DE112018007757T5

DE112018007757T5 - Schaltnetzteil, integrierte halbleiterschaltungseinrichtung und differentialeingangsschaltung

Info

Publication number: DE112018007757T5
Application number: DE112018007757.8T
Authority: DE
Inventors: Masashi Nagasato; Seiji Takenaka; Tetsuo Tateishi
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2018-06-22
Filing date: 2018-12-18
Publication date: 2021-03-11
Also published as: US11664775B2; US20220247371A1; JP2022095857A; JPWO2019244374A1; JP7307229B2; US20230261625A1; US20210257978A1; US11405008B2; JP2023134535A; WO2019244374A1; JP7058326B2

Abstract

Ein Schaltnetzteil 100 weist auf: eine Schaltausgangsschaltung 110, die einen Induktionsstrom IL durch Einschalten und Ausschalten eines oberen Schalters 111 und eines unteren Schalters 112 treibt und aus einer Eingangsspannung PVDD eine Ausgangsspannung VOUT erzeugt; eine untere Stromerfassungseinheit 210, die den Induktionsstrom IL, der während einer EIN-Periode des unteren Schalters 112 durch den unteren Schalter 112 fließt, erfasst und eine Rückkopplungsinformation linfo des unteren Stroms erfasst; einen Fehlerverstärker 140, der Spannungsrückkopplungsinformation Vinfo, einschließlich Information über einen Fehler zwischen der Ausgangsspannung VOUT (Rückkopplungsspannung FB) und einer Referenzspannung REF, ausgibt; einen Informationssynthesizer 220, der Synthese-Rückkopplungsinformation Vlinfo durch Synthetisieren von linfo mit Vinfo erzeugt; und einen Informationshalter 230, der Vinfo während der EIN-Periode des unteren Schalters 112 abtastet.

Description

Technisches Gebiet
Die hier beschriebene Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil, und betrifft auch integrierte Halbleiterschaltungseinrichtungen, die als ein Hauptsteueragent in Schaltnetzteilen verwendet werden, sowie Differentialeingangsschaltungen.
Hintergrund
Schaltnetzteile (sogenannte DC-DC-Wandler) werden häufig als Stromversorgungsmittel in einer Vielzahl von Anwendungen verwendet, um aus einer Eingangsspannung eine gewünschte Ausgangsspannung zu erzeugen.
Einige Beispiele, die das eben Erwähnte betreffen, finden sich in den nachstehend genannten Patentdokumenten 1 und 2.
Andererseits werden Differentialeingangsschaltungen häufig als Eingangsstufe in Fehlerverstärkern und Komparatoren verwendet.
Ein Beispiel, das das eben Erwähnte betrifft, findet sich im Patentdokument 3, das nachstehend aufgeführt ist.
Zitierliste
Patent-Literatur

Patentdokument 1: Veröffentlichung der japanischen ungeprüften Patentanmeldung Nr. 2016-067109
Patentdokument 2: Veröffentlichung der japanischen ungeprüften Patentanmeldung Nr. 2017-107551
Patentdokument 3: Veröffentlichung der japanischen ungeprüften Patentanmeldung Nr. 2011-72102

Zusammenfassung der Erfindung
Technisches Problem
In bekannten Schaltnetzteilen eines Strommodus-Steuertyps stellt das Erfassen von Informationen über einen Strom, der durch eine Induktivität fließt, basierend auf dem Durchlasswiderstand oder ähnlichem eines Schaltelements nur dann Stromrückkopplungsinformationen, das heißt Strom-Feedback-Informationen, wenn das Schaltelement eingeschaltet ist. Dies erfordert, dass die Stromrückkopplungsinformation mit einer Abtast-und-Halte-Schaltung während der Zeit, in der das Schaltelement ausgeschaltet ist, beibehalten wird. Unglücklicherweise erzeugt die Abtast-und-Halte-Schaltung eine Verzögerung relativ zu der Spannungsrückkopplungsinformation, und die zeitliche Diskrepanz zwischen der Spannungsrückkopplungsinformation und der Stromrückkopplungsinformation beeinträchtigt die Leistung des Schaltnetzteils.
Wenn bei bekannten Schaltnetzteilen ein Rückkopplungsanschluss zum Empfangen einer Rückkopplungseingabe einer Ausgangsspannung offen wird, steigt die Ausgangsspannung abnormal an und zerstört im schlimmsten Fall die Last.
Auf der anderen Seite lassen bekannte Differentialeingangsschaltungen Raum für weitere Verbesserungen für größere Eingangsdynamikbereiche oder zu einer Kickback-Vermeidung.
Angesichts der Probleme, auf die die gegenwärtigen Erfinder gestoßen sind, besteht ein Zweck der hier offenbarten Erfindung darin, ein Schaltnetzteil, das eine verbesserte Leistung bietet, indem eine zeitliche Diskrepanz zwischen Spannungsrückkopplungsinformationen und Stromrückkopplungsinformationen durch Abtasten-und-Halten nach der Addition von Spannungsrückkopplungsinformationen und Stromrückkopplungsinformationen beseitigt wird, bereitzustellen.
In Anbetracht der Probleme, auf die die gegenwärtigen Erfinder gestoßen sind, besteht ein weiterer Zweck der hier offenbarten Erfindung darin, ein Schaltnetzteil, das die Ausgangsspannung sicher absenken kann, wenn ein Rückkopplungsanschluss offen wird, bereitzustellen.
Angesichts der Probleme, auf die die gegenwärtigen Erfinder gestoßen sind, besteht ein weiterer Zweck der hier offenbarten Erfindung darin, eine Differentialeingangsschaltung, mit der ein größerer Eingangsdynamikbereich oder eine Kickback-Vermeidung erreicht wird, bereitzustellen.
Lösung des Problems
Gemäß einem Aspekt dessen, was hier offenbart wird, enthält ein Schaltnetzteil eine Schaltausgangsschaltung, die durch Einschalten und Ausschalten von High-Side-Schaltern und Low-Side-Schaltern einen Induktionsstrom treibt, um aus einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung zu erzeugen, einen Low-Side-Stromsensor, der den Induktionsstrom, der während der Ein-Periode des Low-Side-Schalters durch den Low-Side-Schalter fließt, erfasst, um Rückkopplungsinformationen des Low-Side-Stroms zu erfassen, einen Fehlerverstärker, der Spannungsrückkopplungsinformation, einschließlich Fehlerinformation, die durch Vergleichen der Ausgangsspannung oder einer Rückkopplungsspannung, die der Ausgangsspannung entspricht, mit einer Referenzspannung als deren Ziel erhalten wird, ausgibt, einen Informationssynthesizer, der die Spannungsrückkopplungsinformation mit der Low-Side-Stromrückkopplungsinformation kombiniert, um synthetisierte Rückkopplungsinformation zu erzeugen, und einen Informationshalter, der die synthetisierte Rückkopplungsinformation während der Ein-Periode des Low-Side-Schalters abtastet.
Gemäß einem Aspekt dessen, was hier offenbart wird, wird eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung, die als ein Hauptsteueragent in einem Schaltnetzteil, das aus einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung erzeugt, dient, durch Zusammenfügen eines Rückkopplungsanschlusses zum Empfangen einer Rückkopplungseingabe der Ausgangsspannung, einer Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung, die eine Rückkopplungsspannung, die einer Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss entspricht, erzeugt, einen Ausgangsrückkopplungscontroller, der den Betrieb des Schaltnetzteils so steuert, dass die Rückkopplungsspannung gleich einer vorbestimmten Referenzspannung bleibt, und eine Offen-Schutzeinrichtung, die die Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss so variiert, dass der Ein-Betrieb des Schaltnetzteils gesenkt wird, wenn der Rückkopplungsanschluss offen wird, aufgebaut.
Gemäß einem anderen Aspekt dessen, was hier offenbart wird, wird eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung, die als ein Hauptsteueragent in einem Schaltnetzteil, das aus einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung erzeugt, dient, durch Zusammenfügen eines Rückkopplungsanschlusses zum Empfangen einer Rückkopplungseingabe der Ausgangsspannung, eines Ausgangsrückkopplungscontrollers, der den Betrieb des Schaltnetzteils so steuert, das eine Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss gleich einer vorbestimmten Referenzspannung bleibt, und einer Offen-Schutzeinrichtung, die die Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss so variiert, dass der Ein-Betrieb des Schaltnetzteils verringert wird, wenn der Rückkopplungsanschluss offen wird, aufgebaut.
Gemäß einem Aspekt dessen, was hier offenbart wird, enthält eine Differentialeingangsschaltung eine erste Differentialeingangsstufe, die ein Differentialeingangssignal mit einem Paar von P-Kanal-Transistoren empfängt, eine zweite Differentialeingangsstufe, die das Differentialeingangssignal mit einem Paar N-Kanal-Transistoren empfängt, und einen Eingangsstufenschalter, der selektiv eine der ersten und zweiten Differentialeingangsstufen in Betrieb setzt.
Nach einem anderen Aspekt dessen, was hier offenbart wird, enthält eine Differentialeingangsschaltung: eine Differentialeingangsstufe, die einen ersten Differentialeingangsanschluss zum Empfangen eines ersten Differentialeingangssignals von einer ersten Signalquelle und einem zweiten Differentialeingangsanschluss zum Empfangen eines zweiten Differentialeingangssignals von einer zweiten Signalquelle, die eine niedrigere Impedanz als die erste Signalquelle aufweist, enthält; und einen Signalpfadschalter, der während des Hochfahrens der Differentialeingangsstufe den ersten Differentialeingangsanschluss von der ersten Signalquelle getrennt hält und mit dem zweiten Differentialeingangsanschluss kurzgeschlossen hält und nach dem Hochfahren der Differentialeingangsstufe den ersten Differentialeingangsanschluss von dem zweiten Differentialeingangsanschluss getrennt hält und mit der ersten Signalquelle verbunden hält.
Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
Gemäß der hier offenbarten Erfindung ist es möglich, ein Schaltnetzteil, das eine verbesserte Leistung bietet, indem eine zeitliche Diskrepanz zwischen Spannungsrückkopplungsinformationen und Stromrückkopplungsinformationen durch Abtasten-und-Halten nach der Addition von Spannungsrückkopplungsinformationen und Stromrückkopplungsinformationen beseitigt wird, bereitstellt.
Mit einem hier offenbarten Schaltnetzteil ist es möglich, die Ausgangsspannung sicher abzusenken, wenn ein Rückkopplungsanschluss offen wird.
Mit einer hier offenbarten Differentialeingangsschaltung ist es möglich, einen größeren Eingangsdynamikbereich oder eine Kickback-Vermeidung zu erreichen.
Figurenliste

1 ist ein Diagramm, das eine Grundkonfiguration eines Schaltnetzteils zeigt;
2 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt;
3 ist ein Diagramm, das die Bedingungen zum Vermeiden subharmonischer Schwingungen zeigt;
4 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt;
5 ist ein Diagramm, das den Betrieb zum Erzeugen eines Rampensignals zeigt;
6 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer dritten Ausführungsform zeigt;
7 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer vierten Ausführungsform zeigt;
8 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer fünften Ausführungsform zeigt;
9 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer sechsten Ausführungsform zeigt;
10 ist ein Diagramm, das den Betrieb zum Erfassen eines Induktionsstroms zeigt;
11 ist ein Diagramm, das eine Funktion des Verlängerns einer Ein-Periode zeigt;
12 ist ein Diagramm, das das Verhalten beim Öffnen eines Rückkopplungsanschluss zeigt;
13 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer siebten Ausführungsform zeigt;
14 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer achten Ausführungsform zeigt;
15 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer neunten Ausführungsform zeigt;
16 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer zehnten Ausführungsform zeigt;
17 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer elften Ausführungsform zeigt;
18 ist ein Diagramm, das eine Korrelation von INP und INN versus gm in der elften Ausführungsform zeigt;
19 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer zwölften Ausführungsform zeigt;
20 ist ein Diagramm, das eine Korrelation von INP und INN gegenüber gm in der zwölften Ausführungsform zeigt;
21 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer dreizehnten Ausführungsform zeigt;
22 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer vierzehnten Ausführungsform (ein erster Schaltzustand) zeigt;
23 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß der vierzehnten Ausführungsform (ein zweiter Schaltzustand) zeigt;
24 ist ein Diagramm, das den Betrieb zum Vermeiden von Kickbackrauschen zeigt;
25 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil gemäß einer fünfzehnten Ausführungsform zeigt;
26 ist eine Außenansicht eines Fernsehempfängers;
27 ist eine Außenansicht eines Personal Computers; und
28 ist eine Außenansicht eines Smartphones.

Beschreibung der Ausführungsformen
<Schaltnetzteil (Grundkonfiguration)>
1 ist ein Diagramm, das eine Grundkonfiguration eines Schaltnetzteils zeigt. Schaltnetzteil 100 dieses Konfigurationsbeispiels ist ein PWM-(Pulsweitenmodulation)-DC-DC-Wandler, der aus einer Eingangsspannung PVDD eine Ausgangsspannung VOUT erzeugt, um sie einer nicht dargestellten Last zuzuführen. Das Schaltnetzteil 100 enthält eine Schaltausgangsschaltung 110, eine Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120, eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 130, einen Fehlerverstärker 140, eine Rampensignal-Erzeugungsschaltung 150, einen Oszillator 160, einen PWM-Komparator 170, eine Steuerschaltung 180 und eine Schaltertreiberschaltung 190.
Vorzugsweise werden die voranstehend genannten Schaltungselemente, mit Ausnahme einiger von ihnen (eine Induktivität 113 und ein Kondensator 114 in 1), die in der Schaltausgangsschaltung 110 enthalten sind, in eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung 200 (ein sogenanntes Leistungssteuer-IC), die als ein Hauptsteueragent in dem Schaltnetzteil 100 dient, integriert. Die integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung 200 kann je nach Bedarf beliebige andere als die voranstehend aufgezählten Schaltungselemente (beispielsweise verschiedene Arten von Schutzschaltungen) eingebaut haben.
Die integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung 200 enthält als Mittel zum Herstellen einer elektrischen Verbindung mit der Außenseite der Einrichtung eine Vielzahl von externen Anschlüssen (1 zeigt als Beispiel vier Anschlüsse, nämlich einen Leistungsanschluss T1, einen Ausgangsanschluss T2, einen Masseanschluss T3 und einen Rückkopplungsanschluss T4).
Die Schaltausgangsschaltung 110 ist eine pochende, das heißt „bucking“, (Abwärts-)Schaltausgangsstufe, die durch Einschalten und Ausschalten von High-Side- und Low-Side-Schaltern, die zu einer Halbbrücke zusammengeschaltet sind, einen Induktionsstrom IL treibt, um aus der Eingangsspannung PVDD die Ausgangsspannung VOUT zu erzeugen. Die Schaltausgangsschaltung 110 enthält einen Ausgangstransistor 111, einen Synchrongleichrichtungstransistor 112, eine Induktivität 113 und einen Kondensator 114.
Der Ausgangstransistor 111 ist ein PMOSFET (P-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor), der in der Schaltausgangsstufe als High-Side-Schalter fungiert. Im Inneren der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung 200 ist die Source des Ausgangstransistors 111 mit dem Leistungsanschluss T1 (das heißt einem Anlegeanschluss für die Eingangsspannung PVDD) verbunden. Der Drain des Ausgangstransistors 111 ist mit dem Ausgangsanschluss T2 (das heißt einem Anlegeanschluss für eine Schaltspannung SW) verbunden. Das Gate des Ausgangstransistors 111 ist mit einem Anlegeanschluss für ein High-Side-Gate-Signal G1 verbunden. Der Ausgangstransistor 111 ist ausgeschaltet, wenn das High-Side-Gate-Signal G1 auf High-Pegel ist, und ist eingeschaltet, wenn das High-Side-Gate-Signal G1 auf Low-Pegel ist.
Der Synchrongleichrichtungstransistor 112 ist ein NMOSFET (N-Kanal-MOSFET), der als Low-Side-Schalter in der Schaltausgangsstufe fungiert. Im Inneren der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung 200 ist die Source des Synchrongleichrichtungstransistors 112 mit dem Masseanschluss T3 (das heißt einem Anlegeanschluss für eine Massespannung PVSS) verbunden. Der Drain des Synchrongleichrichtungstransistors 112 ist mit dem Ausgangsanschluss T2 verbunden. Das Gate des Synchrongleichrichtungstransistors 112 ist mit einem Anlegeanschluss für ein Low-Side-Gate-Signal G2 verbunden. Der Synchrongleichrichtungstransistor 112 ist eingeschaltet, wenn das Low-Side-Gate-Signal G2 auf High-Pegel ist, und ist ausgeschaltet, wenn das Low-Side-Gate-Signal G2 auf Low-Pegel ist.
Die Induktivität 113 und der Kondensator 114 sind diskrete Komponenten, die extern mit der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung 200 verbunden sind. Die Induktivität 113 und der Kondensator 114 bilden einen LC-Filter, der die Schaltspannung SW gleichrichtet und glättet, um die Ausgangsspannung VOUT zu erzeugen. Außerhalb der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung 200 ist der erste Anschluss der Induktivität 113 mit dem Ausgangsanschluss T2 der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung 200 verbunden. Der zweite Anschluss der Induktivität 113 und der erste Anschluss des Kondensators 114 sind mit einem Anlegeanschlussanschluss für die Ausgangsspannung VOUT und mit dem Rückkopplungsanschluss T4 verbunden. Der zweite Anschluss des Kondensators 114 ist mit einem geerdeten Anschluss verbunden.
Der Ausgangstransistor 111 und der Synchrongleichrichtungstransistor 112 werden entsprechend den High-Side-Gate-Signalen G1 und Low-Side-Gate-Signalen G2 komplementär eingeschaltet und ausgeschaltet. Ein solcher Ein/Aus-Betrieb erzeugt an dem ersten Anschluss der Induktivität 113 die Schaltspannung SW mit einer Rechteckwellenform, die impulsgesteuert zwischen der Eingangsspannung PVDD und der Massespannung GND ist. Der Begriff „komplementär“ deckt hier nicht nur den Betrieb, bei dem die Ein-/Aus-Zustände des Ausgangstransistors 111 und des Synchrongleichrichtungstransistors 112 vollständig umgekehrt werden, sondern auch den Betrieb, bei dem eine Periode (eine Totzeit), in der beide Transistoren gleichzeitig ausgeschaltet sind, bereitgestellt wird, ab.
Der Ausgangstyp der Schaltausgangsschaltung 110 ist nicht auf einen Buckingtyp, wie voranstehend erwähnt, beschränkt; stattdessen kann es ein Boost-(Aufwärts)-Typ, ein Boost/Buck-(Aufwärts/Abwärts)-Typ und ein invertierender Typ sein. Ebenso ist der Gleichrichtungstyp der Schaltausgangsschaltung 110 nicht auf einen Synchrongleichrichtungstyp, wie voranstehend erwähnt, beschränkt; es kann stattdessen ein Diodengleichrichtungstyp sein, der eine Gleichrichterdiode als Low-Side-Schalter verwendet.
Der Ausgangstransistor 111 kann durch einen NMOSFET ersetzt werden. In diesem Fall ist eine Bootstrap-Schaltung oder eine Ladungspumpenschaltung erforderlich, um den High-Pegel des High-Side-Gate-Signals G1 auf einen Spannungswert, der höher als die Eingangsspannung PVDD ist, anzuheben.
Es ist auch eine Konfiguration möglich, bei der der Ausgangstransistor 111 und der Synchrongleichrichtungstransistor 112 extern mit der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung 200 verbunden sind. In diesem Fall werden anstelle des Ausgangsanschlusses T2 Anschlüsse für die Ausgabe der High-Side-Gate-Signale G1 und Low-Side-Gate-Signale G2 benötigt.
Insbesondere bei Anwendungen, bei denen eine hohe Spannung an die Schaltausgangsschaltung 110 angelegt wird, wie zum Beispiel bei dem Ausgangstransistor 111 und dem Synchrongleichrichtungstransistor 112, können Bauteile mit hoher Spannungsfestigkeit verwendet werden, wie beispielsweise Leistungs-MOSFETs, IGBTs (Bipolartransistoren mit isoliertem Gate) oder SiC-Transistoren.
Die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 enthält die Widerstände 121 und 122, die zwischen dem Rückkopplungsanschluss T4 (das heißt dem Anlegeanschluss für die Ausgangsspannung VOUT) und einem geerdeten Anschluss in Reihe geschaltet sind. Die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 liefert aus dem Verbindungsknoten zwischen den Widerständen eine Rückkopplungsspannung FB (das heißt eine Teilungsspannung der Ausgangsspannung VOUT), die der Ausgangsspannung VOUT entspricht.
In einem Fall, in dem die Ausgangsspannung VOUT innerhalb des Eingangsdynamikbereichs des Fehlerverstärkers 140 ist, kann die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 weggelassen werden; in diesem Fall kann die Ausgangsspannung VOUT direkt in den Fehlerverstärker 140 eingespeist werden.
Noch eine andere Konfiguration ist möglich, bei der die Widerstände 121 und 122 extern mit der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung 200 verbunden sind. In diesem Fall kann der Verbindungsknoten zwischen den Widerständen 121 und 122 an den Rückkopplungsanschluss T4 angeschlossen werden.
Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 130 erzeugt eine vorbestimmte Referenzspannung REF (entsprechend einem eingestellten Zielwert der Ausgangsspannung VOUT). Für die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 130 kann ein DAC (Digital-Analog-Wandler) verwendet werden, der ein digitales Referenzspannungs-Einstellsignal in eine analoge Referenzspannung REF umwandelt. Mit dieser Konfiguration ist es möglich, unter Verwendung des gerade erwähnten Referenzspannungs-Einstellsignals einen Sanftanlauf beim Hochfahren zu erreichen und die Ausgangsspannung VOUT einzustellen.
Der Fehlerverstärker 140 erzeugt ein Fehlersignal ERR, das der Differenz zwischen der Rückkopplungsspannung FB, die dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Fehlerverstärkers 140 zugeführt wird, und der Referenzspannung REF, die dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss (+) des Fehlerverstärkers 140 zugeführt wird, entspricht. Das Fehlersignal ERR steigt an, wenn die Rückkopplungsspannung FB niedriger als die Referenzspannung REF ist, und fällt ab, wenn die Rückkopplungsspannung FB höher als die Referenzspannung REF ist.
Die Rampensignal-Erzeugungsschaltung 150 erzeugt ein Rampensignal RAMP, das während der Ein-Periode Ton des Ausgangstransistors 111 mit einer dreieckigen Wellenform, einer sägezahnförmigen Wellenform oder einer Steigungswellenform n-ter Ordnung (z.B. n = 2) ansteigt. Das Rampensignal RAMP beispielsweise beginnt bei dem Einschalten des Ausgangstransistors 111 von einem Nullwert anzusteigen und wird bei dem Ausschalten des Ausgangstransistors 111 auf einen Nullwert zurückgesetzt.
Der Oszillator 160 erzeugt ein Einschaltsignal ON (das heißt ein Taktsignal), das mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz fsw (= 1 / Tsw) impulsgesteuert ist.
Der PWM-Komparator 170 erzeugt ein Aus-Signal AUS durch Vergleichen des Fehlersignals ERR, das dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss (+) des PWM-Komparators 170 zugeführt wird, mit dem Rampensignal RAMP, das dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des PWM-Komparators 170 zugeführt wird. Das Aus-Signal OFF ist auf High-Pegel, wenn das Rampensignal RAMP niedriger als das Fehlersignal ERR ist, und ist auf Low-Pegel, wenn das Rampensignal RAMP höher als das Fehlersignal ERR ist. Das heißt, je höher das Fehlersignal ERR, desto später das Auftreten eines Impulses in dem Aus-Signal OFF, und je niedriger das Fehlersignal ERR, desto früher das Auftreten eines Impulses in dem Aus-Signal OFF.
Die Steuerschaltung 180 erzeugt ein High-Side-Steuersignal S1 und ein Low-Side-Steuersignal S2 in Übereinstimmung mit dem Ein-Signal ON und dem Aus-Signal OFF. Insbesondere schaltet die Steuerschaltung 180, wenn ein Impuls in dem Einschaltsignal ON auftritt, sowohl das High-Side-Steuersignal S1 als auch das Low-Side-Steuersignal S2 auf Low-Pegel (das heißt den Logikpegel, der die Schaltspannung SW auf High-Pegel hält) und, wenn ein Impuls in dem Aus-Signal OFF auftritt, sowohl das High-Side-Steuersignal S1 als auch das Low-Side-Steuersignal S2 auf High-Pegel (das heißt den Logikpegel, der die Schaltspannung SW auf Low-Pegel hält).
Je später das Auftreten eines Impulses in dem Aus-Signal AUS, desto länger die Ein-Periode Ton des Ausgangstransistors 111 (das heißt die High-Pegelperiode der Schaltspannung SW); je früher das Auftreten eines Impulses in dem Aus-Signal AUS, desto kürzer die Ein-Periode Ton. Das heißt, je höher das Fehlersignal ERR, desto höher der Ein-Betrieb D (= Ton / Tsw) des Ausgangstransistors 111, und je niedriger das Fehlersignal ERR, desto niedriger der Ein-Betrieb D.
Die Schaltertreiberschaltung 190 enthält einen High-Side-Treiber 191, der das High-Side-Steuersignal S1 empfängt, um das High-Side-Gate-Signal G1 zu erzeugen, und einen Low-Side-Treiber 192, der das Low-Side-Steuersignal S2 empfängt, um das Low-Side-Gate-Signal G2 zu erzeugen. Für jeden der High-Side-Treiber 191 und Low-Side-Treiber 192 kann ein Puffer oder ein Inverter verwendet werden.
Von den voranstehend erwähnten Schaltungselementen können der Fehlerverstärker 140, die Rampensignal-Erzeugungsschaltung 150, der Oszillator 160, der PWM-Komparator 170, die Steuerschaltung 180 und die Schaltertreiberschaltung 190 als ein Ausgangsrückkopplungscontroller, der die Last des Schaltnetzteils 100 steuert, um die Rückkopplungsspannung FB gleich der vorgegebenen Referenzspannung REF zu halten, verstanden werden.
<Erste Ausführungsform>
2 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt. Das Schaltnetzteil 100 dieser Ausführungsform enthält neben den voranstehend beschriebenen Schaltungselementen (in 2 sind ausdrücklich die Schaltausgangsschaltung 110, der Fehlerverstärker 140, die Rampensignal-Erzeugungsschaltung 150, der Oszillator 160, der PWM-Komparator 170 und die Steuerschaltung 180 dargestellt), einen Low-Side-Stromsensor 210, einen Informationssynthesizer 220 und einen Informationshalter 230.
Im Schaltnetzteil 100 dieser Ausführungsform wird als Fehlerverstärker 140, der die Spannungsrückkopplungsinformation Vinfo entsprechend der Ausgangsspannung VOUT (und damit der Rückkopplungsspannung FB) erfasst, ein Stromausgangsverstärker, der die Differentialstromsignale IP und IN ausgibt, verwendet. Die Differentialstromsignale IP und IN sind Ströme, die in entgegengesetzte Richtungen fließen und entsprechend der Differenz zwischen der Rückkopplungsspannung FB und der Referenzspannung REF zunehmen und abnehmen.
Insbesondere verhält sich das Differentialstromsignal IP so, dass, wenn REF > FB, je größer die Differenz zwischen den beiden Spannungen, desto größer das Differentialstromsignal IP in positiver Richtung (die Richtung, in der der Strom aus dem Fehlerverstärker 140 herausfließt) ist, und dass, wenn REF < FB, je größer die Differenz zwischen den beiden Spannungen, desto größer das Differentialstromsignal IP in negativer Richtung (die Richtung, in der der Strom in den Fehlerverstärker 140 hineinfließt) ist.
Im Gegensatz dazu verhält sich das Differentialstromsignal IN im Gegensatz zu dem Differentialstromsignal IP so, dass, wenn REF > FB, das Differentialstromsignal IN in negativer Richtung umso größer ist, je größer die Differenz zwischen den beiden Spannungen ist, und dass, wenn REF < FB, das Differentialstromsignal IN in positiver Richtung umso größer ist, je größer die Differenz zwischen den beiden Spannungen ist.
Der Low-Side-Stromsensor 210 enthält einen Schalter 211 und einen Widerstand 212 und erfasst den Induktionsstrom IL (im Folgenden als Low-Side-Induktionsstrom ILL bezeichnet), der durch den Synchrongleichrichtungstransistor 112 fließt, um Stromrückkopplungsinformationen linfo zu erfassen.
Der erste Anschluss des Schalters 211 ist mit dem Drain des Synchrongleichrichtungstransistors 112 (das heißt einem Anlegeanschluss für die Schaltspannung SW) verbunden. Der zweite Anschluss des Schalters 211 ist mit dem ersten Anschluss des Widerstandes 212 verbunden. Der zweite Anschluss des Widerstandes 212 ist mit der Source des Synchrongleichrichtungstransistors 112 verbunden (das heißt einem Anlegeanschluss für die Massespannung PVSS).
Der Schalter 211 wird in Übereinstimmung mit dem Low-Side-Gate-Signal G2 zusammen mit dem Synchrongleichrichtungstransistor 112 eingeschaltet und ausgeschaltet. Insbesondere ist der Schalter 211 während der Ein-Periode des Synchrongleichrichtungstransistors 112 eingeschaltet und während der Aus-Periode des Synchrongleichrichtungstransistors 112 ausgeschaltet.
So wird während der Ein-Periode des Synchrongleichrichtungstransistors 112, wie die voranstehend erwähnte Stromrückkopplungsinformation linfo, ein Low-Side-Erfassungssignal SNSL (= SW - PVSS = -ILL × RonL, wobei RonL der Durchlasswiderstand des Synchrongleichrichtungstransistor 112 ist), das den Low-Side-Induktionsstrom ILL widerspiegelt, an den Informationssynthesizer 220 übertragen. Andererseits wird während der Aus-Periode des Synchrongleichrichtungstransistors 112 das Low-Side-Erfassungssignal SNSL über den Widerstand 212 auf einen Nullwert festgesetzt, und somit wird der High-Pegel der Schaltspannung SW (≈ PVDD) nicht an den Informationssynthesizer 220 übertragen.
Der Low-Side-Induktionsstrom ILL kann mit jedem anderen Verfahren als einem Einbeziehen des Erfassens der Drain-Source-Spannung des Synchrongleichrichtungstransistors 112 erfasst werden. So kann beispielsweise die Anschluss-zu-Anschluss-Spannung an einem Messwiderstand, der in Reihe mit dem Synchrongleichrichtungstransistor 112 geschaltet ist, gemessen werden, oder die Drain-Source-Spannung eines Transistors zum Stromerfassen, der parallel zu dem Synchrongleichrichtungstransistor 112 geschaltet ist, kann gemessen werden.
Der Informationssynthesizer 220 enthält die Widerstände 221 und 222 (beide mit einem Widerstandswert R) und erzeugt die synthetisierte Rückkopplungsinformation Vlinfo durch Kombinieren der Spannungsrückkopplungsinformation Vinfo, die von dem Fehlerverstärker 140 erfasst wird, mit der Stromrückkopplungsinformation linfo, die von dem Low-Side-Stromsensor 210 erfasst wird.
Der erste Anschluss des Widerstandes 221 ist mit dem ersten Ausgangsanschluss des Fehlerverstärkers 140 verbunden (das heißt mit einem Ausgangsanschluss für das Differentialstromsignal IP). Der zweite Anschluss des Widerstandes 221 ist mit dem ersten Ausgangsanschluss des Low-Side-Stromsensors 210 verbunden (das heißt einem Ausgangsanschluss für das Low-Side-Erfassungssignal SNSL).
Der erste Anschluss des Widerstandes 222 ist mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Fehlerverstärkers 140 verbunden (das heißt einem Ausgangsanschluss für das Stromsignal IN). Der zweite Anschluss des Widerstandes 222 ist mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Low-Side-Stromsensors 210 verbunden (das heißt einem Anlegeanschluss für die Erdspannung PVSS).
Hier kann das positiv-seitige Differentialfehlersignal (ein Spannungssignal), das an dem ersten Anschluss des Widerstandes 221 ausgegeben wird, durch die Formel ERRP = IP × R + SW gegeben werden. Das negative-seitige Differentialfehlersignal (ein Spannungssignal), das von dem ersten Anschluss des Widerstandes 222 ausgegeben wird, kann durch die Formel ERRN = IN × R + PVSS (wobei IN = - IP) gegeben werden.
Somit kann das Differentialsignal zwischen dem Differentialfehlersignal ERRP und dem Differentialfehlersignal ERRN durch die Formel ERRP - ERRN = 21P × R - ILL × RonL ausgedrückt werden. Hier kann der erste Term auf der rechten Seite (21P × R) als die Spannungsrückkopplungsinformation Vinfo, die von dem Fehlerverstärker 140 erfasst wird, verstanden werden. Ebenso kann der zweite Term auf der rechten Seite (-ILL × RonL) als die Stromrückkopplungsinformation linfo, die durch den Low-Side-Stromsensor 210 erfasst wird, verstanden werden. Somit kann das voranstehend erwähnte Differentialsignal (ERRP - ERRN) als die synthetisierte Rückkopplungsinformation Vlinfo, die sich durch Kombinieren der Spannungsrückkopplungsinformation Vinfo mit der Stromrückkopplungsinformation linfo ergibt, verstanden werden.
Der Informationshalter 230 empfängt eine Differentialeingabe der synthetisierten Rückkopplungsinformation Vlinfo und enthält ein Paar einer Abtast-und-Halte-Schaltung 231 und 232 zum Abtasten des Low-Side-Spitzenwert des Induktionsstroms IL, während der Ein-Periode des Synchrongleichrichtungstransistors 112, und zum Halten und Ausgeben der Differentialhaltesignale HLDP und HLDN, während der Ein-Periode des Ausgangstransistors 111.
Die Abtast-und-Halte-Schaltung 231 tastet das Differentialfehlersignal ERRP in Übereinstimmung mit dem Abtast-und-Halte-Steuersignal HOLD von der Steuerschaltung 180 während der Ein-Periode des Synchrongleichrichtungstransistors 112 ab und hält und gibt das Differentialhaltesignal HLDP während der Ein-Periode des Ausgangstransistors 111 aus.
Die Abtast-und-Halte-Schaltung 232 tastet das Differentialfehlersignal ERRN in Übereinstimmung mit dem Abtast-und-Halte-Steuersignal HOLD von der Steuerschaltung 180 während der Ein-Periode des Synchrongleichrichtungstransistors 112 ab und hält und gibt das Differentialhaltesignal HLDN während der Ein-Periode des Ausgangstransistors 111 aus.
Der PWM-Komparator 170 vergleicht während der Ein-Periode des Ausgangstransistors 111 das Rampensignal RAMP, das dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des PWM-Komparators 170 zugeführt wird (genauer gesagt, das Differentialhaltesignal HLDN mit dem dazu addierten Rampensignal RAMP), mit dem Differentialhaltesignal HLDP, das dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss (+) des PWM-Komparators 170 zugeführt wird, um ein Aus-Signal AUS zu erzeugen, und bestimmt damit den Ausschaltzeitpunkt des Ausgangstransistors 111.
Mit dem Schaltnetzteil 100 dieser Ausführungsform ist es möglich, eine Ausgangsrückkopplungssteuerung des Strommodus-Steuerungstyps zu erreichen und damit das Lastverhalten der Ausgangsspannung VOUT zu verbessern.
Insbesondere mit einer Konfiguration, die anstelle des Induktionsstroms IL (nachstehend als High-Side-Induktionsstrom ILH bezeichnet), der durch den Ausgangstransistor 111 fließt, den Low-Side-Induktionsstrom ILL, der durch den Synchrongleichrichtungstransistor 112 fließt, erfasst, selbst wenn die Ein-Periode des Ausgangstransistors 111 kurz ist (zum Beispiel bei Hochspannungseingabe oder Niederspannungsausgabe), ist es problemlos möglich, eine Ausgangsrückkopplungssteuerung des Strommodus-Steuerungstyps durchzuführen.
Für die Ausgangsrückkopplungssteuerung des Strommodus-Steuerungstyps unter Verwendung der Stromrückkopplungsinformation linfo, die den Low-Side-Induktionsstrom ILL widerspiegelt, wird der Informationshalter 230 (Abtast-und-Halte-Schaltungen 231 und 232) benötigt, um die Stromrückkopplungsinformation linfo, die während der Ein-Periode des Synchrongleichrichtungstransistors 112 (das heißt während der Aus-Periode des Ausgangstransistors 111) erfasst wurde, zu halten.
Hier ist der Informationshalter 230 zwischen dem Informationssynthesizer 220 und dem PWM-Komparator 170 bereitgestellt und enthält die synthetisierte Rückkopplungsinformation Vlinfo, die sich aus dem Kombinieren der Spannungsrückkopplungsinformation Vinfo mit der Stromrückkopplungsinformation linfo ergibt.
Bei dieser Konfiguration hat es während der Halte-and-Ausgabe-Periode des Informationshalters 230 selbst dann keine Auswirkung auf den Signalvergleich in dem PWM-Komparator 170, wenn in der Stufe vor dem Informationshalter 230 Störungen auftreten. Dies ermöglicht eine stabile Betriebssteuerung.
Darüber hinaus ist es möglich, durch Addieren der Spannungsrückkopplungsinformation Vinfo und der Stromrückkopplungsinformation linfo und anschließendem Abtasten und Halten des Ergebnisses eine zeitliche Diskrepanz zwischen der Spannungsrückkopplungsinformation Vinfo und der Stromrückkopplungsinformation linfo zu verhindern und dadurch die Leistung des Schaltnetzteils 100 zu verbessern.
Übrigens sollte in einem Fall, in dem die Ausgangsrückkopplungssteuerung des Strommodus-Steuerungstyps nicht mit dem Mittelwert, sondern mit dem Spitzenwert des Induktionsstroms IL durchgeführt wird, die Verhinderung von subharmonischen Schwingungen in dem Betriebsbereich in Betracht gezogen werden, in dem der Ein-Betrieb D des Ausgangstransistors 111 gleich oder höher als 50 % ist. Dies wird nun unter Bezugnahme auf eine entsprechende Zeichnung untersucht.
3 ist ein Diagramm, das die Bedingungen für das Verhindern subharmonischer Schwingungen zeigt, wobei von oben nach unten der Induktionsstrom IL und die Erfassungssignale ΔIL × Rsense dargestellt sind (die mittlere Schicht zeigt einen Fall, in dem der Spitzenwert des Induktionsstroms IL auf der High-Seite erfasst wird, die untere Schicht zeigt einen Fall, in dem der Spitzenwert des Induktionsstroms IL auf der Low-Seite erfasst wird). Durchgezogene und gestrichelte Linien in dem Diagramm zeigen, was beobachtet wird, wenn der Induktionsstrom IL um ΔI0 variiert. Eine Strich-Punkt-Linie und eine Strich-Punkt-Punkt-Linie zeigen das Rampensignal RAMP (die Strich-Punkt-Linie zeigt einen Fall, bei dem der High-Side-Spitzenwert des Induktionsstroms IL erfasst wird, und die Strich-Punkt-Punkt-Linie zeigt einen Fall, bei dem der Low-Side-Spitzenwert des Induktionsstroms IL erfasst wird).
In der nachstehenden Beschreibung wird der steigende Gradient des Induktivitätsstroms IL während der Ein-Periode Ton (= Tsw × D) des Ausgangstransistors 111 durch m1, der fallende Gradient des Induktivitätsstroms IL während der Aus-Periode Toff (= Tsw - Ton) des Ausgangstransistors 111 durch m2 und m2' dargestellt, und der Kompensationsgradient des Rampensignals RAMP während der Ein-Periode Ton des Ausgangstransistors 111 durch m3 und m3' dargestellt.
Zunächst wird ein Fall beschrieben, in dem der High-Side-Spitzenwert des Induktionsstroms IL (siehe den durchgezogenen Pfeil in dem Diagramm) erkannt wird. In diesem Fall wird die Stromkurvenform des Induktionsstroms IL grundsätzlich so wie sie ist als das Erfassungssignal ΔIL × Rsense genommen. Somit ist die Bedingung für das Abklingen der subharmonischen Schwingung bei einmaligem Schalten m3 = m2.
Bekanntlich hängt der abfallende Gradient m2 des Induktionsstroms IL sowohl von der Eingangsspannung PVDD als auch von der Ausgangsspannung VOUT ab. Um subharmonische Schwingungen zu vermeiden, ist es daher notwendig, den Kompensationsgradienten m3 des Rampensignals RAMP so zu variieren, dass er sowohl von der Eingangsspannung PVDD als auch von der Ausgangsspannung VOUT abhängt.
Als nächstes wird ein Fall beschrieben, in dem der Low-Side-Spitzenwert des Induktionsstroms IL (siehe hohler Pfeil in dem Diagramm) erkannt wird. In diesem Fall wird während der Ein-Periode Ton des Ausgangstransistors 111 der Low-Side-Spitzenwert des Induktivitätsstroms IL, der während der vorhergehenden Aus-Periode Toff abgetastet wird, gehalten und kreuzt das Rampensignal RAMP.
Unnötig zu erwähnen, dass das gehaltene Erfassungssignal ΔIL × Rsense eine andere Wellenform hat als die, die es hat, wenn der Induktionsstrom IL so genommen wird, wie er ist. Daher ist es notwendig, den Kompensationsgradienten m3 des Rampensignals RAMP so zu korrigieren, dass dort zu dem Zeitpunkt, an dem das Rampensignal RAMP überkreuzt wird, keine Abweichung ist.
Wenn man insbesondere berücksichtigt, dass das Erfassungssignal ΔIL × Rsense gehalten wird, anstatt während der Ein-Periode Ton des Ausgangstransistors 111 abzufallen, kann der Kompensationsgradient m3 des Rampensignals RAM um die Größe des Abfalls (= m1 × Tsw × D) erhöht werden.
Wird berücksichtigt, dass die Bedingung für das Abklingen der subharmonischen Schwingung bei Erkennung des High-Side-Spitzenwertes m3 = m2 ist, kann verstanden werden, dass bei Erkennung des Low-Side-Spitzenwertes der korrigierte Kompensationsgradient m3' so eingestellt werden kann, dass m3' = m1 + m2.
Dabei hängt der ansteigende Gradient m1 des Induktionsstroms IL positiv von der Ausgangsspannung VOUT ab. Im Gegensatz dazu hängt der fallende Gradient m2 des Induktionsstroms IL sowohl von der Eingangsspannung PVDD als auch von der Ausgangsspannung VOUT und insbesondere negativ von der Ausgangsspannung VOUT ab.
So wird in dem korrigierten Kompensationsgradienten m3' (= m1 + m2) die Abhängigkeit von der Ausgangsspannung VOUT aufgehoben. Der Kompensationsgradient m3' des Rampensignals RAMP muss also nur in Abhängigkeit der Eingangsspannung PVDD variiert werden, und muss nicht in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung VOUT variiert werden.
Auf diese Weise ist es bei der Konfiguration, bei der die Ausgangsrückkopplungssteuerung des Strommodus-Steuerungstyps durch Abtasten und Halten des Low-Side-Spitzenwerts des Induktionsstroms IL erfolgt, möglich, aus dem Kompensationsgradienten m3' des Rampensignals RAMP die Abhängigkeit von der Ausgangsspannung VOUT zu eliminieren. Auf diese Weise ist es möglich, die Konfiguration der Rampensignal-Erzeugungsschaltung 150 zu vereinfachen.
Der Informationshalter 230 muss nicht unbedingt zwischen dem Informationssynthesizer 220 und dem PWM-Komparator 170 bereitgestellt werden. Subharmonische Schwingungen können auch verhindert werden, indem beispielsweise der Informationshalter 230 zwischen dem Low-Side-Stromsensor 210 und dem Informationssynthesizer 220 bereitgestellt wird.
<Zweite Ausführungsform>
4 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt. In dem Schaltnetzteil 100 dieser Ausführungsform, die auf der ersten Ausführungsform (2) basiert, sind die Abtast-und-Halte-Schaltungen 231 und 232 sowie die Rampensignal-Erzeugungsschaltung 150 mit spezifischeren Konfigurationen versehen.
Die Abtast-und-Halte-Schaltung 231 enthält einen Schalter SW1 und einen Kondensator C1. Der erste Anschluss des Schalters SW1 ist mit einem Anlegeanschluss für das Differentialfehlersignal ERRP verbunden. Der Verbindungsknoten zwischen dem zweiten Anschluss des Schalters SW1 und dem ersten Anschluss des Kondensators C1 ist als Ausgangsanschluss für das Differentialhaltesignal HLDP mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss (+) des PWM-Komparators 170 verbunden. Der zweite Anschluss des Kondensators C1 ist mit einem geerdeten Anschluss verbunden. In Übereinstimmung mit dem Abtast-und-Halte-Steuersignal HOLD der Steuerschaltung 180 ist der Schalter SW1 während der Abtastperiode des Differentialfehlersignals ERRP eingeschaltet, und ist während der Halte-und-Ausgabe-Periode des Differentialhaltesignals HLDP ausgeschaltet.
Die Abtast-und-Halte-Schaltung 232 enthält einen Schalter SW2 und einen Kondensator C2. Der erste Anschluss des Schalters SW2 ist mit einem Anlegeanschluss für das Differentialfehlersignal ERRN verbunden. Der Verbindungsknoten zwischen dem zweiten Anschluss des Schalters SW2 und dem ersten Anschluss des Kondensators C2 ist als Ausgangsanschluss für das Differentialhaltesignal HLDN mit dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des PWM-Komparators 170 verbunden. Der zweite Anschluss des Kondensators C2 ist mit einem geerdeten Anschluss verbunden. In Übereinstimmung mit dem Abtast-und-Halte-Steuersignal HOLD von der Steuerschaltung 180 ist der Schalter SW2 während der Abtastperiode des Differentialfehlersignals ERRN eingeschaltet, und ist während der Halte-und-Ausgabe-Periode des Differentialhaltesignals HLDN ausgeschaltet.
Die Rampensignal-Erzeugungsschaltung 150 enthält eine Stromquelle 151, die einen konstanten Strom 11 in den Kondensator C2 in der Abtast-und-Halte-Schaltung 232 einspeist. Es ist vorzuziehen, dass der Fehlerverstärker 140 eine höhere Strombelastbarkeit als die Stromquelle 151 aufweist. Beispielsweise können die Differentialstromsignale IP und IN auf mehrere zehn Mikroampere (zum Beispiel 80 µA) und der Konstantstrom 11 auf mehrere hundert Nanoampere (zum Beispiel 300 nA) eingestellt werden. Der Kondensator C2 kann auf mehrere Picofarad eingestellt werden (zum Beispiel 1 pF).
5 ist ein Diagramm, das den Betrieb zum Erzeugen des Rampensignals RAMP zeigt und von oben nach unten das Abtast-und-Halte-Steuersignal HOLD, die Differentialhaltesignale HLDP und HLDN, und das Aus-Signal OFF zeigt.
Vor dem Zeitpunkt t11 ist das Abtast-und-Halte-Steuersignal HOLD auf Low-Pegel (das heißt dem Logikpegel während der Abtastperiode). Dann schalten die Schalter SW1 und SW2 beide ein. Infolgedessen werden die Differentialhaltesignale HLDP und HLDN entsprechend gleich den Differentialfehlersignalen ERRP und ERRN.
Wenn die Strombelastbarkeit des Fehlerverstärkers 140 deutlich höher ist als die Strombelastbarkeit der Stromquelle 151, ist während der Ein-Periode des Schalters SW2 das Laden und Entladen des Kondensators C2 mit dem Differentialstromsignal IN dominanter als das Laden des Kondensators C2 mit dem Konstantstrom 11. Das heißt, selbst wenn der Konstantstrom 11 weiter fließt, bleibt HLDN ungefähr gleich (≈) ERRN. Dadurch entfällt die Notwendigkeit einer Ein/Aus-Steuerung des Konstantstroms 11 und die Konfiguration der Rampensignal-Erzeugungsschaltung 150 wird vereinfacht.
Wenn zum Zeitpunkt t11 das Abtast-and-Halte-Steuersignal HOLD auf einen High-Pegel angehoben wird (das heißt den Logikpegel während der Halte-and-Ausgabe-Periode), schalten die Schalter SW1 und SW2 beide ab. Dann wird Differentialfehlersignal ERRP, das gerade abgetastet wurde, gehalten und als Differentialhaltesignal HLDP (das heißt die Ladespannung an dem Kondensator C1) ausgegeben.
Auf der anderen Seite steigt das Differentialhaltesignal HLDN (das heißt die Ladespannung über dem Kondensator C2), während das Differentialfehlersignal ERRN, das gerade abgetastet wurde, als Referenzwert (das heißt der niedrigste Wert) genommen wird, im Laufe der Zeit mit einem Gradienten, der den Konstantstrom 11 widerspiegelt, an. Das bedeutet, dass das Differentialhaltesignal HLDN während der Halte-und-Ausgabe-Periode eine Wellenform aufweist, die sich aus der Addition des abgetasteten Differentialfehlersignals ERRN und des Rampensignals RAMP (das heißt der durch den Konstantstrom 11 erzeugten Ladespannung) ergibt.
In ähnlicher Weise ist es durch den Anschluss einer Stromquelle an das Differentialhaltesignal HLDP möglich, aufgrund der Differenz in der Größe des Anstiegs zwischen den Differentialhaltesignalen HLDP und HLDN das Rampensignal RAMP zu subtrahieren.
Auf diese Weise ermöglicht das Verwenden des Kondensators C2 in der Abtast-und-Halte-Schaltung 232 auch als Mittel zum Erzeugen des Rampensignals RAMP, das Rampensignal RAMP einfach zu erzeugen, indem einfach eine Stromquelle 151 bereitgestellt wird.
Um subharmonische Schwingungen zu vermeiden, kann der Konstantstrom 11 in Abhängigkeit von der Eingangsspannung PVDD so variiert werden, dass die Bedingung (m3' = m1 + m2), die in 3 wiedergegeben ist, erfüllt ist.
Zu dem Zeitpunkt t12, wenn das Differentialhaltesignal HLDN höher wird als das Differentialhaltesignal HLDP, fällt das Aus-Signal AUS von dem High-Pegel auf den Low-Pegel. Der Abfallzeitpunkt des Aus-Signals OFF entspricht dem Ausschaltzeitpunkt des Ausgangstransistors 111.
Wenn zu dem Zeitpunkt t13 das Abtast-and-Halte-Steuersignal HOLD auf einen Low-Pegel abfällt, schalten sich die Schalter SW1 und SW2 wieder ein. Infolgedessen werden die Differentialhaltesignale HLDP und HLDN entsprechend gleich den Differentialfehlersignalen ERRP und ERRN.
Wie bereits erwähnt, ist, wenn die Strombelastbarkeit des Fehlerverstärkers 140 deutlich höher als die Strombelastbarkeit der Stromquelle 151 ist, wenn sich der Schalters SW2 einschaltet, selbst wenn der Konstantstrom 11 weiter fließt, HLDN ungefähr gleich (≈) ERRN. Dadurch entfällt die Notwendigkeit einer Rücksetzsteuerung für das Rampensignal RAMP, und die Konfiguration des Rampensignal-Erzeugungsschaltung 150 wird vereinfacht.
<Dritte Ausführungsform>
6 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 nach einer dritten Ausführungsform zeigt. Das Schaltnetzteil 100 gemäß dieser Ausführungsform basiert zwar auf der Grundkonfiguration (1), der ersten Ausführungsform (2) oder der zweiten Ausführungsform (4), die alle voranstehend beschrieben wurden, enthält jedoch zusätzlich einen Fehlerkorrektor 240, der einen Eingangsfehler Vofs (= FB - REF) in dem Fehlerverstärker 140, der kein integrierendes Element enthält, erkennt, um die Eingangssignale zu dem Fehlerverstärker 140 zu korrigieren (das heißt mindestens eine der Rückkopplungsspannung FB und der Referenzspannung REF). Der Fehlerkorrektor 240 enthält einen Komparator 241 und einen Digital-Kalibrator 242.
Der Komparator 241 ist ein Mittel zum Erkennen eines Eingangsfehlers Vofs (= FB - REF) in dem Fehlerverstärker 140. Der Komparator 241 vergleicht die Rückkopplungsspannung FB, die dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss (+) des Fehlerverstärkers 140 zugeführt wird, mit der Referenzspannung REF, die dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Fehlerverstärkers 140 zugeführt wird, um ein Eingangsfehler-Erkennungssignal S11 zu erzeugen. Das Eingangsfehler-Erkennungssignal S11 hat einen High-Pegel, wenn FB > REF (Vofs > 0), und einen Low-Pegel, wenn FB < REF (Vofs < 0).
Der Steuerschaltung 180 erzeugt auf der Grundlage des Eingangsfehler-Erkennungssignals S11 ein digitales Kalibriersignal S12, um den Eingangsfehler Vofs zu reduzieren. Wenn beispielsweise das Eingangsfehler-Erkennungssignal S11 auf einem High-Pegel liegt, kann das digitale Kalibriersignal S12 erzeugt werden, so dass die Rückkopplungsspannung FB abgesenkt und/oder die Referenzspannung REF angehoben wird. Wenn dagegen das Eingangsfehler-Erkennungssignal S11 auf Low-Pegel liegt, kann das digitale Kalibriersignal S12 erzeugt werden, so dass die Rückkopplungsspannung FB angehoben und/oder die Referenzspannung REF abgesenkt wird.
Der Digital-Kalibrator 242 korrigiert in Übereinstimmung mit dem digitalen Kalibriersignal S12 mindestens eine der Rückkopplungsspannung FB und der Referenzspannung REF. Geeignet als Digital-Kalibrator 242 ist beispielsweise ein DAC. Es ist auch eine Konfiguration möglich, bei der das Eingangsfehler-Erkennungssignal S11 direkt in den Digital-Kalibrator 242 eingespeist wird und das digitale Kalibriersignal S12 darin erzeugt wird. In diesem Fall kann die Korrektur des Eingangsfehlers Vofs allein mit dem Fehlerkorrektor 240 durchgeführt werden, ohne dass der Steuerschaltung 180 benötigt wird.
Als nächstes wird die Bedeutung der Einführung des Fehlerkorrektors 240 im Detail beschrieben.
Ein herkömmlicher Fehlerverstärker weist, als integrierendes Element, einen Kondensator (von beispielsweise mehreren Dutzend Picofarad) für Phasenkompensation auf und erzeugt ein Fehlersignal durch Laden und Entladen des Kondensators. Dies trägt dazu bei, die Wahrscheinlichkeit von Schwingungen zu verringern, führt aber zu einer begrenzten Signalbandbreite, so dass ein solcher Fehlerverstärker ungeeignet ist, um eine Hochgeschwindigkeits-Spannungsrückkopplungssteuerschleife zu erreichen. Auf der anderen Seite trägt das Eleminieren eines integrierenden Elements aus einem Fehlerverstärker dazu bei, eine Hochgeschwindigkeits-Spannungsrückkopplungs-steuerschleife zu erreichen, macht es aber als Kompromiss schwierig, einen Eingangsfehler in dem Fehlerverstärker aufzuheben.
Als Lösung verwendet das Schaltnetzteil 100 dieser Ausführungsform, während die Spannungsrückkopplungssteuerschleife (von einigen zehn Kilohertz auf einige Megahertz) durch Verwenden eines Fehlerverstärkers 140, der kein integrierendes Element enthält, beschleunigt wird, getrennt von dem Fehlerverstärker 140 einen Fehlerkorrektor 240 zum Korrigieren eines Eingangsfehlers Vofs in dem Fehlerverstärker 140.
Das Parallelisieren von Hochgeschwindigkeits-Spannungsrückkopplung und Fehlerkorrektur auf diese Weise trägt dazu bei, die Entwurfsparameter für sie zu trennen, und dies trägt dazu bei, eine schnelle und gleichzeitig genaue Spannungsrückkopplungssteuerschleife zu erreichen. Im Gegensatz zu herkömmlichen Fehlerverstärkern ist kein Kondensator für Phasenkompensation erforderlich, und somit ist es auch möglich, die Fläche des Chips und die Anzahl der Pins zu reduzieren.
<Vierte Ausführungsform>
7 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer vierten Ausführungsform zeigt. Das Schaltnetzteil 100 dieser Ausführungsform enthält wie die voranstehend beschriebene dritte Ausführungsform (6) einen Fehlerkorrektor 240, der hier eine andere Schaltungskonfiguration aufweist.
Insbesondere, enthält der Fehlerkorrektor 240 in dieser Ausführungsform neben dem bereits erwähnten Komparator 241 einen Digital-Kalibrator 246 und einen Fehlerkorrekturverstärker 247. Der Fehlerkorrektor 240 erkennt einen Eingangsfehler Vofs in dem Fehlerverstärker 140 und korrigiert die Ausgangssignale (Fehlersignale ERRP und ERRN) von dem Fehlerverstärker 140.
Der Digital-Kalibrator 246 erzeugt in Übereinstimmung mit dem digitalen Kalibriersignal S12 aus der Referenzspannung REF Differentialeingangssignale für den Fehlerkorrekturverstärker 247.
Der Fehlerkorrekturverstärker 247 erzeugt Korrekturströme IadjP und IadjN entsprechend den Differentialeingangssignalen des Digital-Kalibrators 246 und addiert die Korrekturströme IadjP und IadjN zu den Differentialstromsignalen IP und IN des Fehlerverstärkers 140.
Auf diese Weise kann auch bei einer Konfiguration, bei der nicht die Eingangssignale zu dem Fehlerverstärker 140, sondern die Ausgangssignale von dem Fehlerverstärker 140 korrigiert werden, eine schnelle und gleichzeitig genaue Spannungssteuerschleife erreicht werden.
<Fünfte Ausführungsform>
8 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer fünften Ausführungsform zeigt. Das Schaltnetzteil 100 dieser Ausführungsform enthält, wie die voranstehend beschriebene dritte und vierte Ausführungsform (6 und 7), einen Fehlerkorrektor 240, der hier eine andere Schaltungsanordnung aufweist.
Genauer gesagt, enthält der Fehlerkorrektor 240 in dieser Ausführungsform einen Fehlerkorrekturverstärker 243, einen Kondensator 244, und einen Widerstand 245. Der Fehlerkorrektor 240 erkennt einen Eingangsfehler Vofs in dem Fehlerverstärker 140 und korrigiert das Ausgangssignal (das heißt ein Fehlersignal ERR) von dem Fehlerverstärker 140.
In dieser Ausführungsform wird der Einfachheit halber ein Fehlerverstärker 140 eines einzigen Ausgangstyps als Beispiel genommen. Stattdessen kann der Fehlerverstärker 140, wie in der ersten und zweiten voranstehend beschriebenen Ausführungsform (2 und 4), von einem Differentialausgangstyp sein.
Der Fehlerkorrekturverstärker 243 erzeugt einen Korrekturstrom ladj, der der Differenz (das heißt dem Eingangsfehler Vofs) zwischen der Rückkopplungsspannung FB, die dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Fehlerkorrekturverstärkers 243 zugeführt wird, und der Referenzspannung REF, die dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss (+) des Fehlerkorrekturverstärkers 243 zugeführt wird, entspricht. Wenn FB < REF (das heißt Vofs > 0), ist der Korrekturstrom ladj in positiver Richtung (das heißt die Richtung, die von dem Ausgangsanschluss des Fehlerkorrekturverstärkers 243 über den Widerstand 245 zu dem Ausgangsanschluss des Fehlerverstärkers 140 führt) umso größer, je größer die Differenz zwischen den beiden Spannungen ist. Wenn dagegen FB > REF (das heißt Vofs < 0), desto größer die Differenz zwischen den beiden Spannungen, desto größer der Korrekturstrom ladj in negativer Richtung (das heißt die Richtung, die von dem Ausgangsanschluss des Fehlerverstärkers 140 über den Widerstand 245 zu dem Ausgangsanschluss des Fehlerkorrekturverstärkers 243 führt).
Dabei wird der Fehlerkorrekturverstärker 243 ausschließlich zum Korrigieren des Eingangsfehlers Vofs parallel zu dem Fehlerverstärker 140 geschaltet, wobei die Strombelastbarkeit des Fehlerkorrekturverstärkers 243 ausreichend kleiner (beispielsweise um mehrere Mikroampere) gehalten wird als die des Fehlerverstärkers 140. An den Ausgangsanschluss des Fehlerkorrekturverstärkers 243 wird ein Kondensator 244 einer niedrigen Kapazität (z.B. mehrere Picofarad) angeschlossen. Das heißt, der Fehlerkorrekturverstärker 243 ist ein Verstärker mit Stromausgang, der ein integrierendes Element enthält, mit einer Verarbeitungsgeschwindigkeit, die niedriger ist als die des Fehlerverstärkers 140.
Der Widerstand 245 (mit einem Widerstandswert Radj) ist zwischen dem Ausgangsanschluss des Fehlerverstärkers 140 und dem Ausgangsanschluss des Fehlerkorrekturverstärkers 243 angeschlossen. Die Anschluss-zu-Anschluss-Spannung an dem Widerstand 245 wird als Korrekturspannung Vadj (= Iadj × Radj) zu dem Fehlersignal ERR addiert, um ein korrigiertes Fehlersignal ERR2 (= ERR + Vadj) zu erzeugen.
So fließt beispielsweise bei FB < REF der Korrekturstrom ladj in positiver Richtung, und damit wird das Fehlersignal ERR durch die Korrekturspannung Vadj angehoben. Infolgedessen verzögert sich das Aus-Timing des Ausgangstransistors 111 um die Periode, die dem Anstieg des korrigierten Fehlersignals ERR2 entspricht, und damit steigt die Ausgangsspannung VOUT (und damit die Rückkopplungsspannung FB) an, um den Eingangsfehler Vofs zu reduzieren.
Andererseits fließt bei FB > REF der Korrekturstrom ladj in negativer Richtung, so dass das Fehlersignal ERR um die Korrekturspannung Vadj erniedrigt wird. Infolgedessen verschiebt sich das Aus-Timing des Ausgangstransistors 111 um die Periode, die dem Abfall des korrigierten Fehlersignals ERR2 entspricht, und somit fällt die Ausgangsspannung VOUT (und damit die Rückkopplungsspannung FB), um den Eingangsfehler Vofs zu reduzieren.
Auf diese Weise lässt sich durch Parallelschalten des Fehlerkorrekturverstärkers 243 mit dem Fehlerverstärker 140, wie bei der dritten und vierten Ausführungsform, eine schnelle und gleichzeitig genaue Spannungsrückkopplungssteuerschleife erreichen.
<Sechste Ausführungsform>
9 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer sechsten Ausführungsform zeigt. Das Schaltnetzteil 100 dieser Ausführungsform basiert zwar auf der ersten oder zweiten Ausführungsform (2 oder 4), enthält aber zusätzlich einen High-Side-Stromsensor 250.
Der High-Side-Stromsensor 250 erfasst einen High-Side-Induktionsstrom ILH, der durch den Ausgangstransistor 111 fließt, um High-Side-Stromrückkopplungsinformationen linfoH zu erfassen. Insbesondere enthält der High-Side-Stromsensor 250 eine Stromquelle 251, die einen variablen Strom 12 in Übereinstimmung mit dem High-Side-Induktionsstrom ILH erzeugt. Der High-Side-Stromsensor 250 speist als die High-Side-Stromrückkopplungsinformation linfoH den variablen Strom 12 in den Widerstand 221 in dem Informationssynthesizer 220 ein. Der High-Side-Induktionsstrom ILH kann beispielsweise als ein High-Side-Messsignal SNSH (= PVDD - SW = ILH × RonH, wobei RonH der Durchlasswiderstand des Ausgangstransistors 111 ist), das zwischen Drain und Source des Ausgangstransistors 111 erscheint, erfasst werden.
Der Informationssynthesizer 220 kombiniert die Spannungsrückkopplungsinformation Vinfo mit der High-Side-Stromrückkopplungsinformation linfoH sowie der Low-Side-Stromrückkopplungsinformation linfoL (die beiden letzteren entsprechen der Stromrückkopplungsinformation linfo in Bild 2), um eine synthetisierte Rückkopplungsinformation Vlinfo zu erzeugen.
Nach dieser Ausführungsform ist es durch einfaches Einspeisen des variablen Stroms 12, der dem High-Side-Induktionsstrom ILH entspricht, in den Widerstand 221 möglich, nicht nur die Low-Side-Stromrückkopplungsinformation linfoL einfach zu synthetisieren, sondern auch die High-Side-Stromrückkopplungsinformation linfoH in die Spannungsrückkopplungsinformation Vinfo einfach zu synthetisieren.
10 ist ein Diagramm, das den Betrieb zum Erfassen des Induktivitätsstroms IL zeigt, wobei von oben nach unten die Schaltspannung SW, der Induktivitätsstrom IL, das Low-Side-Messsignal SNSL, das High-Side-Messsignal SNSH und das synthetisierte Messsignal (SNSH + SNSL) dargestellt sind.
Wie in 10 gezeigt, ist es möglich, indem nicht nur das Low-Side-Erfassungssignal SNSL während der Low-Pegel-Perioden der Schaltspannung SW (siehe zwischen den Zeitpunkten t22 und t23 sowie zwischen t24 und t25) erfasst wird, sondern auch das High-Side-Erfassungssignal SNSH während der High-Pegel-Perioden der Schaltspannung SW (zwischen den Zeitpunkten t21 und t22, zwischen t23 und t24 sowie zwischen t25 und t26) erfasst wird, die beiden Signale zusammen zu integrieren, um das synthetisierte Erfassungssignal (SNSH + SNSL) zu erzeugen.
Dadurch ist es möglich, während der gesamten Schaltperiode Tsw die Wellenform des Induktionsstroms IL kontinuierlich zu erfassen und in einer Ausgangsrückkopplungssteuerung eines Strommodus-Steuerungstyps wiederzugeben. Das Schaltnetzteil 100 ist ein System, das sowohl mit einer Funktion zum Verlängern der Ein-Periode Ton als auch mit einer Funktion zum Verlängern der Aus-Periode Toff (= Tsw - Ton) bereitgestellt ist. Diese Ausführungsform ist besonders effektiv, wenn die Funktion der Verlängerung der Ein-Periode Ton bereitgestellt ist.
11 ist ein Diagramm, das die Funktion zum Verlängern der Ein-Periode Ton zeigt und von oben nach unten die Schaltspannung SW, den Induktionsstrom IL und das Low-Side-Erfassungssignal SNSL (durchgezogene Linie) zusammen mit dem High-Side-Erfassungssignal SNSH (gestrichelte Linie) zeigt.
Zwischen den Zeitpunkten t31 und t33 wird die Schaltspannung SW impulsgesteuert mit der Schaltperiode Tsw. Wenn andererseits die Differenz zwischen der Eingangsspannung PVDD und der Ausgangsspannung VOUT so klein wird, dass die Ein-Betrieb D (= Ton / Tsw) nahe 100 % liegt, dann geht das Schaltnetzteil 100, wie zwischen den Zeitpunkten t33 und t37 gezeigt, in einen Verlängerungsmodus über, in dem es das Aus-Timing des Ausgangstransistors 111 ignoriert, um das Ein-Timing Ton des Ausgangstransistors 111 zu verlängern.
Um anhand der Darstellung in 11 konkret zu beschreiben, wird zwischen den Zeitpunkten t33 und t34 die Aus-Periode Toff, die normalerweise auftreten sollte, übersprungen und dadurch die scheinbare Schaltperiode auf 2Tsw (also zwischen den Zeitpunkten t33 und t35) verlängert. Dementsprechend wird die Ein-Periode des Ausgangstransistors 111 auf 2Ton verlängert. Dasselbe gilt für den Zeitraum zwischen den Zeitpunkten t35 und t37.
Mit dieser Funktion zum Verlängern der Ein-Periode Ton ist es möglich, die Ausgangsspannung VOUT kontinuierlich zu halten, obwohl die Ausgangsspannung VOUT etwas größere Welligkeiten aufweist, was mit einer Konfiguration nicht erreicht werden kann, bei der der Ein-Betrieb D abrupt von einem PWM-gesteuerten Zustand in einen Zustand wechselt, der auf 100% festgelegt ist (das heißt ein Zustand der Durchgangsausgabe der Eingangsspannung PVDD).
Ein Wechsel in den Verlängerungsmodus kann festgestellt werden, indem geprüft wird, ob die Rückkopplungsspannung FB (oder die Ausgangsspannung VOUT) niedriger als eine vorgegebene Schwellenspannung ist.
In dem Verlängerungsmodus ist jedoch, wie bereits erwähnt, die Ein-Periode Ton sehr lang. Daher kann das Erfassen nur der Low-Side-Stromrückkopplungsinformation linfoL während der Aus-Periode des Ausgangstransistors 111 zu einer signifikanten Abweichung zwischen dem Low-Side-Erfassungssignal SNSL, das in der vorhergehenden Aus-Periode Toff gehalten wird, und dem Low-Side-Erfassungssignal SNSL, das in der nachfolgenden Aus-Periode Toff abzutasten ist, führen, was zu einer instabilen Abtastung führen kann.
Auf der anderen Seite ist es durch das Erfassen nicht nur der Low-Side-Stromrückkopplungsinformation linfoL während der Aus-Periode Toff, sondern auch der High-Side-Stromrückkopplungsinformation linfoH während der Ein-Periode Ton möglich, die Differentialfehlersignale ERRP und ERRN während der Ein-Periode Ton dem High-Side-Induktionsstrom ILH folgen zu lassen. Somit ist es auch möglich, die Differentialfehlersignale ERRP und ERRN während der Aus-Periode Toff dem Low-Side-Induktivitätsstrom ILL ohne Verzögerung folgen zu lassen. Dadurch wird eine kontinuierliche Stromrückkopplungssteuerung erreicht, die leicht stabilisiert werden kann.
<Offener Rückkopplungsanschluss>
12 ein Diagramm, das das Verhalten zeigt, das beobachtet wird, wenn der Rückkopplungsanschluss T4 offen wird. Wenn der Rückkopplungspfad der Ausgangsspannung VOUT aufgrund eines Fehlers o.ä. unterbrochen wird, wird der Rückkopplungsanschluss T4 zum Empfangen der Rückkopplungseingabe der Ausgangsspannung VOUT offen.
In diesem Fall wird die Rückkopplungsspannung FB über den Widerstand 122 auf einen geerdeten Anschluss heruntergezogen und fällt so auf den GND-Pegel ab. Dementsprechend wird das Fehlersignal ERR auf High-Pegel fixiert, und dies führt zu einem Zustand, in dem kein Impuls in dem Aus-Signal OFF des PWM-Komparators 170 auftritt und der Ausgangstransistor 111 eingeschaltet bleibt (zum Beispiel SW ist fixiert gleich PVDD).
Auf diese Weise setzt das Schaltnetzteil 100 (insbesondere der Ausgangsrückkopplungscontroller), wenn der Rückkopplungsanschluss T4 offen wird, wenn festgestellt wird, dass die Ausgangsspannung VOUT offensichtlich niedriger als der Zielwert ist, den Ein-Betrieb D des Schaltnetzteils 100 auf den Maximalwert (zum Beispiel so, dass D gleich 1 oder ein vergleichbarer Wert ist) und erhöht die Ausgangsspannung VOUT weiter. Dies führt im schlimmsten Fall zur Zerstörung der Last Z, die mit der Ausgangsspannung VOUT gespeist wird. In der nachstehenden Beschreibung wird eine neuartige Ausführungsform, die das Problem lösen kann, diskutiert.
<Siebte Ausführungsform>
13 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer siebten Ausführungsform zeigt. Diese Ausführungsform basiert zwar auf der voranstehend beschriebenen Grundkonfiguration (1), enthält aber zusätzlich eine Offen-Schutzeinrichtung 600.
Die Offen-Schutzeinrichtung 600 variiert die Anschlussspannung VT4 an dem Rückkopplungsanschluss T4, um den Ein-Betrieb D des Schaltnetzteils 100 zu senken, wenn der Rückkopplungsanschluss T4 offen wird. Insbesondere erhöht die Offen-Schutzeinrichtung 600, wenn der Rückkopplungsanschluss T4 offen wird, die Anschlussspannung VT4 an dem Rückkopplungsanschluss T4, um die Rückkopplungsspannung FB höher als die Referenzspannung REF zu machen.
Für die Offen-Schutzeinrichtung 600 kann, wie in 13 dargestellt, eine Stromquelle oder ein Widerstand, die zwischen dem Anlegeanschluss für die Eingangsspannung PVDD und dem Rückführanschluss T4 angeschlossen werden und einen Pull-up-Strom Ip (von einem Minutenwert von beispielsweise etwa 100 nA) an den Rückführanschluss T4 einspeist, verwendet werden.
Die Funktionsweise der Offen-Schutzeinrichtung 600 wird nachstehend beschrieben. Wenn der Rückkopplungsanschluss T4 offen wird, fließt der Pull-up-Strom Ip von der Offen-Schutzeinrichtung 600 in die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120.
Wird hier der Stromwert des Pull-up-Stroms Ip, der mit dem Widerstandswert des Widerstands 122 multipliziert wird (das heißt die Rückkopplungsspannung FB), im Voraus höher als die Referenzspannung REF eingestellt, so wird das Fehlersignal ERR auf Low-Pegel und damit das Aus-Signal OFF des PWM-Komparators 170 auf Low-Pegel fixiert; dies führt zu einem Zustand, in dem der Ausgangstransistor 111 ausgeschaltet bleibt (zum Beispiel SW ist gleich GND fixiert).
Wenn der Rückkopplungsanschluss T4 offen wird, arbeitet die Offen-Schutzeinrichtung 600 so, dass die Rückkopplungsspannung FB erhöht wird, um sie höher als die Referenzspannung REF zu machen. Infolgedessen setzt das Schaltnetzteil 100 (insbesondere der Ausgangsrückkopplungscontroller), wenn es feststellt, dass die Ausgangsspannung VOUT offensichtlich höher als der Zielwert ist, den Ein-Betrieb D des Schaltnetzteils 100 auf den Mindestwert (zum Beispiel so, dass D gleich 0 oder ein vergleichbarer Wert ist) und senkt dadurch die Ausgangsspannung VOUT weiter ab. Auf diese Weise kann die Ausgangsspannung VOUT sicher in einen abgeschalteten Zustand verschoben werden (wobei VOUT gleich 0 V oder eine vergleichbare niedrige Spannung ist), und dies trägt dazu bei, die Zerstörung der Last Z zu verhindern.
Andererseits , wenn der Rückkopplungsanschluss T4 nicht offen ist, fließt fast der gesamte Pull-up-Strom Ip, der von der offenen Schutzeinrichtung 600 erzeugt wird, durch einen Strompfad, der eine niedrigere Impedanz hat als die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 (genauer gesagt, der Strompfad, der von dem Rückkopplungsanschluss T4 zu dem Kondensator 114 führt). Daher ist der Stromwert des Pull-up-Stroms Ip, der in die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 fließt, multipliziert mit dem Widerstandswert des Widerstands 122 (das heißt die Vorspannungskomponente der Rückkopplungsspannung FB, die sich aus dem Pull-up-Strom Ip ergibt), verglichen mit der Referenzspannung REF vernachlässigbar gering, und hat daher keinen Einfluss auf den regulären Ausgangsrückkopplungscontroller.
<Achte Ausführungsform>
14 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer achten Ausführungsform zeigt. Diese Ausführungsform basiert zwar auf der voranstehend beschriebenen siebten Ausführungsform (13), enthält aber Neuerungen in der Konfiguration der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 und in der Funktionsweise der Erzeugung des Pull-up-Stroms Ip.
Genauer gesagt enthält die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 zusätzlich zu den Widerständen 121 und 122 einen Kondensator 123, der parallel zu dem Widerstand 122 geschaltet ist. Mit dieser Konfiguration ist es möglich, die Rückkopplungsspannung FB mit dem Pull-up-Strom Ip stabiler zu erhöhen, wenn der Rückkopplungsanschluss T4 offen wird.
Mit dem mitgelieferten Kondensator 123 kann die Offen-Schutzeinrichtung 600 intermittierend den Pull-up-Strom Ip erzeugen. Diese Konfiguration trägt dazu bei, den Strom, der von der Offen-Schutzeinrichtung 600 aufgenommen wird, zu reduzieren (insbesondere den Strom, der verschwendet wird, wenn der Rückkopplungsanschluss T4 nicht offen ist).
< Neunte Ausführungsform>
15 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer neunten Ausführungsform zeigt. Diese Ausführungsform basiert zwar auf der voranstehend beschriebenen siebten Ausführungsform (13), doch fehlt die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120, und stattdessen wird die Anschlussspannung VT4 an dem Rückkopplungsanschluss T4 (wenn der Rückkopplungsanschluss T4 nicht offen ist, ist VT4 gleich VOUT) direkt dem Fehlerverstärker 140 zugeführt.
Das heißt in dem Schaltnetzteil 100 (insbesondere dem Ausgangsrückkopplungscontroller) wird die Betriebssteuerung für das Schaltnetzteil 100 so durchgeführt, dass die Anschlussspannung VT4 an dem Rückkopplungsanschluss gleich der vorgegebenen Referenzspannung REF bleibt. Selbstverständlich ist auch bei dieser Konfiguration die Offen-Schutzeinrichtung 600 wirksam.
Wenn der Rückkopplungsanschluss T4 offen wird, wirkt die Offen-Schutzeinrichtung 600 so, dass sie die Anschlussspannung VT4 an dem Rückkopplungsanschluss T4 auf nahezu die Eingangsspannung PVDD (> REF) anhebt. Infolgedessen setzt das Schaltnetzteil 100 (insbesondere der AusgangsRückkopplungscontroller), wenn festgestellt wird, dass die Ausgangsspannung VOUT offensichtlich höher als der Zielwert ist, den Ein-Betrieb D des Schaltnetzteils 100 auf den Mindestwert (zum Beispiel so, dass D gleich 0 oder ein vergleichbarer Wert ist) und senkt dadurch die Ausgangsspannung VOUT weiter ab. Auf diese Weise kann die Ausgangsspannung VOUT sicher in einen abgeschalteten Zustand verschoben werden (so dass VOUT gleich 0 V oder eine vergleichbare niedrige Spannung ist), was dazu beiträgt, die Zerstörung der Last Z zu verhindern. Diese offene Schutzoperation ähnelt im Wesentlichen der voranstehend beschriebenen siebten Ausführungsform (13) und achten Ausführungsform (14).
Mit dem Schaltnetzteil 100 dieser Ausführungsform entfällt die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120, was dazu beiträgt, die Schaltungsgröße zu reduzieren. Es ist auch möglich, die Genauigkeit der Rückkopplungsspannungssteuerung zu verbessern.
<Zehnte Ausführungsform>
16 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer zehnten Ausführungsform zeigt (entsprechend einem ersten Vergleichsbeispiel, das mit einer zwölften Ausführungsform (19) verglichen werden soll, die nachstehend beschrieben wird). In dem Schaltnetzteil 100 dieser Ausführungsform enthält der Fehlerverstärker 140 eine Differentialeingangsschaltung 300, eine Verstärkerschaltung 400 und eine Differentialausgangsschaltung 500.
Die Differentialeingangsschaltung 300 enthält eine Differentialeingangsstufe 310, die die Differentialeingangssignale INP und INN mit einem Paar von P-Kanal-Transistoren empfängt. Die Differentialeingangsstufe 310 enthält als Hauptschaltungselemente die PMOSFETs 311 und 312 und eine Stromquelle 313.
Der erste Anschluss der Stromquelle 313 ist mit einem gespeisten Anschluss (einem Anlegeanschluss für die Versorgungsspannung VDD) verbunden. Der zweite Anschluss der Stromquelle 313 ist mit den jeweiligen Source-Anschlüssen der PMOSFETs 311 und 312 verbunden. Der Gate-Anschluss des PMOSFET 311 ist als erster Differentialeingangsanschluss der Differentialeingangsschaltung 300 (das heißt der invertierende Eingangsanschluss (-) des Fehlerverstärkers 140) mit einem Anlegeanschluss für das Differentialeingangssignal INP (das heißt die Rückkopplungsspannung FB) verbunden. Der Gate-Anschluss des PMOSFET 312 ist als zweiter Differentialeingangsanschluss der Differentialeingangsschaltung 300 (das heißt der nicht-invertierende Eingangsanschluss (+) des Fehlerverstärkers 140) mit einem Anlegeanschluss für das Differentialeingangssignal INN (das heißt die Referenzspannung REF) verbunden.
Die Verstärkerschaltung 400 verstärkt die Ausgangssignale der Differentialeingangsschaltung 300 und gibt die Ergebnisse aus.
Basierend auf den Ausgangssignalen der Verstärkerschaltung 400 gibt die Differentialausgangsschaltung 500 die Differentialausgangssignale OUTP und OUTN aus. Die Differentialausgangsschaltung 500 ist nicht auf einen Differentialausgangstyp beschränkt, sondern kann stattdessen ein einzelner Ausgangstyp sein.
Auf diese Weise gewährleistet das Verwenden der P-Kanal-Differentialeingangsstufe 310 einen störungsfreien Betrieb auch dann, wenn als Differentialeingangssignale INP und INN die Massespannung VSS (= 0 V) eingespeist wird. Da jedoch die Differenz zwischen den Differentialeingangssignalen INP/INN und der Versorgungsspannung VDD kleiner wird, kann es zu Betriebsstörungen kommen. Insbesondere die Verwendung der P-Kanal-Differentialeingangsstufe 310 allein führt zu einem begrenzten Eingangsdynamikbereich auf der Stromversorgungsseite.
<Elfte Ausführungsform>
17 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer elften Ausführungsform zeigt (entsprechend einem zweiten Vergleichsbeispiel, das mit der zwölften Ausführungsform (19) zu vergleichen ist, die später beschrieben wird). Diese Ausführungsform basiert zwar auf der voranstehend beschriebenen zehnten Ausführungsform (16), enthält jedoch eine modifizierte Differentialeingangsschaltung 300. Dementsprechend entfällt in Bild 17 die Darstellung der Verstärkerschaltung 400 und der Ausgangsschaltung 500, und die folgende Beschreibung konzentriert sich auf die Differentialeingangsschaltung 300.
Die Differentialeingangsschaltung 300 in dieser Ausführung enthält neben der voranstehend beschriebenen Differentialeingangsstufe 310 eine Differentialeingangsstufe 320 und einen gm-Glätter 330.
Die Differentialeingangsstufe 320 ist ein Schaltungsblock, der die Differentialeingangssignale INP und INN mit einem Paar N-Kanal-Transistoren empfängt. Die Differentialeingangsstufe 320 enthält als Hauptschaltungselemente die NMOSFETs 321 und 322 und eine Stromquelle 323.
Der erste Anschluss der Stromquelle 323 ist mit einem geerdeten Anschluss (das heißt einem Anlegeanschluss für die Erdspannung VSS) verbunden. Der erste Anschluss der Stromquelle 323 ist mit den jeweiligen Source-Anschlüssen der NMOSFETs 321 und 322 verbunden. Das Gate des NMOSFET 321 ist als erster Differentialeingangsanschluss der Differentialeingangsschaltung 300 (das heißt der invertierende Eingangsanschluss (-) des Fehlerverstärkers 140) mit einem Anlegeanschluss für das Differentialeingangssignal INP (das heißt die Rückkopplungsspannung FB) verbunden. Das Gate des NMOSFET 322 ist als zweiter Differentialeingangsanschluss der Differentialeingangsschaltung 300 (das heißt der nicht invertierende Eingangsanschluss (+) des Fehlerverstärkers 140) mit einem Anlegeanschluss für das Differentialeingangssignal INN (das heißt die Referenzspannung REF) verbunden.
Wie bereits erwähnt, führt allein die Verwendung der P-Kanal-Differentialeingangsstufe 310 zu einem begrenzten Eingangsdynamikbereich auf der Stromversorgungsseite. Auf der anderen Seite, um der Diskussion willen, führt das Verwenden der N-Kanal-Differentialeingangsstufe 320 allein zu einem begrenzten Eingangsdynamikbereich auf der Versorgungsspannungsseite.
Im Gegensatz dazu ergänzen sich bei einer Konfiguration unter Verwendung der P-Kanal-Differentialeingangsstufe 310 und der N-Kanal-Differentialeingangsstufe 320 in Parallelschaltung (so genannte Rail-to-Rail-Konfiguration) die Eingangsdynamikbereiche auf den gegenüberliegenden Seiten, was einen Vollbereichsbetrieb von der Massespannung VSS bis zu der Versorgungsspannung VDD ermöglicht. So ist es beispielsweise möglich, durch Anheben der Referenzspannung REF die Genauigkeit der Ausgangsrückkopplungssteuerung zu erhöhen.
Der gm-Glätter 330 passt die Strommengen der Stromquellen 313 bzw. 323 so an, dass die Transkonduktanz gm des Fehlerverstärkers 140 innerhalb des Eingangsdynamikbereichs der Differentialeingangsschaltung 300 nicht variiert.
18 ist ein Diagramm, das die Korrelation der Differentialeingangssignale INP und INN (entlang der horizontalen Achse) gegen die Transkonduktanz gm (entlang der vertikalen Achse) in der elften Ausführungsform zeigt.
Wie in 18 dargestellt, ist, wenn der Eingangsdynamikbereich der P-Kanal-Differentialeingangsstufe 310 von VSS bis VH ist und der Eingangsdynamikbereich der N-Kanal-Differentialeingangsstufe 320 von VL bis VDD ist, der gemeinsame aktive Bereich dieser beiden Stufen von VL bis VH (wobei VSS < VL < VH < VDD).
In dem eben erwähnten gemeinsamen aktiven Bereich sind die Differentialeingangsstufen 310 und 320 beide wirksam, wodurch die Transkonduktanz gm doppelt so hoch ist. Dies macht die topologische Auslegung des Schaltnetzteils 100 schwierig und führt tendenziell zu einer instabilen Ausgangsrückkopplungsschleife.
Um dies zu vermeiden, ist es, wenn eine Rail-to-Rail-Konfiguration angewendet wird, im Allgemeinen notwendig, einen gm-Glätter 330 zu verwenden, um die Transkonduktanz gm flach zu halten. Ein Nachteil ist, dass der gm-Glätter 330 ein kompliziertes Schaltungsdesign hat. Die folgende Beschreibung schlägt eine neuartige Ausführungsform vor, die keinen gm-Glätter 330 erfordert.
<Zwölfte Ausführungsform>
19 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer zwölften Ausführungsform zeigt. Diese Ausführungsform basiert zwar auf der voranstehend beschriebenen elften Ausführungsform (17), enthält aber eine weiter verbesserte Differentialeingangsschaltung 300. Dementsprechend fehlen auch in 19 die Darstellung der Verstärkerschaltung 400 und der Differentialausgangsschaltung 500, und die folgende Beschreibung konzentriert sich auf die Differentialeingangsschaltung 300.
Die Differentialeingangsschaltung 300 in dieser Ausführungsform enthält anstelle des gm-Glätters 340 einen Eingangsstufenschalter 340. Um der Modifikation Rechnung zu tragen, wird die Stromquelle 313 in der Differentialeingangsstufe 310 durch einen PMOSFET 314 ersetzt, und die Stromquelle 323 in der Differentialeingangsstufe 320 wird durch einen NMOSFET 324 ersetzt.
Der Eingangsstufenschalter 340 enthält die PMOSFETs 341 bis 343, die NMOSFETs 344 bis 346, eine Stromquelle 347 und einen Inverter 348. Der Eingangsstufenschalter 340 speist entsprechend einem Eingangsstufen-Schaltsignal PNSW einen Treiberstrom in eine der Differentialeingangsstufen 310 und 320 ein, und veranlasst dadurch selektiv den Betrieb einer der Differentialeingangsstufen 310 und 320.
Der erste Anschluss der Stromquelle 347 ist mit einem stromversorgten Anschluss verbunden. Der zweite Anschluss der Stromquelle 347 ist mit den jeweiligen Source-Anschlüssen der PMOSFETs 341 und 342 verbunden. Der Drain des NMOSFET 321 ist mit dem Drain des NMOSFET 344 verbunden. Der Drain des PMOSFET 342 ist mit dem Drain des NMOSFET 345 verbunden. Das Gate des PMOSFET 341 ist mit dem Ausgangsanschluss des Inverters 348 verbunden (das heißt mit einem Anlegeanschluss für ein invertiertes Eingangsstufen-Schaltsignal PNSWB). Das Gate des PMOSFET 342 und der Eingangsanschluss des Inverters 348 sind beide mit einem Anlegeanschluss für das Eingangsstufen-Schaltsignal PNSW verbunden.
Die jeweiligen Source-Anschlüsse der NMOSFETs 344 bis 346 sind mit dem geerdeten Anschluss verbunden. Die Gates der NMOSFETs 324 und 344 sind beide mit dem Drain des NMOSFET 344 verbunden. Die jeweiligen Gates der NMOSFETs 345 und 346 sind beide mit dem Drain des NMOSFET 345 verbunden. Der Drain des NMOSFET 346 ist mit dem Drain des PMOSFET 343 verbunden. Die Source des PMOSFET 343 ist mit dem Stromanschluss verbunden. Die jeweiligen Gates der PMOSFETs 314 und 343 sind beide mit dem Drain des PMOSFET 343 verbunden.
Von den voranstehend erwähnten Schaltungselementen entsprechen die PMOSFETs 341 und 342 einem Differentialpaar, das das Eingangsstufen-Schaltsignal PNSW und sein logisch invertiertes Signal (das heißt das invertierte Eingangsstufen-Schaltsignal PNSWB) empfängt.
Das NMOSFET-Paar 324 und 344, das NMOSFET-Paar 345 und 346 sowie das NMOSFET-Paar 314 und 343 bilden jeweils einen Stromspiegel, der die zweikanaligen Ströme, die von dem voranstehend erwähnten Differentialpaar (PMOSFETs 341 und 342) ausgegeben werden, als Treiberströme für die Differentialeingangsstufen 310 und 320 einspeist.
Wenn PNSW = L (PNSWB = H), ist der PMOSFET 341 ausgeschaltet und der PMOSFET 342 ist eingeschaltet. Dementsprechend fließt kein Strom durch den NMOSFET 344 und somit auch kein Strom durch den NMOSFET 324, der mit ihm gepaart ist. Folglich werden der N-Kanal-Differentialeingangsstufe 320 keine Treiberströme zugeführt, die somit außer Betrieb bleibt. Auf der anderen Seite fließt ein Strom durch den NMOSFET 345 und somit ein Strom durch den NMOSFET 346, der mit ihm gepaart ist. Infolgedessen fließt ein Strom durch den PMOSFET 343, und somit fließt ein Strom durch den PMOSFET 314, der mit ihm gepaart ist. Folglich werden Treiberströme der P-Kanal-Differentialeingangsstufe 310 zugeführt, die somit funktionsfähig bleibt.
Im Gegensatz dazu ist bei PNSW = H (PNSWB = L) der PMOSFET 341 eingeschaltet und der PMOSFET 342 ist ausgeschaltet. Dementsprechend fließt ein Strom durch den NMOSFET 344, und somit fließt ein Strom durch den NMOSFET 324, der mit ihm gepaart ist. Folglich werden Treiberströme der N-Kanal-Differentialeingangsstufe 320 zugeführt, die somit funktionsfähig bleibt. Auf der anderen Seite fließt kein Strom durch den NMOSFET 345 und somit auch kein Strom durch den NMOSFET 346, der mit ihm gepaart ist. Infolgedessen fließt kein Strom durch den PMOSFET 343 und somit auch kein Strom durch den PMOSFET 314, der mit ihm gepaart ist. Folglich werden der P-Kanal-Differentialeingangsstufe 310 keine Treiberströme zugeführt, die somit außer Betrieb bleibt.
20 ist ein Diagramm, das die Korrelation der Differentialeingangssignale INP und INN (entlang der horizontalen Achse) gegen die Transkonduktanz gm (entlang der vertikalen Achse) in der zwölften Ausführungsform zeigt.
Wie in 20 dargestellt, wird das Eingangsstufen-Schaltsignal PNSW auf Low-Pegel gehalten, wenn die Differentialeingangssignale INP und INN niedriger als ein vorbestimmter Schwellenpegel VM, der in dem gemeinsamen aktiven Bereich (von VL bis VH) der Differentialeingangsstufen 310 und 320 (wobei VL < VM < VH) eingestellt ist, sind. Dementsprechend steuert der Eingangsstufenschalter 340 die Treiberströme, um die Differentialeingangsstufe 310 in Betrieb zu halten und die Differentialeingangsstufe 320 außer Betrieb zu halten.
Wenn dagegen die Differentialeingangssignale INP und INN höher als der Schwellenpegel VM sind, wird das Eingangsstufen-Schaltsignal PNSW auf High-Pegel gehalten. Dementsprechend steuert der Eingangsstufenschalter 340 die Treiberströme, um die Differentialeingangsstufe 320 in Betrieb und die Differentialeingangsstufe 310 außer Betrieb zu halten.
Wie voranstehend beschrieben, ist es mit der Differentialeingangsschaltung 300 nach dieser Ausführungsform möglich, durch logisches Schalten der Treiberströme, die der P-Kanal-Differentialeingangsstufe 310 bzw. der N-Kanal-Differentialeingangsstufe 320 zugeführt werden, in einem engen Totbereich die Transkonduktanz gm ohne Verwenden des Eingangsstufenschalters 340, der einen komplizierten Schaltungsaufbau aufweist, zu glätten und dadurch die Eingangsdynamik des Fehlerverstärkers 140 zu erweitern. Die voranstehend erwähnte Steuerung der Treiberströme kann durch Verwenden eines Differentialpaares mit erhöhter Verstärkung oder durch logisches Schalten erreicht werden.
Das Erweitern des Eingangsdynamikbereichs des Fehlerverstärkers 140 ermöglicht es dem Fehlerverstärker 140, die Ausgangsspannung VOUT (z.B. OUT = 1,2 V) so zu empfangen, wie sie ist, ohne dass er einer Spannungsteilung unterworfen wird. Dies macht die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 überflüssig und trägt somit zu einer reduzierten Schaltungsgröße bei. Es ist auch möglich, die Genauigkeit der Rückkopplungsspannungssteuerung zu erhöhen.
<Dreizehnte Ausführungsform>
21 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer dreizehnten Ausführungsform zeigt (entsprechend einem dritten Vergleichsbeispiel, das mit einer vierzehnten Ausführungsform verglichen werden soll (22 und 23), die nachstehend beschrieben wird). In dem Schaltnetzteil 100 dieser Ausführungsform enthält der Fehlerverstärker 140 eine Differentialeingangsschaltung 300, eine Verstärkerschaltung 400 und eine Differentialausgangsschaltung 500.
Die Differentialeingangsschaltung 300 enthält eine Differentialeingangsstufe 350, die mit einem Paar N-Kanal-Transistoren die Rückkopplungsspannung FB und die Referenzspannung REF empfängt. Die Differentialeingangsstufe 350 enthält als Hauptschaltungselemente die NMOSFETs 351 und 352 und eine Stromquelle 353.
Der erste Anschluss der Stromquelle 353 ist mit einem geerdeten Anschluss (das heißt einem Anlegeanschluss für die Erdspannung VSS) verbunden. Der zweite Anschluss der Stromquelle 353 ist mit den jeweiligen Source-Anschlüssen des NMOSFET 351 und 352 verbunden. Das Gate des NMOSFET 351 ist als erster Differentialeingangsanschluss der Differentialeingangsschaltung 300 (das heißt der invertierende Eingangsanschluss (-) des Fehlerverstärkers 140) mit einem Anlegeanschluss für das Differentialeingangssignal INP (das heißt die Rückkopplungsspannung FB) verbunden. Das Gate des NMOSFET 352 ist als zweiter Differentialeingangsanschluss der Differentialeingangsschaltung 300 (das heißt der nicht invertierende Eingangsanschluss (+) des Fehlerverstärkers 140) mit einem Anlegeanschluss für das Differentialeingangssignal INN (das heißt die Referenzspannung REF) verbunden.
Die Verstärkerschaltung 400 verstärkt die Ausgangssignale der Differentialeingangsschaltung 300 und gibt die Ergebnisse aus.
Basierend auf den Ausgangssignalen der Verstärkerschaltung 400 gibt die Differentialausgangsschaltung 500 die Differentialausgangssignale OUTP und OUTN aus. Die Differentialausgangsschaltung 500 ist nicht auf einen Differentialausgangstyp beschränkt, sondern kann stattdessen einer von einem einzigen Ausgangstyp sein.
Das Schaltnetzteil 100 ist mit einer Funktion (eine so genannte Schlaf-Funktion), mit der beispielsweise in einem Zustand geringer Last der Schaltbetrieb ausgesetzt werden kann, um eine Schaltung mit hoher Stromaufnahme zu stoppen, bereitgestellt. In dem Fehlerverstärker 140 wird beispielsweise der Treiberstrom für die Differentialeingangsstufe 350 in Übereinstimmung mit einem Freigabesignal EN eingeschaltet und ausgeschaltet. Genauer gesagt wird die Stromquelle 353 abgeschaltet, wenn das Freigabesignal EN auf einen ersten logischen Pegel (das heißt den logischen Pegel, der den Schlafmodus anzeigt) geschaltet wird. Wenn dagegen das Freigabesignal EN auf einen zweiten Logikpegel geschaltet wird (das heißt den Logikpegel, der den Normalmodus anzeigt), wird die Stromquelle 353 eingeschaltet.
Ein Übergang in den Ruhemodus kann festgestellt werden, indem geprüft wird, ob die Rückkopplungsspannung FB (oder die Ausgangsspannung VOUT) höher als eine vorgegebene Schwellenspannung (z.B. REF × 1,03) ist. Ebenso kann eine Rückkehr in den Normalmodus festgestellt werden, indem geprüft wird, ob die Rückkopplungsspannung FB niedriger als eine vorgegebene Schwellenspannung (z.B. REF × 1,01) ist.
Mit dem Schaltnetzteil 100, das mit der voranstehend beschriebenen Schlaf-Funktion ausgestattet ist, kann eine geringe Stromaufnahme erreicht werden. Unglücklicherweise fließt jedoch bei der Rückkehr in den Normalmodus unter der Bedingung REF ≈ FB (das heißt beim Neustart der Differentialeingangsschaltung 300) mit steigendem Treiberstrom, der von der Stromquelle 353 erzeugt wird, ein transienter Kickback-Strom durch die jeweiligen Gates des NMOSFET 351 und 352.
Hier ist das Gate des NMOSFET 351 mit der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 (entsprechend einer ersten Signalquelle) verbunden. Die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 ist eine Widerstandsleiter, die aus den Widerständen 121 und 122 besteht und dementsprechend eine vergleichsweise hohe Impedanz aufweist.
Auf der anderen Seite ist das Gate des NMOSFET 352 mit der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 130 (entsprechend einer zweiten Signalquelle) verbunden. Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 130 weist als Ausgangsstufe über einen Puffer 131 und hat dementsprechend eine niedrigere Impedanz als die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120.
Wenn also ein Rückkopplungsstrom fließt, wenn die Differentialeingangsschaltung 300 neu startet, weist die Gate-Spannung des NMOSFET 351 (das heißt die Rückkopplungsspannung FB) eine Schwankung (das heißt Kickbackrauschen), die aus Sicht des Systems nicht ignoriert werden kann, auf, so dass der Betriebsstartpunkt des Fehlerverstärkers 140 von seinem Sollwert abweicht. In der folgenden Beschreibung werden neuartige Ausführungsformen, die das Problem lösen können, diskutiert.
<Vierzehnte Ausführungsform>
22 und 23 sind Diagramme, die ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer vierzehnten Ausführungsform zeigen. Diese Ausführungsform basiert zwar auf der voranstehend beschriebenen dreizehnten Ausführungsform (21), enthält jedoch eine verbesserte Differentialeingangsschaltung 300. Dementsprechend entfällt in den Bildern 22 und 23 die Darstellung der Verstärkerschaltung 400 und der Ausgangsschaltung 500, und die folgende Beschreibung konzentriert sich auf die Differentialeingangsschaltung 300.
Die Differentialeingangsschaltung 300 in dieser Ausführung enthält zusätzlich zu der voranstehend beschriebenen Differentialeingangsstufe 350 einen Signalpfadschalter 360.
Der gemeinsame Anschluss des Signalpfadschalters 360 ist mit dem Gate des NMOSFET 351 verbunden. Der erste Auswahlanschluss des Signalpfadschalters 360 ist mit der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 verbunden. Der zweite Auswahlanschluss des Signalpfadschalters 360 ist mit dem Gate des MOSFET 352 (oder mit der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 130, die mit ihm verbunden ist) verbunden. Der Steueranschluss des Signalpfadschalters 360 ist mit einem Anlegeanschluss für ein Freigabesignal EN2 verbunden.
Während des Hochfahrens der Differentialeingangsstufe 350 (das heißt unmittelbar nachdem der Treiberstrom für die Differentialeingangsstufe 350 zu fließen beginnt), wie in 22 dargestellt, ist der Signalpfadschalter 360 in einem ersten Schaltzustand, in dem er das Gate des NMOSFET 351 von der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 getrennt hält und mit dem Gate des NMOSFET 352 kurzgeschlossen hält.
Durch die voranstehend beschriebene Pfadschaltsteuerung, wenn die Differentialeingangsschaltung 300 neu gestartet wird, zeigt die Rückkopplungsspannung FB auch dann keine Schwankungen, wenn ein transienter Kickback-Strom durch die jeweiligen Gates der NMOSFETs 351 und 352 fließt. Was die Referenzspannung REF betrifft, so absorbiert die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 130 (insbesondere der Puffer 131), die eine vergleichsweise niedrige Impedanz hat, die Fluktuation aufgrund eines Kickback-Stroms, so dass sich daraus keine nennenswerten Probleme ergeben.
Andererseits wechselt der Signalpfadschalter 360 nach dem Hochfahren der Differentialeingangsstufe 350 (das heißt nachdem sich der Treiberstrom für die Differentialeingangsstufe 350 stabilisiert hat), wie in 23 dargestellt, in einen zweiten Schaltzustand, in dem er das Gate des NMOSFET 351 von dem Gate des NMOSFET 352 getrennt hält und mit der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 verbunden hält.
Durch die voranstehend beschriebene Pfadschaltsteuerung ist es möglich, den regulären Betrieb des Fehlerverstärkers 140 wieder aufzunehmen, ohne durch einen transienten Kickback-Strom beeinträchtigt zu werden. Übrigens treten beim Übergang von dem ersten Schaltzustand (Bild 22) in den zweiten Schaltzustand (Bild 23) sowohl in der Rückkopplungsspannung FB als auch in der Referenzspannung REF Schaltrauschen auf. Das Schaltrauschen ist jedoch weitaus schwächer als das Kickbackrauschen und kann leicht verkraftet werden.
Wie voranstehend beschrieben, trägt das Einführen des Signalpfadschalters 360 dazu bei, eine Schwankung der Rückkopplungsspannung FB bei der Rückkehr in den Normalmodus zu unterdrücken, und trägt so zu einer sanften Rückkehr aus dem Ruhemodus in den Normalmodus bei.
24 ist ein Diagramm, das speziell die bisher beschriebene Operation zur Vermeidung von Kickbackrauschen zeigt, wobei von oben nach unten die Freigabesignale EN und EN2, die Rückkopplungsspannung FB und die Referenzspannung REF dargestellt sind.
Vor dem Zeitpunkt t41 befindet sich das Freigabesignal EN auf Low-Pegel (das heißt dem Logikpegel, der den Schlafmodus anzeigt). Dementsprechend ist der Treiberstrom durch die Stromquelle 353 ausgeschaltet, und die Differentialeingangsstufe 350 (und damit der Fehlerverstärker 140) bleibt außer Betrieb.
Während dieser Zeit ist das Freigabesignal EN2 auf Low-Pegel (der Logikpegel, der den ersten Schaltzustand verlangt). Dementsprechend befindet sich der Signalpfadschalter 360 in dem ersten Schaltzustand (22), in dem er das Gate des NMOSFET 351 von der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 getrennt und mit dem Gate des NMOSFET 352 verbunden hält.
Wenn zum Zeitpunkt t41 das Freigabesignal EN auf High-Pegel angehoben wird (das heißt der Logikpegel, der den Normalbetrieb anzeigt), wird der Treiberstrom durch die Stromquelle 353 eingeschaltet und die Differentialeingangsstufe 350 (und damit der Fehlerverstärker 140) startet ihren Betrieb neu.
Zu diesem Zeitpunkt bleibt das Freigabesignal EN2 jedoch auf Low-Pegel. Dadurch wird der Signalpfadschalter 360 in dem ersten Schaltzustand gehalten (22), und es tritt kein Rückkopplungsrauschen in der Rückkopplungsspannung FB auf.
Danach wird nach Ablauf einer vorgegebenen Kurzschlusszeit Tsc nach dem Zeitpunkt 41 zu dem Zeitpunkt t42 das Freigabesignal EN auf High-Pegel (der Logikpegel, der den zweiten Schaltzustand verlangt) angehoben. Dementsprechend ist der Signalpfadschalter 360 nun in dem zweiten Schaltzustand (23), in dem er das Gate des NMOSFET 351 von dem Gate des NMOSFET 352 getrennt hält und mit der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 verbunden hält.
Nach dem Hochfahren der Differentialeingangsstufe 350 und bis die Kurzschlusszeit Tsc abläuft, hält der Signalpfadschalter 360 das Gate des NMOSFET 351 von der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 getrennt und mit dem Gate des NMOSFET 352 kurzgeschlossen; nach Ablauf der Kurzschlusszeit Tsc hält der Signalpfadschalter 360 das Gate des NMOSFET 351 von dem Gate des NMOSFET 352 getrennt und mit der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 verbunden.
Durch die voranstehend beschriebene Pfadschaltsteuerung ist es möglich, den regulären Betrieb des Fehlerverstärkers 140 neu zu starten, ohne durch einen transienten Kickback-Strom beeinträchtigt zu werden. Übrigens tritt zu dem Zeitpunkt t42 sowohl in der Rückkopplungsspannung FB als auch in der Referenzspannung REF ein schwaches Schaltrauschen auf, das aber, wie bereits erwähnt, leicht verkraftet werden kann.
Die voranstehend erwähnte Kurzschlusszeit Tsc kann so eingestellt werden, dass sie länger ist als die Kickback-Dauer beim Hochfahren der Differentialeingangsstufe 350 (das heißt die Zeit nach dem Auftreten von Kickbackrauschen bis zu deren Abklingen).
Danach, wenn zum Zeitpunkt t43 das Freigabesignal EN auf einen Low-Pegel abfällt, wird der Treiberstrom durch die Stromquelle 353 abgeschaltet und die Differentialeingangsstufe 350 (und damit der Fehlerverstärker 140) stellt den Betrieb ein. Zu diesem Zeitpunkt wird auch das Freigabesignal EN2 auf Low-Pegel abgesenkt. Damit schaltet der Signalpfadschalter 360 in den ersten Schaltzustand (Bild 22).
Wie voranstehend beschrieben, kann der Signalpfadschalter 360, wenn die Differentialeingangsstufe 250 außer Betrieb ist, das Gate des NMOSFET 351 von der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 getrennt halten und vorher mit dem Gate des NMOSFET 352 verbunden halten.
Der in dieser Ausführungsform vorgestellte Signalpfadschalter 360 kann nicht nur auf einen Fehlerverstärker 140, sondern auch auf beliebige andere Verstärker oder Komparatoren angewendet werden.
<Fünfzehnte Ausführungsform>
25 ist ein Diagramm, das ein Schaltnetzteil 100 gemäß einer fünfzehnten Ausführungsform zeigt. Diese Ausführungsform basiert zwar auf der voranstehend beschriebenen fünfzehnten Ausführungsform (22 und 23), enthält jedoch als ein modifiziertes Beispiel für den Signalpfadschalter 360 einen Signalpfadschalter 370. Dementsprechend lässt auch 25 die Darstellung der Verstärkerschaltung 400 und der Ausgangsschaltung 500 aus, und die folgende Beschreibung konzentriert sich auf die Differentialeingangsschaltung 300.
Der Signalpfadschalter 370 enthält die Schalter 371 bis 373 und einen Inverter 374. Die jeweils ersten Anschlüsse der Schalter 371 bis 373 sind mit der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 verbunden. Der zweite Anschluss des Schalters 371 ist mit dem Gate des NMOSFET 351 verbunden. Der erste Anschluss des Schalters 372 und der zweite Anschluss des Schalters 373 sind mit einer Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 130 verbunden. Der zweite Anschluss des Schalters 372 ist mit dem Gate des NMOSFET 352 verbunden. Die jeweiligen Steueranschlüsse der Schalter 371 und 372 sind mit dem Ausgangsanschluss des Inverters 374 verbunden (das heißt mit einem Anlegeanschluss für ein invertiertes Freigabesignal NE2B). Der Steueranschluss des Schalters 373 und der Eingangsanschluss des Inverters 374 sind mit einem Anlegeanschluss für das Freigabesignal EN2 verbunden.
Wenn beispielsweise das Freigabesignal EN2 auf Low-Pegel liegt, sind die Schalter 371 und 372 ausgeschaltet und der Schalter 373 ist eingeschaltet. Das heißt, die Gates des NMOSFET 351 und 352 sind miteinander kurzgeschlossen und zusätzlich sind die Ausgänge der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 und der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 130 miteinander kurzgeschlossen.
Wenn andererseits das Freigabesignal EN2 auf High-Pegel liegt, sind die Schalter 371 und 372 eingeschaltet und der Schalter 373 ist ausgeschaltet. Das heißt, die Gates des NMOSFET 351 und 352 sind entsprechend mit der Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung 120 und der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 130 verbunden, und die Ausgänge der Spannungs-Erzeugungsschaltung 120 und der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 130 sind nicht mehr miteinander kurzgeschlossen.
Eine Einführung des Signalpfadschalters 370 gemäß dieser Ausführungsform ermöglicht es, wie in der voranstehend beschriebenen vierzehnten Ausführungsform (Bilder 22 und 23), den regulären Betrieb des Fehlerverstärkers 140 neu zu starten, ohne durch einen transienten Kickback-Strom beeinträchtigt zu werden.
<Kombinationen verschiedener Ausführungsformen>
Die verschiedenen voranstehend beschriebenen Ausführungsformen können in jeder beliebigen Kombination umgesetzt werden, sofern sie nicht widersprüchlich sind.
<Anwendungen>
Die voranstehend beschriebenen Schaltnetzteile 100 können als Stromversorgungsmittel in einer Vielzahl von Anwendungen eingesetzt werden, beispielsweise in einem Fernsehempfänger X wie in 26 gezeigt, einem Personal Computer Y wie in 27 gezeigt, und einem Smartphone wie in 28 gezeigt. Selbstverständlich können die Schaltnetzteile 100 auch in anderen als den voranstehend genannten Anwendungen eingesetzt werden.
<Überblick>
Es folgt ein Überblick über die verschiedenen hier offenbarten Ausführungsformen.
Ein hierin offenbartes Schaltnetzteil enthält eine Schaltausgangsschaltung, die durch Einschalten und Ausschalten von High-Side-Schaltern und Low-Side-Schaltern einen Induktionsstrom treibt, um aus einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung zu erzeugen, einen Low-Side-Stromsensor, der den Induktionsstrom, der während der Ein-Periode des Low-Side-Schalters durch den Low-Side-Schalter fließt, erfasst, um Low-Side-Stromrückkopplungsinformationen zu erhalten, einen Fehlerverstärker, der Spannungsrückkopplungsinformationen ausgibt, einschließlich Fehlerinformationen, die durch Vergleichen der Ausgangsspannung oder einer Rückkopplungsspannung, die der Ausgangsspannung entspricht, mit einer Referenzspannung als ihr Ziel erhalten werden, einen Informationssynthesizer, der die Spannungsrückkopplungsinformationen mit den Low-Side-Stromrückkopplungsinformationen kombiniert, um synthetisierte Rückkopplungsinformationen zu erzeugen, und einen Informationshalter, der die synthetisierten Rückkopplungsinformationen während der Ein-Periode des Low-Side-Schalters abtastet (eine erste Konfiguration).
Das Schaltnetzteil gemäß der ersten Konfiguration enthält vorzugsweise weiterhin eine Rampensignal-Erzeugungsschaltung, die ein Rampensignal, das zumindest während der Ein-Periode des High-Side-Schalters ansteigt oder abfällt, erzeugt, und einen PWM-Komparator, der während der Ein-Periode des High-Side-Schalters das Rampensignal mit einem Haltesignal, das von dem Informationshalter ausgegeben wird, vergleicht, um den Ausschaltzeitpunkt des High-Side-Schalters zu bestimmen (eine zweite Konfiguration).
In dem Schaltnetzteil gemäß der zweiten Konfiguration enthält der Informationshalter vorzugsweise ein Paar Abtast-und-Halte-Schaltungen, die eine Differentialeingabe der synthetisierten Rückkopplungsinformation erhalten. Die Rampensignal-Erzeugungsschaltung enthält eine Stromquelle, die einen konstanten Strom in einen Kondensator in einer oder der beiden Abtast-und-Halte-Schaltungen einspeist. Der PWM-Komparator vergleicht das Haltesignal mit einem Signal, zu dem das Rampensignal addiert oder von dem es subtrahiert wird (eine dritte Konfiguration).
In dem Schaltnetzteil gemäß der dritten Konfiguration, während die Steigung des Rampensignals in einer Weise, die von der Eingangsspannung abhängt, variiert, hängt vorzugsweise die Steigung des Rampensignals nicht von der Ausgangsspannung ab (eine vierte Konfiguration).
In dem Schaltnetzteil gemäß der vierten Konfiguration weist der Fehlerverstärker vorzugsweise eine höhere Strombelastbarkeit als eine Strombelastbarkeit der Stromquelle (eine fünfte Konfiguration) auf.
In dem Schaltnetzteil gemäß einer der ersten bis fünften Konfigurationen erzeugt das Schaltnetzteil vorzugsweise das Ein-Zeitintervall bzw. Ein-Timing des High-Side-Schalters unter Verwendung eines Taktsignals und weist das Aus-Zeitintervall bzw. Aus-Timing des High-Side-Schalters vor dem Ein-Timing auf (eine sechste Konfiguration).
In dem Schaltnetzteil gemäß der sechsten Konfiguration weist das Schaltnetzteil vorzugsweise die Funktion auf, das Aus-Timing des High-Side-Schalters zu ignorieren, um die Ein-Periode des High-Side-Schalters zu verlängern, wenn die Ausgangsspannung niedriger als die Referenzspannung ist (eine siebte Konfiguration).
Das Schaltnetzteil gemäß der siebten Konfiguration enthält vorzugsweise weiterhin einen High-Side-Stromsensor, der den Induktionsstrom, der während der Ein-Periode des High-Side-Schalters durch den High-Side-Schalter fließt, erfasst, um High-Side-Stromrückkopplungsinformationen zu erfassen. Der Informationssynthesizer kombiniert die Spannungs-Rückkopplungsinformation mit der High-Side-Stromrückkopplungsinformation, um die synthetisierte Rückkopplungsinformation zu erzeugen, und wenn das Aus-Timing des High-Side-Schalters ignoriert wird, so dass die Ein-Periode des High-Side-Schalters verlängert wird, tastet der Informationshalter die synthetisierte Rückkopplungsinformation ab (eine achte Konfiguration).
In dem Schaltnetzteil gemäß der achten Konfiguration enthält der High-Side-Stromsensor vorzugsweise eine Stromquelle, die einen variablen Strom, der der High-Side-Stromrückkopplungsinformation entspricht, in einen Widerstand in dem Informationssynthesizer einspeist (eine neunte Konfiguration).
Das Schaltnetzteil gemäß einer der ersten bis neunten Konfigurationen, enthält ferner vorzugsweise einen Fehlerkorrektor, der einen Eingangsfehler in dem Fehlerverstärker, der kein integrierendes Element enthält, erkennt, um ein Eingangssignal zu dem oder ein Ausgangssignal von dem Fehlerverstärker zu korrigieren (eine zehnte Konfiguration).
In dem Schaltnetzteil gemäß der zehnten Konfiguration enthält der Fehlerkorrektor vorzugsweise einen Komparator, der einen Eingangsfehler in dem Fehlerverstärker erkennt, und einen digitalen Kalibrator, der das Eingangssignal zu dem oder das Ausgangssignal von dem Fehlerverstärker in Übereinstimmung mit dem Ergebnis der Erkennung durch den Komparator korrigiert (eine elfte Konfiguration).
In dem Schaltnetzteil gemäß der zehnten Konfiguration enthält der Fehlerkorrektor vorzugsweise einen Fehlerkorrekturverstärker, der parallel zu dem Fehlerverstärker geschaltet ist und langsamer arbeitet als der Fehlerverstärker (eine zwölfte Konfiguration).
Eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung, die als ein Hauptsteueragent in einem Schaltnetzteil, das aus einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung erzeugt, dient, wird durch Zusammenfügen eines Rückkopplungsanschlusses zum Empfangen einer Rückkopplungseingabe der Ausgangsspannung, einer Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung, die eine Rückkopplungsspannung erzeugt, die einer Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss entspricht, eines Ausgangsrückkopplungscontroller, der den Betrieb des Schaltnetzteils so steuert, dass die Rückkopplungsspannung gleich einer vorbestimmten Referenzspannung bleibt, und eine Offen-Schutzeinrichtung, die die Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss so variiert, dass der Ein-Betrieb des Schaltnetzteils verringert wird, wenn der Rückkopplungsanschluss offen wird (eine dreizehnte Konfiguration) aufgebaut.
In der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der dreizehnten Konfiguration, vorzugsweise Offen-Schutzeinrichtung, erhöht die Offen-Schutzeinrichtung, wenn der Rückkopplungsanschluss offen wird, die Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss so, dass die Rückkopplungsspannung höher als die Referenzspannung wird, und der Ausgangsrückkopplungscontroller setzt, wenn die Rückkopplungsspannung höher als die Referenzspannung ist, den Ein-Betrieb des Schaltnetzteils auf einen Nullwert oder einen damit vergleichbaren Wert (eine vierzehnte Konfiguration).
In der integrierten Halbleiterschaltungsanordnung gemäß der vierzehnten Konfiguration ist die Offen-Schutzeinrichtung vorzugsweise eine Stromquelle oder ein Widerstand, der einen Pull-up-Strom durch den Rückkopplungsanschluss leitet (eine fünfzehnte Konfiguration).
In der integrierten Halbleiterschaltungsanordnung gemäß der fünfzehnten Konfiguration, enthält die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung vorzugsweise einen ersten Widerstand, der zwischen dem Rückkopplungsanschluss und einem Ausgangsanschluss für die Rückkopplungsspannung angeschlossen ist, und einen zweiten Widerstand, der zwischen dem Ausgangsanschluss für die Rückkopplungsspannung und einem Referenzpotentialanschluss angeschlossen ist (eine sechzehnte Konfiguration).
In der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der sechzehnten Konfiguration ist vorzugsweise ein Stromwert des Pull-up-Stroms, der von der Offen-Schutzeinrichtung in die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung fließt, wenn der Rückkopplungsanschluss offen ist, multipliziert mit einem Widerstandswert des zweiten Widerstands, höher als die Referenzspannung (eine siebzehnte Konfiguration).
In der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der sechzehnten oder siebzehnten Konfiguration, ist vorzugsweise der Stromwert des Pull-up-Stroms, der von der Offen-Schutzeinrichtung in die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung fließt, wenn der Rückkopplungsanschluss nicht offen ist, multipliziert mit dem Widerstandswert des zweiten Widerstands, verglichen mit der Referenzspannung vernachlässigbar gering (eine achtzehnte Konfiguration).
In der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß einer der sechzehnten bis achtzehnten Konfiguration, enthält die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung vorzugsweise außerdem einen Kondensator, der parallel zu dem zweiten Widerstand geschaltet ist (eine neunzehnte Konfiguration).
In der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß der neunzehnten Konfiguration, erzeugt die Offen-Schutzeinrichtung vorzugsweise den Pull-up-Strom intermittierend (eine zwanzigste Konfiguration).
Eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung, die als ein Hauptsteueragent in einem Schaltnetzteil, das eine Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung erzeugt, dient, wird durch Zusammenfügen eines Rückkopplungsanschlusses zum Empfangen einer Rückkopplungseingabe der Ausgangsspannung, eines Ausgangsrückkopplungscontrollers, der den Betrieb des Schaltnetzteils so steuert, dass eine Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss gleich einer vorbestimmten Referenzspannung bleibt, und einer Offen-Schutzeinrichtung, die die Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss so ändert, dass der Betrieb des Schaltnetzteils verringert wird, wenn der Rückkopplungsanschluss offen wird, aufgebaut. (eine einundzwanzigste Konfiguration).
Ein Schaltnetzteil enthält die integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß einer der dreizehnten bis einundzwanzigsten Konfigurationen als ein Hauptsteueragent (eine zweiundzwanzigste Konfiguration).
Eine Differentialeingangsschaltung enthält eine erste Differentialeingangsstufe, die ein Differentialeingangssignal mit einem Paar von P-Kanal-Transistoren empfängt, eine zweite Differentialeingangsstufe, die das Differentialeingangssignal mit einem Paar N-Kanal-Transistoren empfängt, und einen Eingangsstufenschalter, der selektiv eine der ersten und zweiten Differentialeingangsstufe in Betrieb setzt (eine dreiundzwanzigste Konfiguration).
In der Differentialeingangsschaltung gemäß der dreiundzwanzigsten Konfiguration, wenn das Differentialeingangssignal niedriger als ein vorbestimmter Schwellenwertpegel ist, der in einem aktiven Bereich eingestellt ist, der der ersten und der zweiten Differentialeingangsstufe gemeinsam ist, bewirkt der Eingangsstufenschalter vorzugsweise den Betrieb der ersten Differentialeingangsstufe und hält die zweite Differentialeingangsstufe außer Betrieb, und wenn das Differentialeingangssignal höher als der Schwellenwertpegel ist, bewirkt der Eingangsstufenschalter den Betrieb der zweiten Differentialeingangsstufe und hält die erste Differentialeingangsstufe außer Betrieb (eine vierundzwanzigste Konfiguration).
In der Differentialeingangsschaltung gemäß der vierundzwanzigsten Konfiguration liefert der Eingangsstufenschalter vorzugsweise einen Treiberstrom an eine der ersten und zweiten Eingangsstufe in Übereinstimmung mit einem Eingangsstufenschaltsignal (eine fünfundzwanzigste Konfiguration).
In der Differentialeingangsschaltung gemäß der fünfundzwanzigsten Konfiguration enthält der Eingangsstufenschalter vorzugsweise ein Differentialpaar, das das Eingangsstufenschaltsignal und sein logisch invertiertes Signal empfängt, und eine Stromquelle, die das Differentialpaar mit einem Strom speist. Zweikanalige Ströme, die von dem Differentialpaar ausgegeben werden, werden als jeweilige Treiberströme für die erste und zweite Differentialeingangsstufe ausgegeben (eine sechsundzwanzigste Konfiguration).
Eine Differentialeingangsschaltung enthält: eine Differentialeingangsstufe, die einen ersten Differentialeingangsanschluss zum Empfangen eines ersten Differentialeingangssignals von einer ersten Signalquelle, und einen zweiten Differentialeingangsanschluss zum Empfangen eines zweiten Differentialeingangssignals von einer zweiten Signalquelle, die eine niedrigere Impedanz als die erste Signalquelle hat, enthält; und einen Signalpfadschalter, der während des Hochfahrens der Differentialeingangsstufe den ersten Differentialeingangsanschluss von der ersten Signalquelle getrennt hält und mit dem zweiten Differentialeingangsanschluss kurzgeschlossen hält, und nach dem Hochfahren der Differentialeingangsstufe den ersten Differentialeingangsanschluss von dem zweiten Differentialeingangsanschluss getrennt hält und mit der ersten Signalquelle verbunden hält (eine siebenundzwanzigste Konfiguration).
In der Differentialeingangsschaltung gemäß der siebenundzwanzigsten Konfiguration, hält vorzugsweise der Signalpfadschalter, nach dem Hochfahren der Differentialeingangsstufe bis eine vorbestimmte Kurzschlusszeit abläuft, den ersten Differentialeingangsanschluss von der ersten Signalquelle getrennt und mit dem zweiten Differentialeingangsanschluss kurzgeschlossen, und hält nach dem die Kurzschlusszeit abgelaufen ist, den ersten Differentialeingangsanschluss von dem zweiten Differentialeingangsanschluss getrennt und mit der ersten Signalquelle verbunden (eine achtundzwanzigste Konfiguration).
In der Differentialeingangsschaltung gemäß der achtundzwanzigsten Konfiguration ist die Kurzschlusszeit vorzugsweise länger als eine Kickback-Zeit beim Hochfahren der Differentialeingangsstufe (eine neunundzwanzigste Konfiguration).
In der Differentialeingangsschaltung gemäß einer der siebenundzwanzigsten bis neunundzwanzigsten Konfiguration, hält der Signalpfadschalter vorzugsweise, wenn die Differentialeingangsstufe außer Betrieb ist, den ersten Differentialeingangsanschluss von der ersten Signalquelle getrennt und mit dem zweiten Differentialeingangsanschluss kurzgeschlossen (eine dreißigste Konfiguration).
Ein Fehlerverstärker enthält, als seine Eingangsstufe, die Differentialeingangsschaltung gemäß einer der dreiundzwanzigsten bis dreißigsten Konfiguration (eine einunddreißigste Konfiguration).
Ein Schaltnetzteil enthält eine Schaltausgangsschaltung, die aus einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung erzeugt, den Fehlerverstärker gemäß der einunddreißigsten Konfiguration, der ein Fehlersignal erzeugt, das einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung oder einer Rückkopplungsspannung entspricht, die der Ausgangsspannung und einer vorbestimmten Referenzspannung entspricht, und einen PWM-Komparator, der den Betrieb durch Vergleichen des Fehlersignals mit einem Rampensignal steuert (eine zweiunddreißigste Konfiguration).
<Andere modifizierte Beispiele>
Die verschiedenen technischen Merkmale, die hier offenbart werden, können auf jede andere Weise als in den voranstehend beschriebenen Ausführungsformen umgesetzt werden und erlauben viele Änderungen, ohne von dem Grundgedanken der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Das heißt, die voranstehenden Ausführungsformen sollten so verstanden werden, dass sie in jeder Hinsicht illustrativ und nicht einschränkend sind. Der Umfang der vorliegenden Erfindung wird nicht durch die Beschreibung der voranstehend beschriebenen Ausführungsformen, sondern durch die beigefügten Ansprüche definiert und sollte so verstanden werden, dass er alle Änderungen umfasst, die in dem Sinn und Umfang vorgenommen werden, der dem der Ansprüche entspricht.
Industrielle Anwendbarkeit
Die hier offenbarten Schaltnetzteile können als Stromversorgungsmittel in einer Vielzahl von Anwendungen eingesetzt werden (beispielsweise in Fernsehempfängern, Personal Computern und Smartphones).
Bezugszeichenliste

100: Schaltnetzteil

110: Schaltausgangsschaltung
111: Ausgangstransistor (PMOSFET)
112: Synchrongleichrichtungstransistor (NMOSFET)
113: Induktivität
114: Kondensator
120: Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung
121, 122: Widerstand
123: Kondensator
130: Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung
140: Fehlerverstärker
150: Rampensignal-Erzeugungsschaltung
151: Stromquelle
160: Oszillator
170: PWM-Komparator
180: Steuerschaltung
190: Schaltertreiberschaltung
191, 192: Treiber
200: integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung (Leistungssteuer-IC)
210: Low-Side-Stromsensor
211: Schalter
212: Widerstand
220: Informationssynthesizer
221, 222: Widerstand
230: Informationshalter
231, 232: Abtast-und-Halteschaltung
240: Fehlerkorrektor
241: Komparator
242: Digital-Kalibrator
243: Fehlerkorrekturverstärker
244: Kondensator
245: Widerstand
246: Digital-Kalibrator
247: Fehlerkorrekturverstärker
250: High-Side-Stromsensor
251: Stromquelle
300: Differentialeingangsschaltung
310: Differentialeingangsstufe (P-Kanal)
311,312,314: PMOSFET
313: Stromquelle
320: Differentialeingangsstufe (N-Kanal)
321,322,324: NMOSFET
323: Stromquelle
330: gm-Glätter
340: Eingangsstufenschalter
341, 342, 343: PMOSFET
344, 345, 346: NMOSFET
347: Stromquelle
348: Inverter
350: Differentialeingangsstufe
351,352: NMOSFET
353: Stromquelle
360, 370: Signalpfadschalter
371, 372, 373: Schalter
374: Inverter
400: Verstärkerschaltung
500: Differentialausgangsschaltung
600: Offen-Schutzeinrichtung
C1, C2: Kondensator
SW1, SW2: Schalter
T1, T2, T3, T4: Anschluss
X: Fernsehempfänger
Y: Personal Computer
Z: Smartphone

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 2016067109 [0006]
JP 2017107551 [0006]
JP 201172102 [0006]

Claims

Schaltnetzteil, umfassend: eine Schaltausgangsschaltung, die konfiguriert ist, um durch Einschalten und Ausschalten von High-Side- und Low-Side-Schaltern einen Induktionsstrom zu treiben, um aus einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung zu erzeugen; einen Low-Side-Stromsensor, der konfiguriert ist, um den Induktionsstrom, der während einer Ein-Periode des Low-Side-Schalters durch den Low-Side-Schalter fließt, zu erfassen, um Low-Side-Stromrückkopplungsinformationen zu erfassen; einen Fehlerverstärker, der konfiguriert ist, um Spannungsrückkopplungsinformationen, einschließlich Fehlerinformationen, die durch Vergleichen der Ausgangsspannung oder einer Rückkopplungsspannung, die der Ausgangsspannung entspricht, mit einer Referenzspannung als Ziel dieser erhalten werden, auszugeben; einen Informationssynthesizer, der konfiguriert ist, um die Spannungsrückkopplungsinformation mit der Low-Side-Stromrückkopplungsinformation zu kombinieren, um synthetisierte Rückkopplungsinformation zu erzeugen; und einen Informationshalter, der konfiguriert ist, um die synthetisierte Rückkopplungsinformation während der Ein-Periode des Low-Side-Schalters abzutasten.
Schaltnetzteil gemäß Anspruch 1, ferner umfassend: eine Rampensignal-Erzeugungsschaltung, die konfiguriert ist, um ein Rampensignal, das zumindest während der Ein-Periode des High-Side-Schalters ansteigt oder abfällt, zu erzeugen; und einen PWM-Komparator, der konfiguriert ist, um während der Ein-Periode des High-Side-Schalters das Rampensignal mit einem Haltesignal, das von dem Informationshalter ausgegeben wird, zu vergleichen, um einen Abschaltzeitpunkt des High-Side-Schalters zu bestimmen.
Schaltnetzteil gemäß Anspruch 2, wobei der Informationshalter ein Paar Abtast- und-Halte-Schaltungen, die konfiguriert sind, um eine Differentialeingabe der synthetisierten Rückkopplungsinformation zu empfangen, enthält, die Rampensignal-Erzeugungsschaltung eine Stromquelle, die konfiguriert ist, um einen Konstantstrom in einen Kondensator einer oder der beiden Abtast- und-Halteschaltungen einzuspeisen, enthält, und der PWM-Komparator das Haltesignal mit einem Signal, zu dem das Rampensignal addiert wird oder von dem es subtrahiert wird, vergleicht.
Schaltnetzteil gemäß Anspruch 3, wobei, während ein Gradient des Rampensignals auf eine Weise abhängig von der Eingangsspannung variiert, der Gradient des Rampensignals nicht von der Ausgangsspannung abhängt.
Schaltnetzteil gemäß Anspruch 3, wobei der Fehlerverstärker eine Strombelastbarkeit, die höher als eine Strombelastbarkeit der Stromquelle ist, aufweist.
Schaltnetzteil gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das Schaltnetzteil konfiguriert ist, um ein Ein-Timing des High-Side-Schalters unter Verwendung eines Taktsignals zu erzeugen, und ein Aus-Timing des High-Side-Schalters vor dem Ein-Timing aufzuweisen.
Schaltnetzteil gemäß Anspruch 6, wobei das Schaltnetzteil konfiguriert ist, um eine Funktion, das Aus-Timing des High-Side-Schalters zu ignorieren, um das Ein-Timing des High-Side-Schalters zu verlängern, wenn die Ausgangsspannung niedriger als die Referenzspannung ist, aufzuweisen.
Schaltnetzteil gemäß Anspruch 7, ferner umfassend einen High-Side-Stromsensor, der konfiguriert ist, um den Induktionsstrom, der während der Ein-Periode des High-Side-Schalters durch den High-Side-Schalter fließt, zu erfassen, um Rückkopplungsinformationen des High-Side-Stroms zu erfassen, wobei der Informationssynthesizer die Spannungsrückkopplungsinformation mit der High-Side-Stromrückkopplungsinformation kombiniert, um die synthetisierte Rückkopplungsinformation zu erzeugen, und wenn das Aus-Timing des High-Side-Schalters ignoriert wird, so dass die Ein-Periode des High-Side-Schalters verlängert wird, der Informationshalter die synthetisierte Rückkopplungsinformation abtasted.
Schaltnetzteil gemäß Anspruch 8, wobei der High-Side-Stromsensor eine Stromquelle, die einen variablen Strom, der der Rückkopplungsinformation des High-Side-Stroms entspricht, in einen Widerstand in dem Informationssynthesizer einspeist, enthält.
Schaltnetzteil gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, ferner umfassend einen Fehlerkorrektor, der konfiguriert ist, um einen Eingangsfehler in dem Fehlerverstärker, der kein integrierendes Element enthält, zu erkennen, um ein Eingangssignal in den Fehlerverstärker oder ein Ausgangssignal aus dem Fehlerverstärker zu korrigieren.
Schaltnetzteil gemäß Anspruch 10, wobei der Fehlerkorrektor enthält: einen Komparator, der konfiguriert ist, um einen Eingangsfehler in dem Fehlerverstärker zu erkennen; und einen Digital-Kalibrator, der konfiguriert ist, um das Eingangssignal zu dem oder das Ausgangssignal von dem Fehlerverstärker in Übereinstimmung mit einem Ergebnis der Erkennung durch den Komparator zu korrigieren.
Schaltnetzteil gemäß Anspruch 10, wobei der Fehlerkorrektor einen Fehlerkorrekturverstärker, der parallel zu dem Fehlerverstärker geschaltet ist und der konfiguriert ist, langsamer als der Fehlerverstärker zu arbeiten, enthält.
Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung, die konfiguriert ist, um als ein Hauptsteueragent in einem Schaltnetzteil, das aus einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung erzeugt, zu dienen, wobei die integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung aufgebaut ist durch Zusammenfügen von: einem Rückkopplungsanschluss zum Empfangen der Rückkopplungseingabe der Ausgangsspannung; einer Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung, die konfiguriert ist, um eine Rückkopplungsspannung, die einer Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss entspricht, zu erzeugen; einem Ausgangsrückkopplungscontroller, der konfiguriert ist, um einen Betrieb des Schaltnetzteils so zu steuern, dass die Rückkopplungsspannung gleich einer vorgegebenen Referenzspannung bleibt; und einer Offen-Schutzeinrichtung, die konfiguriert ist, um die Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss so zu variieren, dass ein Ein-Betrieb des Schaltnetzteils gesenkt wird, wenn der Rückkopplungsanschluss offen wird.
Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß Anspruch 13, wobei die Offen-Schutzeinrichtung, wenn der Rückkopplungsanschluss offen wird, die Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss so erhöht, dass die Rückkopplungsspannung höher als die Referenzspannung wird, und der Ausgangsrückkopplungscontroller, wenn die Rückkopplungsspannung höher als die Referenzspannung ist, den Ein-Betrieb des Schaltnetzteils auf einen Nullwert oder einen damit vergleichbaren Wert einstellt.
Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß Anspruch 14, wobei die Offen-Schutzeinrichtung eine Stromquelle oder ein Widerstand ist, die konfiguriert sind, um einen Pull-up-Strom durch den Rückkopplungsanschluss zu leiten.
Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß Anspruch 15, wobei die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung enthält: einen ersten Widerstand, der zwischen dem Rückkopplungsanschluss und einem Ausgangsanschluss für die Rückkopplungsspannung verbunden ist, und einen zweiten Widerstand, der zwischen dem Ausgangsanschluss für die Rückkopplungsspannung und einem Referenzpotentialanschluss verbunden ist.
Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß Anspruch 16, wobei ein Stromwert des Pull-up-Stroms, der von der Offen-Schutzeinrichtung in die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung fließt, wenn der Rückkopplungsanschluss offen ist, multipliziert mit einem Widerstandswert des zweiten Widerstands, höher als die Referenzspannung ist.
Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß Anspruch 16 oder 17, wobei der Stromwert des Pull-up-Stroms, der von der Offen-Schutzeinrichtung in die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung fließt, wenn der Rückkopplungsanschluss nicht offen ist, multipliziert mit dem Widerstandswert des zweiten Widerstands, im Vergleich zu der Referenzspannung vernachlässigbar gering ist.
Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß einem der Ansprüche 16 bis 18, wobei die Rückkopplungsspannungs-Erzeugungsschaltung ferner einen Kondensator, der parallel zu dem zweiten Widerstand geschaltet ist, enthält.
Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß Anspruch 19, wobei die Offen-Schutzeinrichtung den Pull-up-Strom intermittierend erzeugt.
Integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung, die konfiguriert ist, um als ein Hauptsteueragent in einem Schaltnetzteil, das aus einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung erzeugt, zu dienen, wobei die integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung aufgebaut ist durch Zusammenfügen von: einem Rückkopplungsanschluss zum Empfangen der Rückkopplungseingabe der Ausgangsspannung; einem Ausgangsrückkopplungscontroller, der konfiguriert ist, um einen Betrieb des Schaltnetzteils so zu steuern, dass eine Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss gleich einer vorgegebenen Referenzspannung bleibt; und einer Offen-Schutzeinrichtung, die konfiguriert ist, um die Anschlussspannung an dem Rückkopplungsanschluss so zu variieren, dass der Ein-Betrieb des Schaltnetzteils gesenkt wird, wenn der Rückkopplungsanschluss offen wird.
Schaltnetzteil, das die integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung gemäß einem der Ansprüche 13 bis 21 als ein Hauptsteueragent enthält.
Differentialeingangsschaltung, umfassend: eine erste Differentialeingangsstufe, die konfiguriert ist, um ein Differentialeingangssignal mit einem Paar von P-Kanal-Transistoren zu empfangen; eine zweiten Differentialeingangsstufe, die konfiguriert ist, um das Differentialeingangssignal mit einem Paar von N-Kanal-Transistoren zu empfangen; und einen Eingangsstufenschalter der konfiguriert ist, um selektiv eine der ersten und zweiten Differentialeingangsstufe in Betrieb zu setzen.
Differentialeingangsschaltung gemäß Anspruch 23, wobei wenn das Differentialeingangssignal niedriger als ein vorbestimmter Schwellenpegel, der in dem gemeinsamen aktiven Bereich der ersten und zweiten Differentialeingangsstufe eingestellt ist, ist, der Eingangsstufenschalter die erste Differentialeingangsstufe in Betrieb setzt und die zweite Differentialeingangsstufe außer Betrieb h#lt, und wenn das Differentialeingangssignal höher als der Schwellenpegel ist, der Eingangsstufenschalter die zweite Differentialeingangsstufe in Betrieb setzt und die erste Differentialeingangsstufe außer Betrieb hält.
Differentialeingangsschaltung gemäß Anspruch 24, wobei der Eingangsstufenschalter einen Treiberstrom an eine der ersten und zweiten Eingangsstufe in Übereinstimmung mit einem Eingangsstufenschaltsignal liefert.
Differentialeingangsschaltung gemäß Anspruch 25, wobei der Eingangsstufenschalter enthält: ein Differentialpaar, das konfiguriert ist, um das Eingangsstufenschaltsignal und ein logisch invertiertes Signal davon zu empfangen; und eine Stromquelle, die konfiguriert ist, um das Differentialpaar mit einem Strom zu speisen, und zweikanalige Ströme, die von dem Differentialpaar ausgegeben werden, als jeweilige Treiberströme für die erste und zweite Differentialeingangsstufe ausgegeben werden.
Differentialeingangsschaltung, umfassend: eine Differentialeingangsstufe, die beinhaltet: einen ersten Differentialeingangsanschluss zum Empfangen eines ersten Differentialeingangs von einer ersten Signalquelle, und einen zweiten Differentialeingangsanschluss zum Empfangen eines zweiten Differentialeingangssignals von einer zweiten Signalquelle, die konfiguriert ist, um eine niedrigere Impedanz als die erste Signalquelle aufzuweisen; und einen Signalpfadschalter, der konfiguriert ist, während des Hochfahrens der Differentialeingangsstufe, den ersten Differentialeingangsanschluss von der ersten Signalquelle getrennt zu halten und mit dem zweiten Differentialeingangsanschluss kurzgeschlossen zu halten, und, nach Hochfahren der Differentialeingangsstufe, den ersten Differentialeingangsanschluss von dem zweiten Differentialeingangsanschluss getrennt zu halten und mit der ersten Signalquelle verbunden zu halten.
Differentialeingangsschaltung gemäß Anspruch 27, wobei der Signalpfadschalter, nach Hochfahren der Differentialeingangsstufe bis eine vorbestimmte Kurzschlusszeit verstrichen ist, den ersten Differentialeingangsanschluss von der ersten Signalquelle getrennt hält und mit dem zweiten Differentialeingangsanschluss kurzgeschlossen hält, und nachdem die Kurzschlusszeit verstrichen ist, den ersten Differentialeingangsanschluss von dem zweiten Differentialeingangsanschluss getrennt hält und mit der ersten Signalquelle verbunden hält.
Differentialeingangsschaltung gemäß Anspruch 28, wobei die Kurzschlusszeit länger als eine Kickback-Zeit während des Hochfahrens der Differentialeingangsstufe ist.
Differentialeingangsschaltung gemäß einem der Ansprüche 27 bis 29, wobei der Signalpfadschalter, wenn die Differentialeingangsstufe außer Betrieb ist, den ersten Differentialeingangsanschluss von der ersten Signalquelle getrennt hält und mit dem zweiten Differentialeingangsanschluss kurzgeschlossen hält.
Fehlerverstärker, der als eine Eingangsstufe davon die Differentialeingangsschaltung gemäß einem der Ansprüche 23 bis 30 enthält.
Schaltnetzteil, umfassend: eine Schaltausgangsschaltung, die konfiguriert ist, um aus einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung zu erzeugen; den Fehlerverstärker gemäß Anspruch 31, der konfiguriert ist, um ein Fehlersignal, das einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung oder einer Rückkopplungsspannung, die der Ausgangsspannung entspricht, und einer vorbestimmten Referenzspannung entspricht, zu erzeugen; und einen PWM-Komparator, der konfiguriert ist, um einen Betrieb durch Vergleichen des Fehlersignals mit einem Rampensignal zu steuern.