大器。

13.根据权利要求11所述的电源控制器，其特征在于，进一步包括偏移补偿级，所述偏移补偿级耦合到所述反馈网络和所述第二级，并且被构造成减少所述第二级的输入偏移。

14.一种电源，其特征在于，包括：

输出节点，所述输出节点被构造成承载调节的输出信号；

相，所述相包括耦合到所述输出节点的电感器；以及

电源控制器，所述电源控制器耦合到所述电感器，并且包括：

误差放大器电路，包括：

第一级，所述第一级具有第一通带，并且被构造成响应参考信号和所述调节的输出信号生成第一中间信号；

第二级，所述第二级具有比所述第一通带的频率更高的第二通带，并且被构造成响应所述调节的输出信号生成第二中间信号；

第三级，所述第三级具有耦合接收所述第一中间信号的第一输入节点、被构造成接收所述第二中间信号的第二输入节点和第三级输出节点，所述第三级被构造成在所述第三级输出节点上生成误差信号；以及

反馈网络，所述反馈网络耦合在所述第二输入节点和所述第三级的第三级输出节点之间。

15.根据权利要求14所述的电源，其特征在于，所述电源控制器进一步包括：

比较器，所述比较器具有耦合所述第三级输出节点的第一节点、具有耦合接收锯齿波信号的第二节点并具有比较器输出节点；以及

驱动电路，所述驱动电路具有耦合到所述比较器输出节点的输入节点，并具有耦合到所述电感器的输出节点。

16.根据权利要求14所述的电源，其特征在于，进一步包括偏移补偿级，所述偏移补偿级耦合到所述反馈网络和所述第二级，并且被构造成减少所述第二级的输入电压偏移。

17.一种系统，其特征在于，包括：

负载；以及

电源，包括：

输出节点，所述输出节点耦合到所述负载；

相，所述相包括耦合到所述输出节点的电感器；以及

电源控制器，所述电源控制器耦合到所述电感器，并且包括：

误差放大器电路，包括：

第一级，所述第一级具有第一通带，并且被构造成响应参考信号和所述调节的输出信号生成第一中间信号；

第二级，所述第二级具有比所述第一通带的频率更高的第二通带，并且被构造成响应所述调节的输出信号生成第二中间信号；

第三级，所述第三级具有耦合接收所述第一中间信号的第一输入节点、被构造成接收所述第二中间信号的第二输入节点和第三级输出节点，所述第三级被构造成在所述第三级输出节点上生成误差信号；以及

反馈网络，所述反馈网络耦合在所述第二输入节点和所述第三级的第三级输出节点之间。

18.根据权利要求17所述的系统，其特征在于，所述负载包括集成电路。

19.根据权利要求17所述的系统，其特征在于，所述电源控制器和所述负载设置在同一集成电路芯片上。

20.根据权利要求17所述的系统，其特征在于所述，电源控制器和所述负载设置在各自的集成电路芯片上。

21.一种方法，其特征在于，包括：

低通滤波在参考信号和第一输入信号之间的差值以在第一放大器级的第一输入节点上生成第一输出电压，所述第一输入信号与调节的信号相关；

高通滤波第二输入信号以通过耦合在所述第一放大器级的第二输入节点和输出节点之间的网络生成输出电流，所述第二输入信号与所述调节的信号相关；以及

用所述第一放大器级合并在所述第一输入节点上的所述第一输出电压和在所述第二输入节点上的第二输出电压。

22.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，进一步包括：

其中高通滤波所述第二输入信号包括用第二放大器级高通滤波所述第二输入信号；

用所述网络响应所述输出电流生成网络电压；以及

响应所述网络电压补偿所述第二放大器级的偏移。

23.一种放大器，其特征在于，包括：

第一差分放大器级，所述第一差分放大器级具有偏移，并且被构造成生成第一输出信号；

第二差分放大器级，所述第二差分放大器级被构造成响应在所述第一输出信号和第三输出信号之间的差值生成第二输出信号，且响应所述第一输出信号和第二输出信号生成第一反馈信号；以及

偏移补偿级，所述偏移补偿级被构造成响应所述第一反馈信号减少所述第一放大器级的所述偏移。

24.根据权利要求23所述的放大器，其特征在于，所述第一差分放大器级包括第一运算跨导放大器级。

25.根据权利要求23所述的放大器，其特征在于，进一步包括：

第三差分放大器级，所述第三差分放大器级被构造成生成所述第三输出信号，并且具有第一通带；以及

其中所述第一差分放大器级具有比所述第一通带的频率更高的第二通带。