JP4423667B2

JP4423667B2 - 電流帰還モジュール

Info

Publication number: JP4423667B2
Application number: JP2004095083A
Authority: JP
Inventors: 明前田
Original assignee: Ｔｄｋラムダ株式会社
Priority date: 2004-03-29
Filing date: 2004-03-29
Publication date: 2010-03-03
Anticipated expiration: 2024-03-29
Also published as: JP2005287131A

Description

本発明は、電圧帰還回路によりリモートセンシング端子間若しくは出力端子間の電圧の安定化を図る電源装置とは別個に、この電源装置に対して着脱可能に設けられる独立した電流帰還モジュールに関する。

一般に電源装置は、負荷に供給する出力電圧の安定化を図るために電圧帰還回路が設けられている。例えば特許文献１，２には、負荷に出力電圧を供給する出力端子の他に、出力端子から負荷への出力電圧ラインの電圧降下を考慮して一対のリモートセンシング端子を設け、リモートセンシング端子間に取り込まれた電圧を分圧して基準電圧と比較して、その比較結果をパルス幅制御回路にフィードバックすることで、リモートセンシング端子間の電圧を安定に保つ電源装置が開示されている。このような電源装置では、出力電圧ラインの電圧降下が無視できない場合に、リモートセンシング端子と負荷両端との間にリモートセンシング線を接続することで、負荷両端の電圧を一定に保つ制御が行なわれる。

図９は、こうした電圧帰還回路を備えた電源装置の一例を示すものである。同図において、１は出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏに所定の直流出力電圧Ｖoutを供給する電源装置であって、この電源装置１は周知のように、入力端子＋Ｖｉ，−Ｖｉ間の直流入力電圧Ｖinを出力電圧Ｖoutに変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部２と、リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間の電圧を一定に保つようにＤＣ／ＤＣコンバータ部２をフィードバック制御する電圧帰還回路３とにより構成される。このリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓは、出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏから負荷４に至る一対の出力電圧ライン５，６に、リモートセンシング線を介してそれぞれ接続される。

前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部２は、一次側と二次側とを絶縁するトランス11と、トランス11の一次巻線に入力電圧Ｖinを断続的に印加するスイッチング素子12と、このスイッチング素子12のスイッチング動作に伴ない、トランス11の二次巻線に誘起される電圧を整流平滑して出力電圧Ｖoutを得る整流平滑回路13とにより構成される。なお、ここではスイッチング素子12のオン時にトランス11の二次側にエネルギーを送り出すフォワード型コンバータを示したが、フライバック型あるいはその他の各種コンバータを用いてもよい。また、トランス11を用いない非絶縁のＤＣ／ＤＣコンバータ部２であってもよい。

一方、電圧帰還回路３は、リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間の電圧を分圧した検出電圧を得る電圧検出回路としての分圧抵抗21，22と、電源装置１内部で生成される第１の動作電圧Ｖcc1（例えば、ＤＣ2.5Ｖ）を分圧して基準電圧ＶREFを得る基準電圧生成回路としての抵抗23，24，25および可変抵抗26と、前記分圧抵抗21，22の接続点に発生する電圧帰還回路３の検出電圧と基準電圧ＶREFとを比較増幅するオペアンプ27と、このオペアンプ27で得られた検出電圧と基準電圧ＶREFとの比較結果を、電気的に絶縁して信号伝送するフォトカプラ28と、フォトカプラ28により伝送された前記比較結果に基づき、リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間の電圧を一定に保つようにスイッチング素子11のパルス導通幅を制御するＰＷＭ制御回路29とを備えて構成される。また、前記フォトカプラ28は発光素子28Ａと受光素子28Ｂを組み合わせてなり、電源装置１内部で生成される第２の動作電圧Ｖcc2（例えば、ＤＣ６Ｖ）と前記オペアンプ27の出力端子との間に、抵抗31，発光素子28Ａからなる直列回路が接続される一方で、トランス12の一次側に置かれるＰＷＭ制御回路29に受光素子28Ｂが接続される。

その他、電圧帰還回路３には、この電圧帰還回路３の交流ゲインを決める抵抗34，35と、オペアンプ27の位相補償用のコンデンサ36がそれぞれ設けられる。より具体的には、分圧抵抗21，22の接続点とオペアンプ27の反転入力端子との間に抵抗34が接続され、このオペアンプ27の反転入力端子と出力端子との間に、抵抗35とコンデンサ36との直列回路が接続される。

また、TRIMは可変抵抗26と抵抗24の接続点に接続し、かつリモートセンシング端子−Ｓとの間にコンデンサ39を接続する電圧可変端子であり、この電圧可変端子TRIMに外部から指令電圧を与えることにより、リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間の電圧ひいては出力電圧Ｖoutを任意に調整することができる。なお、ここでは電圧可変端子TRIMとリモートセンシング端子−Ｓとの間に外部固定抵抗41を接続し、代わりに同等の機能を有する電圧調整用の可変抵抗42を、別の抵抗43と共にリモートセンシング端子＋Ｓから一方の出力電圧ライン５に至るリモートセンシング線に挿入接続している。

さらに、出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏから負荷４に至る出力電圧ライン５，６間には、電解コンデンサ45，46とダミー抵抗47がそれぞれ接続される。さらに、電解コンデンサ45の一端とダミー抵抗47の一端との間の出力電圧ライン５には、特に電源装置１の並列運転時において、出力端子＋Ｖｏ側への電流の流れ込みを阻止する出力ダイオード48が挿入接続される。なお、単独の電源装置１から負荷４に電力を供給する場合は、この出力ダイオード48および電解コンデンサ45は不要になる。可変抵抗42および抵抗43を挿入接続したリモートセンシング端子＋Ｓからのリモートセンシング線は、出力電圧ライン５のダミー抵抗47と出力ダイオード48の接続点49に接続される一方で、リモートセンシング端子−Ｓからのリモートセンシング線は、出力端子−Ｖｏに直接接続される。前述のように、電圧帰還回路３はリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間で予め設定された電圧が安定して発生するように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２をフィードバック制御するが、この場合は一方のリモートセンシング線に可変抵抗42および抵抗43が挿入接続されていることにより、出力電圧ライン５の接続点49と出力端子−Ｖｏ間の電圧を、その設定された電圧よりも高く可変調整することができる。
特開平７‐２８１７７１号公報特開平８−４４４３８号公報

上記構成において、負荷４への電流（負荷電流）が例えば０Ａから急に変化するような場合には、この急変する負荷電流ＩLの量が増えるにしたがって、負荷４の両端間の電圧（負荷電圧）ＶLの変動量も大きくなる。一例として、出力ダイオード48のカソード側の電圧すなわち負荷電圧ＶLがＤＣ2.1Ｖで、±３パーセントの負荷電圧ＶLの安定度（負荷電圧ＶLの変動を許容する規格値Ｖd＝±63ｍＶ）が要求される負荷４の場合に、負荷電流ＩLを０Ａから100Ｈｚまたは１ｋＨｚで急変させたときの、負荷電圧ＶLの変動特性の測定結果を、図１０と図１１にそれぞれ示す。

これらの各図からも判るように、特に100Ｈｚの負荷急変時には、負荷電流ＩLが１Ａの段階ですでに規格値Ｖdの範囲を超えて電圧変動が生じ、負荷４の要求を満たしていないことがわかる。因みに、この100Ｈｚの負荷急変時において、負荷電流ＩLのピーク値が５Ａのときの負荷電圧ＶLの波形を図１２に示す。このときの負荷電圧ＶLのプラス側最大変動値Ｖp＋は＋118ｍＶで、マイナス側最大変動値Ｖp−は−276ｍＶである。

こうした負荷急変時における負荷電圧ＶLの変動特性を改善する方法としては、前記ダミー電流47の抵抗値を小さくして、出力ダイオード48のバイアス（ダミー）電流を多くしたり（対策１）、あるいは、抵抗35を調整して電圧帰還回路３の交流ゲインを大きくする（対策２）ことが考えられる。なお、対策１において、ダミー抵抗47の抵抗値を２Ωに変更することにより、出力ダイオード48のバイアス電流を１Ａとした場合（対策前は、バイアス電流＝0.3ｍＡ）に、負荷電流ＩLを０Ａから100Ｈｚまたは１ｋＨｚで急変させたときの、負荷電圧ＶLの変動特性の測定結果を、図３および図４に「対策１」としてそれぞれ示す。併せて図１３は、100Ｈｚの負荷急変時において、負荷電流ＩLのピーク値が５Ａのときの負荷電圧ＶLの波形である。このときの負荷電圧ＶLのプラス側最大変動値Ｖp＋は＋87ｍＶで、マイナス側最大変動値Ｖp−は−115ｍＶである。

また、前記対策１に対策２をさらに施して、抵抗35を3.6ｋΩから100ｋΩに変更した場合に、負荷電流ＩLを０Ａから100Ｈｚまたは１ｋＨｚで急変させたときの、負荷電圧ＶLの変動特性の測定結果を、図３および図４に「対策１＋２」としてそれぞれ示す。併せて図１１は、100Ｈｚの負荷急変時において、負荷電流ＩLのピーク値が５Ａのときの負荷電圧ＶLの波形である。このときの負荷電圧ＶLのプラス側最大変動値Ｖp＋は＋65ｍＶで、マイナス側最大変動値Ｖp−は−115ｍＶである。

図３に示すように、上記対策１では、負荷電流ＩLを100Ｈｚで急変させたときに、０Ａから2.2Ａの範囲内であれば、規格値Ｖd内に負荷電圧ＶLの変動を抑えることができるが、それ以外の範囲では更なる対策が必要である。また、対策１と２を併用すると、負荷電流ＩLを100Ｈｚで急変させたときに、０Ａから４Ａの範囲内であれば、規格値Ｖd内に負荷電圧ＶLの変動を抑えることができる。

しかし、出力ダイオード48のバイアス電流を無制限に増やすと、電源装置１の消費電力が増大し、必要な負荷電流ＩLを負荷４に供給できなくなる懸念を生じる。また、電圧帰還回路３の交流ゲインを大きくして過渡応答を改善する対策２の方法では、定常時においてもゲインが高くなるため、ゲインを高くし過ぎると発振に至る可能性がある。そのため、上記対策１，２の併用だけでは、負荷急変時における負荷電圧の変動特性を十分に改善することができなかった。

また、上記対策１，２以外で、電源装置の内部素子に対し何らかの対策を施そうとすると、電源装置内部でのさらなる設計変更を強いられる。そのため、既存の電源装置にできるだけ手を加えずに、電源装置の負荷急変時における負荷電圧の変動特性を効果的に改善することが求められていた。

そこで本発明は、既存の電源装置にできるだけ手を加えずに、電源装置の負荷急変時における負荷電圧の変動特性を十分に改善することをその目的とする。

本発明の請求項１における電流帰還モジュールは、上記目的を達成するために、負荷に直流出力電圧を供給する出力端子と、この出力端子間の電圧を検出して得た検出電圧と基準電圧とを比較し、この比較結果に基づき出力端子間の電圧を一定に保つように制御する電圧帰還回路とを備えた電源装置に着脱可能に設けられ、前記負荷へ流れる負荷電流に比例した検出信号を出力する電流検出器と、前記電流検出器からの検出信号波形を微分する微分回路と、前記微分回路の後段に直接接続する合成回路とからなる電流帰還回路を内蔵し、負荷電流が緩やかに変動する限り、前記電流帰還回路が前記電圧帰還回路に何も出力せず、前記負荷電流が急変した時には、その負荷電流の変動分に応じて前記微分回路から発生する前記微分出力を前記電圧帰還回路の検出電圧に演算するよう構成される。

上記構成により、電源装置の内部若しくは外部に、この電源装置とは別個の電流帰還モジュールを装着するだけで、負荷電流の急変が電流検出器により検出され、この電流検出器からの検出信号波形の微分出力が電圧帰還回路の検出電圧に例えば加算されるため、電源装置の電圧帰還回路は負荷電流の急変を加味して出力端子間の電圧ひいては負荷電圧を一定に保つように制御を行なうことができる。そのため、出力端子間を流れるダミー電流や、電流帰還回路の交流ゲインを必要以上に増やさなくても、かつ電源装置の内部素子に一切手を加えなくても、電流情報のフィードバックにより負荷急変時における負荷電圧の安定性を改善することができる。また、微分回路は負荷急変時にのみ微分出力を発生し、それ以外の定常時には通常の電圧フィードバックだけとなるため、電圧帰還回路の交流ゲインを高めたのと同様の効果を有するにも拘らず、電圧帰還回路が発振するなどの虞れもない。つまり、負荷変動が比較的少ない定常時には、電流帰還回路が電圧帰還回路から切り離された状態にあって何も出力しないので、電圧帰還回路の交流ゲインを常時大きくした場合であっても、電流帰還回路５１からのノイズがトリガとなり電圧帰還回路が発振する懸念を一掃できる。

さらに、こうした負荷急変の際の電流帰還によって改善されるのは、負荷電圧の変動ピーク値だけでなく、変動が収束するまでの時間も短くなる。そのため、早期に負荷電圧の安定を図ることができる。

本発明における請求項２の電流帰還モジュールは、上記目的を達成するために、負荷に直流出力電圧を供給する出力端子と、一対のリモートセンシング端子と、このリモートセンシング端子間の電圧を検出して得た検出電圧と基準電圧とを比較し、この比較結果に基づき前記リモートセンシング端子間の電圧を一定に保つように制御する電圧帰還回路とを備えた電源装置に着脱可能に設けられ、前記負荷へ流れる負荷電流に比例した検出信号を出力する電流検出器と、前記電流検出器からの検出信号波形を微分する微分回路と、前記微分回路の後段に直接接続する合成回路とからなる電流帰還回路を内蔵し、負荷電流が緩やかに変動する限り、前記電流帰還回路が前記電圧帰還回路に何も出力せず、前記負荷電流が急変した時には、その負荷電流の変動分に応じて前記微分回路から発生する前記微分出力を前記電圧帰還回路の検出電圧に演算するよう構成される。

上記構成により、電源装置の内部若しくは外部に、この電源装置とは別個の電流帰還モジュールを装着するだけで、負荷電流の急変が電流検出器により検出され、この電流検出器からの検出信号波形の微分出力が電圧帰還回路の検出電圧に例えば加えられるため、電源装置の電圧帰還回路は負荷電流の急変を加味してリモートセンシング端子間の電圧ひいては負荷電圧を一定に保つように制御を行なう。そのため、出力端子間を流れるダミー電流や、電流帰還回路の交流ゲインを必要以上に増やさなくても、かつ電源装置の内部素子に一切手を加えなくても、電流情報のフィードバックにより負荷急変時における負荷電圧の安定性を改善することができる。また、微分回路は負荷急変時にのみ微分出力を発生し、それ以外の定常時には通常の電圧フィードバックだけとなるため、電圧帰還回路の交流ゲインを高めたのと同様の効果を有するにも拘らず、電圧帰還回路が発振するなどの虞れもない。つまり、負荷変動が比較的少ない定常時には、電流帰還回路が電圧帰還回路から切り離された状態にあって何も出力しないので、電圧帰還回路の交流ゲインを常時大きくした場合であっても、電流帰還回路５１からのノイズがトリガとなり電圧帰還回路が発振する懸念を一掃できる。

本発明における請求項３の電流帰還モジュールは、前記合成回路の出力を前記リモートセンシング端子に供給する外部接続端子を備えたことを特徴とする。

このようにすると、電源装置に設けられたリモートセンシング端子に電流帰還モジュールの外部接続端子を接続すれば、電流帰還回路を構成する合成回路の出力を電源装置内部の電圧帰還回路に供給できるので、電流帰還モジュールに対する接続を電源装置の外部で全て行なうことができ、既存の電源装置に一切手を加えずに、負荷電圧の特性を簡単に改善することができる。

本発明の請求項１の電流帰還モジュールによれば、電源装置の内部若しくは外部に、この電源装置とは別個の電流帰還モジュールを装着するだけで、既存の電源装置にできるだけ手を加えずに、電源装置の負荷急変時における負荷電圧の変動特性を十分に改善することができる。

本発明の請求項２の電流帰還モジュールによれば、電源装置の内部若しくは外部に、この電源装置とは別個の電流帰還モジュールを装着するだけで、既存の電源装置にできるだけ手を加えずに、電源装置の負荷急変時における負荷電圧の変動特性を十分に改善することができる。

本発明の請求項３の電流帰還モジュールによれば、電流帰還モジュールに対する接続を電源装置の外部で全て行なうことができ、既存の電源装置に一切手を加えずに、負荷電圧の特性を簡単に改善することができる。

以下、本発明の好ましい実施態様を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。尚、図９に示す従来例で説明した箇所と同一部分には同一符号を付し、重複する説明は極力省略する。

回路の全体構成を示す図１において、１は電源装置であり、これは前述のように、入力端子＋Ｖｉ，−Ｖｉ間の直流入力電圧Ｖinを、出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間に所定の出力電圧Ｖoutとして変換出力するＤＣ／ＤＣコンバータ部２と、リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間の電圧を一定に保つようにＤＣ／ＤＣコンバータ部２をフィードバック制御する電圧帰還回路３とにより構成される。なお、電圧帰還回路３は、前記分圧抵抗21，22の両端を出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏに直接接続して、この出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間の電圧を一定に保つようにフィードバック制御を行なってもよい。その場合、リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓは不要になる。

本実施例では、負荷急変時における負荷電圧ＶLの変動を抑制するために、負荷電流ＩLが変動したときにのみ、その変動分に応じた微分出力を、電圧帰還回路３の電圧検出情報に合成する電流帰還回路51を備えている。この電流帰還回路51は、負荷電流ｉLを検出する電流検出器52と、電流検出器52により得られた負荷電流ｉLの検出信号を増幅する増幅回路53と、この増幅回路53で増幅した負荷電流ｉLの検出信号波形を微分する微分回路54と、微分回路54からの微分出力を分圧抵抗21，22の接続点の電位である電圧帰還回路３の検出電圧に加算する合成回路55とを備えて構成される。

また、電流帰還回路51は電源本体１とは独立した電流帰還モジュール60内に設けられる。この電流帰還モジュール60は、電源本体１の内部若しくは内部に着脱可能に設けられる。

図２は、電流帰還回路51の構成をより具体的に示したものである。同図において、ここでは電流検出器52を除く電流帰還回路51の各構成が、電源装置１に外付けされる別個の電流帰還モジュール60内に収納される。また、61は出力電圧ライン６に挿入接続されたシャント抵抗であり、これは前記電流検出器52に相当するものである。電流検出器52は、出力電圧ライン５，６間ではなく、出力端子−Ｖｏとリモートセンシング端子−Ｓとの間に接続してもよい。この方が、電流検出器52による電圧降下が小さく好ましい。

シャント抵抗61の両端間に発生する負荷電流ＩLに比例した電圧（検出信号）は、増幅回路53を構成するオペアンプ62および抵抗63〜66によって差動増幅される。より具体的には、負荷４側にあるシャント抵抗61の一端が、抵抗64を介してオペアンプ62の非反転入力端子に接続され、出力端子−Ｖｏ側にあるシャント抵抗61の他端が、抵抗63を介してオペアンプ62の反転入力端子に接続され、さらにオペアンプ62の反転入力端子と出力端子間に負帰還用の抵抗65が接続されると共に、抵抗64とオペアンプ62の非反転入力端子との接続点に別の抵抗66の一端が接続され、この抵抗66の他端がマイナス側のリモートセンシング端子−Ｓと共に電流帰還モジュール60にて接地される。さらに、シャント抵抗61の両端から抵抗63，64の一端に至るラインには、それぞれコンデンサ67，68の一端が接続され、このコンデンサ67，68の他端が接地されている。

オペアンプ62には例えばＤＣ＋15Ｖの動作電圧＋Ｖcc3と、例えばＤＣ−15Ｖの動作電圧−Ｖcc3が与えられ、負荷電流ＩLに比例した電圧が、動作電圧＋Ｖcc3〜−Ｖcc3の範囲で増幅される。なお、増幅回路53の構成は図２に示すものに限定されない。

増幅回路53の後段にある微分回路54は、この微分回路54からの微分出力の収束時間を調整する時定数調整回路71と、微分出力のレベルを調整するレベル調整回路72とにより構成される。そして、２段のオペアンプ74，75と、オペアンプ62の出力端子とオペアンプ74の非反転入力端子との間に挿入接続するコンデンサ76と、後段のオペアンプ75の反転入力端子と出力端子間に接続する可変抵抗77とにより、オペアンプ75の出力端子から微分出力が得られるようになっている。

時定数調整回路71は、前記オペアンプ74およびコンデンサ76の他に、前記微分出力の収束時間を可変可能な可変抵抗78および固定抵抗79の直列回路を、オペアンプ74の非反転入力端子と接地ラインとの間に接続して構成される。またレベル調整回路72は、前記オペアンプ75および微分出力のレベルを調整可能な可変抵抗77の他に、オペアンプ74の出力端子とオペアンプ75の反転入力端子との間に接続される抵抗80を備え、オペアンプ75の非反転入力端子を接地すると共に、このオペアンプ75に各動作電圧＋Ｖcc3，−Ｖcc3を供給して構成される。

本実施例における微分回路54は、微分出力の収束時間（時定数）を容易に設定でき、かつ設定した時定数がレベル調整による影響を受けないようにするために、可変抵抗78を備えた時定数調整回路71と、可変抵抗77を備えたレベル調整回路72に別々のオペアンプ74，75を設けている。但し、電流帰還回路51の構成を簡素化するために、微分回路54を一つのオペアンプで構成して、オペアンプの素子数を減らすようにしてもよい。

微分回路54の後段にある合成回路55は、オペアンプ82および抵抗83〜86を備えて構成される。より具体的には、オペアンプ75の出力端子とオペアンプ82の非反転入力端子との間に抵抗83を接続し、オペアンプ82の反転入力端子に抵抗84を接続して接地し、オペアンプ82の反転入力端子と出力端子との間に負帰還用の抵抗85を接続する。さらに、電圧帰還回路３の電圧監視点である出力電圧ライン５の途中にある接続点49を、抵抗86を介してオペアンプ82の非反転入力端子に接続し、このオペアンプ82の出力端子を電圧調整用の可変抵抗42を介してプラス側のリモートセンシング端子＋Ｓに接続して構成される。これにより、接続点49の電圧レベルに微分出力を加えた合成出力が、電圧帰還回路３のリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間に与えられるようになる。なお、合成回路55は微分回路54の微分出力を演算（加算のみならず減算なども含む）するあらゆる構成を含む。

電流帰還モジュール60は、特にリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓを備えた電源本体１との外部での接続を容易にするために、でシャント抵抗61の両端間に接続され、電流検出器52からの検出信号を入力する検出信号入力端子91，92と、マイナス側のリモートセンシング端子−Ｓが接続され、このリモートセンシング端子−Ｓを電流帰還モジュール60のフレームグランドに接地する接地端子93と、電圧帰還回路３の電圧監視点である接続点49が接続され、この接続点49の電圧レベルを合成回路55に印加する電圧監視端子94と、合成回路55からの合成出力を、必要に応じて電圧調整用の可変抵抗42を介してプラス側のリモートセンシング端子＋Ｓに供給する外部接続端子95とを備えて構成される。

次に、図３や図４のグラフ並びに図５に示す各部の波形図に基づき、上記構成についてその作用を説明する。なお、図３および図４では、負荷電流ＩLを０Ａからそれぞれ100Ｈｚまたは１ｋＨｚで急変させたときに、前記従来例における各対策１，２に本実施例の電流帰還モジュール60を付加した場合の、負荷電流ＩLと負荷電圧ＶLとの関係を示している。また図５は、同じく従来例における各対策１，２に本実施例の電流帰還モジュール60を付加した場合であって、負荷電流ＩLを100Ｈｚで急変させ、かつ負荷電流ＩLのピーク値が５Ａのときの、負荷電圧Ｖと、微分回路54の微分出力である電流フィードバック量ＶFBと、負荷電流ＩLの各波形を、上段より順に示している。

負荷変動が比較的少ない定常時においては、スイッチング素子11のスイッチング動作に伴ない、入力端子＋Ｖｉ，−Ｖｉ間の直流入力電圧Ｖinがトランス12の一次巻線に断続的に印加され、このトランス12の二次巻線に誘起された電圧が、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２の出力回路である整流平滑回路13によって整流平滑され、出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間に出力電圧Ｖoutが発生する。この出力電圧Ｖoutは、出力電圧ライン５，６間にある電解コンデンサ45，46を充電すると共に、出力ダイオード48を介して負荷４に負荷電圧ＶLを供給する。

一方、電流帰還モジュール60内の電流帰還回路51は、電流検出器52により負荷電流ＩLを常時監視しており、負荷電流ＩLに比例した検出信号を増幅回路53で増幅し、この増幅した検出信号を微分回路54に供給する。しかし、負荷電流ＩLが緩やかに変動する限りは、微分回路54からパルス状の微分出力は現れず、電流帰還回路51はいわば切り離された状態になる。

電圧帰還回路３は、リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間の電圧レベルが、可変抵抗26などによって予め設定された電圧に安定化するように、スイッチング素子11へのパルス導通幅を制御する。ここで本実施例では、プラス側のリモートセンシング端子＋Ｓから接続点に至るリモートセンシング線に可変抵抗42が挿入接続されているので、この可変抵抗42の抵抗値を適宜調整すれば、プラス側のリモートセンシング端子＋Ｓに繋がる出力電圧ライン５の接続点49と、マイナス側のリモートセンシング端子−Ｓに繋がる出力端子−Ｖｏとの間の電圧レベルを、電圧帰還回路３による予め設定された電圧よりも高く可変することができる。なお、そうした電圧調整を必要としない場合は、可変抵抗42を設けずに直接リモートセンシング線で繋げばよい。

また、リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓはリモートセンシング線により出力電圧ライン５，６のどの位置にも接続できる。そのため、リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓを直接出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏに接続すれば、出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間の出力電圧Ｖoutを電圧帰還回路３による予め設定された電圧に保つことができる。これはリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓを備えず、電圧帰還回路３が出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間の電圧を監視する構成でも、同様のことがいえる。

いずれにせよ、負荷変動が比較的少ない定常時には、電流帰還回路51が電圧帰還回路３から切り離された状態にあって何も出力しないので、従来の対策２にあるように、抵抗35を調整して電圧帰還回路３の交流ゲインを常時大きくした場合であっても、電流帰還回路51からのノイズがトリガとなり電圧帰還回路３が発振する懸念を一掃できる。また、既存の電圧帰還回路３に電流帰還モジュール60を装着すればよいので、定常時における電圧帰還回路３の内部素子の定数を一切変更する必要がなく、大掛かりな設計変更を回避することができる。

また、定常動作中に負荷電流ＩLが急変すると、負荷電流ＩLの急変分に見合う電圧がシャント抵抗61の両端間に発生し、この電圧が電流帰還回路51の増幅回路53にて増幅される。そしてこの場合は、増幅回路53の後段にある微分回路54からパルス状の微分出力が発生し、これが接続点49の電圧レベルに加算されて、リモートセンシング端子＋Ｓに印加される。電圧帰還回路３は、リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間の電圧レベルが過渡的に変動したことを受けて、このリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間の電圧レベルひいては負荷電圧ＶLが安定化するように、スイッチング素子11のパルス導通幅を制御する。

このように、電流帰還回路51は負荷電流ＩLが急変する過渡時にのみ、その電流情報であるパルス状の微分出力を接続点49の電圧レベルに加算して、電圧帰還回路３による電圧フィードバックを加速し、それ以外では電流帰還回路51を切り離して、通常の電圧フィードバックのみとするため、電圧帰還回路３の交流ゲインを高めたのと同様の効果を持ちながら発振の心配がない。すなわち、電圧帰還回路３は抵抗35の調整により、定常時において発振が起こらない最大限にまで交流ゲインを高めることができるので、電流帰還モジュール60を装着したことと相俟って、負荷電流ＩLの急変時において負荷電圧ＶLを最大限に安定化させることが可能になる。

因みに、負荷急変に対応するためには、電圧帰還回路３の帰還量として電圧値情報の他に電流値情報を加算すればよいが、電流値情報そのものを単に加算しただけでは、制御後における負荷電圧ＶLに狂いを生じてしまう。その点、本実施例の電流帰還モジュール60に組み込まれる電流帰還回路51は、負荷電流の微分波形をフィードバックして、電流変化の過渡時にだけ電流値の情報を加算しているので、定常時に電圧帰還回路３における制御に何等影響を及ぼさない。

本実施例における電流帰還モジュール60を付加した効果は、図３や図４の測定結果からも明らかである。これらの各図において、「対策１＋２＋本実施例」は、従来例の対策１，対策２に加え、本実施例における電流帰還モジュール60を付加した測定結果を示しているが、負荷電流ＩLを100Ｈｚで急変させたときには、０Ａから10Ａの範囲内で、さらに負荷電流ＩLを１ｋＨｚで急変させたときには、０Ａから11Ａの範囲内で、規格値Ｖd内に負荷電圧ＶLの変動を抑えることができる。また、図５に示す波形図では、対策１，対策２に加えて本実施例における電流帰還回路51を付加することで、負荷電圧ＶLのプラス側最大変動値Ｖp＋を＋22ｍＶ、マイナス側最大変動値Ｖp−を−29ｍＶに改善することができる。またここでは、負荷電流ＩLの変動時にのみパルス状の電流情報が出力されていることが、電流フィードバック量ＶFBから読み取れる。

また、こうした電流帰還によって改善されるのは負荷電圧ＶLのピーク変動値（ピーク値）だけではなく、負荷電圧ＶLの変動が収束するまでの時間（収束時定数）も短くなる。この傾向は特に負荷電圧ＶLの低下時（負荷電流ＩLの立ち上がり時）に顕著で、電流帰還無し時の収束時定数が約1.7ｍＳであったものが、本実施例のような電流帰還回路51を付加することにより約30μsに改善する。この効果は、出力＋Ｖｏ，−Ｖｏ間に接続される電解コンデンサ45，46による変動吸収を容易にさせ、より小さな容量の電解コンデンサ45，46によって、負荷電圧ＶLの変動を速やかに収束させることができる。

次に、本実施例における電流帰還モジュール60の様々な取付け例を図６〜図８に示す。図６は、出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏのみを備えた電源装置１に対し、電流帰還モジュール60を内蔵した例を示している。電流帰還モジュール60は、電源装置１と別個の独立した筐体により外郭を構成し、その内部に前述の電流検出器52，増幅回路53，微分回路54および合成回路55を備えているが、この場合の電流帰還モジュール60との配線接続は、電源装置１の内部で行なわれる。そのため、電流検出器52および接続点49は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２から出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏに至る出力電圧ライン５，６の任意箇所に設けることができる。

図７は、図６と同様に出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏのみを備えた電源装置１に対し、電流帰還モジュール60を外付けした例を示している。電流帰還モジュール60は、電源装置１と接触または非接触に取付けられるが、電流帰還モジュール60を取付けたときに、電流帰還回路51からの合成出力を電圧帰還回路３に取り込むために、電圧帰還回路３と出力端子＋Ｖｏとを切り離すスイッチ71が設けられる。このスイッチ71は、例えば電流帰還モジュール60を電源装置１に装着したときに、機構的にオフするように構成してもよい。

図８は、出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏおよびリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓを備えた電源装置１に対し、電流帰還モジュールたる電流帰還モジュール60を内蔵した例を示している。この場合、電流検出器52は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２から出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏに至る出力電圧ライン５，６の任意箇所に設けることができる。また、リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓに一端を接続するリモートセンシング線の他端は、出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏから負荷４に至る出力電圧ライン５，６の任意箇所に接続できる。これにより、出力電圧ライン５，６の電圧降下を考慮した電圧の安定化を図ることができる。

前記図２は、出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏおよびリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓを備えた電源装置１に対し、電流帰還モジュール60を外付けした例である。図７に示す構成の電源装置１では、電流帰還回路51からの合成出力を電圧帰還回路３にフィードバックするために、電源装置１の外部にある電流帰還モジュール60から電源装置１内部の電圧帰還回路３に何らかの配線を引回さなければならないが、図２示す例では、電源装置１に設けられたリモートセンシング端子＋Ｓを電流帰還モジュール60の外部接続端子95に接続すれば、電流帰還回路51からの合成出力を電圧帰還回路３に簡単にフィードバックすることができる。したがって、電源装置１の内部に一切手を加えずに、本実施例における電流帰還回路60の機能を簡単に付加することができる。

以上のように本実施例の電流帰還モジュール60は、負荷４に直流出力電圧Ｖoutを供給する出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏと、一対のリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓと、このリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間の電圧を検出して得た検出電圧と基準電圧ＶREFとを比較し、この比較結果に基づき前記リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間の電圧を一定に保つように制御する電圧帰還回路３とを備えた電源装置に着脱自在に設けられ、負荷電流ＩLに比例した検出信号を出力する電流検出器52と、電流検出器52からの検出信号波形を微分する微分回路54と、微分回路54の後段に直接接続し、この微分回路54からの微分出力を前記電圧帰還回路３の検出電圧（分圧抵抗21，22の接続点の電圧）に演算すなわち加算する合成回路55とからなる電流帰還回路51を内蔵し、負荷電流ＩLが緩やかに変動する限り、電流帰還回路51が電圧帰還回路３に何も出力せず、負荷電流ＩLが急変した時には、その負荷電流ＩLの変動分に応じて微分回路54から発生する微分出力を電圧帰還回路３の検出電圧に演算するよう構成される。

上記構成により、電源装置１の内部若しくは外部に、この電源装置１とは別個の電流帰還モジュール60を装着するだけで、負荷電流ＩLの急変が電流検出器52により検出され、この電流検出器52からの検出信号波形の微分出力が電圧帰還回路３の検出電圧に加えられるため、電源装置１の電圧帰還回路３は負荷電流の急変を加味してリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間の電圧ひいては負荷電圧ＶLを一定に保つように制御を行なうことができる。そのため、ダミー抵抗47により出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間を流れるダミー電流や、電流帰還回路３の交流ゲインを必要以上に増やさなくても、かつ電源装置１の内部素子に一切手を加えなくても、電流情報のフィードバックにより負荷急変時における負荷電圧ＶLの安定性を改善することができる。また、微分回路54は負荷急変時にのみ微分出力を発生し、それ以外の定常時には通常の電圧フィードバックだけとなるため、電圧帰還回路３の交流ゲインを高めたのと同様の効果を有するにも拘らず、電圧帰還回路３が発振するなどの虞れもない。

さらに、こうした負荷急変の際の電流帰還によって改善されるのは、負荷電圧ＶLの変動ピーク値だけでなく、変動が収束するまでの時間も短くなる。そのため、早期に負荷電圧ＶLの安定化を図ることができる。

またこうした構成では、合成回路55の出力をリモートセンシング端子＋Ｓに供給する外部接続端子95を備えた電流帰還モジュール60であることが好ましい。すなわち、電源装置１に出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏとは別にリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓが設けられていることを利用して、出力端子−Ｖから負荷４に至る他方の出力電圧ライン６に挿入接続される電流検出器52と、増幅回路53，微分回路54および合成回路55を備えた電流帰還モジュール60とからなる電流帰還モジュール60を、電源装置１の外部に配設し、微分回路54の微分出力と一方の出力電圧ライン５の接続点49に発生する電圧レベルとを加算する合成回路55の合成出力を、接地端子93と外部接続端子95によりリモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓ間に供給するように構成している。こうすれば、電流帰還回路51の全構成（電流検出器52，増幅回路53，微分回路54および合成回路55）とその接続を、独立した電流帰還モジュール60により電源装置１の外部で行なうことができ、既存の電源装置１に一切手を加えずに、負荷電流ＩLの変動に対する負荷電圧ＶLの特性を改善することができる。

すなわち、電流帰還モジュール60を電源装置１に外付けすると共に、外部接続端子95をいずれか一方のリモートセンシング端子＋Ｓに接続すれば、電源装置１に設けられたリモートセンシング端子＋Ｓを利用して、電流帰還回路51を構成する合成回路55の出力を電源装置１内部の電圧帰還回路３に供給できるので、電流帰還回路51に対する接続を電源装置１の外部で全て行なうことができ、既存の電源装置１に一切手を加えずに、負荷電圧ＶLの特性を簡単に改善することができる。

さらに、リモートセンシング端子＋Ｓ，−Ｓが設けられていない電源装置１に対しては、出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間の出力電圧Ｖoutを分圧抵抗21，22により検出して、その接続点の電位である検出電圧と基準電圧ＶREFとを比較し、この比較結果に基づき出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間の出力電圧Ｖoutを一定に保つように電圧帰還回路３が制御を行なうが、ここでも本実施例における電流帰還回路51を適用できる。その場合は、負荷電流ＩLに比例した検出信号を出力する電流検出器52と、電流検出器52からの検出信号波形を微分する微分回路54と、微分回路54の後段に直接接続し、この微分回路54からの微分出力を電圧帰還回路３の検出電圧に演算すなわち加算する合成回路55とからなる電流帰還回路51を、電流帰還モジュール60に内蔵し、負荷電流ＩLが緩やかに変動する限り、電流帰還回路51が電圧帰還回路３に何も出力せず、前記負荷電流ＩLが急変した時には、その負荷電流ＩLの変動分に応じて微分回路54から発生する微分出力を電圧帰還回路３の検出電圧に演算するよう構成すればよい。

この場合、電源装置１の内部若しくは外部に、この電源装置１とは別個の電流帰還モジュール60を装着するだけで、負荷電流ＩLの急変を電流検出器52により検出され、この電流検出器52からの検出信号波形の微分出力が電圧帰還回路３の検出電圧に例えば加算されるため、電源装置１の電圧帰還回路３は負荷電流の急変を加味して出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間の出力電圧Ｖoutひいては負荷電圧ＶLを一定に保つように制御を行なうことができる。そのため、出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間を流れるダミー電流や、電流帰還回路３の交流ゲインを必要以上に増やさなくても、電流情報のフィードバックにより負荷急変時における負荷電圧ＶLの安定性を改善することができる。また、微分回路54は負荷急変時にのみ微分出力を発生し、それ以外の定常時には通常の電圧フィードバックだけとなるため、電圧帰還回路３の交流ゲインを高めたのと同様の効果を有するにも拘らず、電圧帰還回路３が発振するなどの虞れもない。

さらに、こうした負荷急変の際の電流帰還によって改善されるのは、負荷電圧ＶLの変動ピーク値だけでなく、変動が収束するまでの時間も短くなる。そのため、早期に負荷電圧ＶLの安定を図ることができる。

なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば、電流検出器52としてはシャント抵抗61の代わりにカレントトランスなどを利用してもよい。また、電流帰還回路51における各構成は実施例中のものに限定されず、同等の機能を有する回路構成であればよい。さらに、本発明では直流の出力電圧のみならず、交流の出力電圧を出力端子から供給するＵＰＳ（無停電電源装置）などにも適用できる。

本発明の一実施例における電流帰還モジュールおよびその周辺の全体構成を概略的に示すブロック図である。同上、図１の構成をより具体化した要部の回路図である。従来例の対策１，２および本実施例において、負荷電流を０Ａから100Ｈｚに急変させたときの負荷電圧の変動特性を示すグラフである。従来例の対策１，２および本実施例において、負荷電流を０Ａから１ｋＨｚに急変させたときの負荷電圧の変動特性を示すグラフである。本実施例において、100Ｈｚの負荷急変時における負荷電流が５Ａのときの負荷電圧および電流フィードバックの各波形図である。出力端子のみを有する電源装置に対し、本発明における電流帰還モジュールを内蔵した例を示す概略図である。出力端子のみを有する電源装置に対し、本発明における電流帰還モジュールを外付けする例を示す概略図である。出力端子とリモートセンシング端子とを有する電源装置に対し、本発明における電流帰還モジュールを外付けする例を示す概略図である。従来例を示す電源装置の回路図である。従来例の対策前において、負荷電流を０Ａから100Ｈｚに急変させたときの負荷電圧の変動特性を示すグラフである。従来例の対策前において、負荷電流を０Ａから１ｋＨｚに急変させたときの負荷電圧の変動特性を示すグラフである。従来例において、100Ｈｚの負荷急変時における負荷電流が５Ａのときの負荷電圧の波形図である。従来例の対策１において、100Ｈｚの負荷急変時における負荷電流が５Ａのときの負荷電圧の波形図である。従来例の対策１と対策２を併用した場合において、100Ｈｚの負荷急変時における負荷電流が５Ａのときの負荷電圧の波形図である。

１電源装置
３電圧帰還回路
４負荷
52 電流検出器
54 微分回路
55 合成回路
61 電流帰還モジュール
95 外部接続端子
＋Ｖｏ，−Ｖｏ出力端子
＋Ｓ，−Ｓリモートセンシング端子

Claims

負荷に直流出力電圧を供給する出力端子と、この出力端子間の電圧を検出して得た検出電圧と基準電圧とを比較し、この比較結果に基づき出力端子間の電圧を一定に保つように制御する電圧帰還回路とを備えた電源装置に着脱可能に設けられ、
前記負荷へ流れる負荷電流に比例した検出信号を出力する電流検出器と、
前記電流検出器からの検出信号波形を微分する微分回路と、
前記微分回路の後段に直接接続する合成回路とからなる電流帰還回路を内蔵し、
負荷電流が緩やかに変動する限り、前記電流帰還回路が前記電圧帰還回路に何も出力せず、前記負荷電流が急変した時には、その負荷電流の変動分に応じて前記微分回路から発生する前記微分出力を前記電圧帰還回路の検出電圧に演算するよう構成されることを特徴とする電流帰還モジュール。
負荷に直流出力電圧を供給する出力端子と、一対のリモートセンシング端子と、このリモートセンシング端子間の電圧を検出して得た検出電圧と基準電圧とを比較し、この比較結果に基づき前記リモートセンシング端子間の電圧を一定に保つように制御する電圧帰還回路とを備えた電源装置に着脱可能に設けられ、
前記負荷へ流れる負荷電流に比例した検出信号を出力する電流検出器と、
前記電流検出器からの検出信号波形を微分する微分回路と、
前記微分回路の後段に直接接続する合成回路とからなる電流帰還回路を内蔵し、
負荷電流が緩やかに変動する限り、前記電流帰還回路が前記電圧帰還回路に何も出力せず、前記負荷電流が急変した時には、その負荷電流の変動分に応じて前記微分回路から発生する前記微分出力を前記電圧帰還回路の検出電圧に演算するよう構成されることを特徴とする電流帰還モジュール。
前記合成回路の出力を前記リモートセンシング端子に供給する外部接続端子を備えたことを特徴とする請求項２記載の電流帰還モジュール。