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Die vorliegende Erfindung betrifft
einen Spannungsregler gemäß den Merkmalen
des Oberbegriffs des Anspruchs 1 mit einer Ausgangsklemme zum Bereitstellen
einer Ausgangsspannung und Anschließen einer Last, einem an die
Ausgangsklemme angeschlossenen Ausgangskondensator mit einem äquivalenten
seriellen Widerstand, sowie mit einer getakteten Wandlereinheit,
der eine Versorgungsspannung zugeführt ist, die einen an die Ausgangsklemme
gekoppelten Ausgang aufweist und der ein von der Ausgangsspannung
abhängiges
Rückkopplungssignal
und ein Referenzsignal zur Bildung eines Differenzsignals zugeführt ist.
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Die Wandlereinheit stellt bei derartigen Spannungsreglern
einen Ausgangsstrom zur Verfügung,
der über
der Parallelschaltung aus dem Ausgangskondensator und der Last einen
Spannungsabfall hervorruft, der der Ausgangsspannung entspricht. Über den
Rückkopplungszweig
werden lastbedingte Schwankungen der Ausgangsspannung in bekannter Weise
nachgeregelt, indem bei einem Absinken der Ausgangsspannung die
Leistungsaufnahme des Reglers erhöht wird und der mittlere Ausgangsstrom erhöht wird
und indem bei einem Ansteigen der Ausgangsspannung die Leistungsaufnahme
des Reglers verringert wird und der mittlere Ausgangsstrom verringert
wird. Der Ausgangskondensator dient bei dem gattungsgemäßen Spannungsregler
als Puffer zur Reduktion von Schwankungen der Ausgangsspannung bei
Lastwechseln der an die Ausgangsklemme angeschlossenen Last und
insbesondere bei Wandlereinheiten mit einem Schaltwandler zur Glättung des
Ausgangsstromes.
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Da die Wandlereinheit nur zeitverzögert auf Lastwechsel
reagieren kann, führen
abrupte Lastwechsel zu kurzfristigen Schwankungen der Ausgangsspannung,
wie anhand der 1 und 2 dargestellt ist. In 1 bezeichnet AK die Ausgangsklemme
einer beliebig ausgestalteten Wandlereinheit, die einen Ausgangsstrom
Iout für
eine Parallelschaltung eines Pufferkondensators 20 und
einer Last bereitstellt, wobei dieser Ausgangsstrom Iout einen Spannungsabfall
Vout über
der Parallelschaltung hervorruft. In 1 ist
das elektrische Ersatzschaltbild des Ausgangskondensators 20 gezeigt,
das einen kapazitiven Anteil, der durch den Kondensator C repräsentiert
ist, und einen in Reihe zu dem kapazitiven Anteil C geschalteten
ohmschen Anteil ESR umfasst. Der ohmsche Anteil ESR berücksichtigt
dabei unvermeidliche Leitungsverluste eines realen Kondensators.
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Es sei nun der in Figur dargestellte
Fall betrachtet, bei dem im Leerlauffall eine Ausgangsspannung Vout
mit einem Nominalwert Vout_nom eingestellt ist, zu deren Aufrechterhaltung
kein oder nur ein sehr geringer Strom erforderlich ist. Steigt zu
einem Zeitpunkt t0 die Stromaufnahme I der Last wegen eines Lastwechsels
rapide an, so kann dieser Strombedarf zunächst nur durch den Ausgangskondensator 20 gedeckt
werden, wobei der dem Kondensator 20 entnommene Strom,
der zunächst
dem nun aufgenommenen Laststrom entspricht an dessen äquivalentem
Widerstand einen Spannungsabfall ΔU
hervorruft, der sich aus dem Produkt des Widerstandswertes ESR und
der Stromänderung ΔI ergibt
(im vorliegenden Fall ΔI
= Imax). Die Ausgangsspannung Vout sinkt dadurch um den Wert ΔU ab. Die
Leistungsaufnahme der Wandlereinheit wird daraufhin nachgeregelt
bis der Ausgangsstrom Iout an die geänderten Lastverhältnisse
angepasst ist und am Ausgang wieder die Nominalspannung Vout_nom
anliegt. Sinkt zu einem Zeitpunkt t1 die Stromaufnahme der Last
wegen Leerlaufs von dem wert Imax auf Null ab, so ist kurzfristig
nur der Ausgangskondensator 20 in der Lage den an die bis
dahin herrschenden Lastverhältnisse
angepassten Ausgangsstrom aufzunehmen, was zu einer um den Spannungsabfall ΔU = ΔI·ESR =
Imax·ESR
erhöhten
Ausgangsspannung führt.
Der Ausgangsstrom wird daraufhin nachgeregelt bis der Ausgangsstrom
Iout Null beträgt.
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Zusammenfassend können bei einer maximalen Stromaufnahme
der Last von Imax damit Schwankungen der Ausgangsspannung Vout von ΔVout = 2·Imax·ESR auftreten.
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Zur Reduzierung der Schwankungen
der Ausgangsspannung ist es aus Ron Lenk: "Understanding Droop and Programmable
Active Droop", Application
Bulletin AB-24, Fairchild Semiconductor, 3, bekannt, dem Ausgang des Wandlers
einen Widerstand nachzuschalten, über dem der Ausgangsstrom ebenfalls
einen Spannungsabfall hervorruft und der bei einer Änderung
der Stromaufnahme der Last einen Teil der daraus resultierenden
Spannungsschwankungen übernimmt,
so dass die tatsächliche
Ausgangsspannung dem Nominalwert der Ausgangsspannung minus dem
Spannungsabfall über
dem Widerstand entspricht.
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In den oben genannten Veröffentlichungen
US 6,229,292 B1 und
US 6,069,471 ist zur Reduktion solcher
Spannungsschwankungen der Ausgangsspannung vorgesehen, einen Referenzwert
Vref1, abhängig
von dem die Ausgangsspannung bzw. der Ausgangsstrom eingestellt
wird, gemäß
Vref1 = Vref – I·ESR (1)zu reduzieren,
wobei Vref ein konstanter Referenzwert, I der Laststrom und ESR
der äquivalente
Widerstand ist. Bei einem großen
Strombedarf der Last, der bei einem Lastwechsel eine entsprechend
große Spannungsänderung
an dem äquivalenten
Widerstand hervorrufen würde,
wird dabei der Referenzwert Vref1 reduziert, um die Ausgangsspannung
und den Ausgangsstrom entsprechend zu reduzieren und dadurch bei
einem Lastwechsel die Schwankungsbreite der Ausgangsspannung zu
reduzieren.
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Ziel der vorliegenden Erfindung ist
es, einen Spannungsregler mit einem an eine Ausgangsklemme angeschlossenen
Ausgangskondensator mit äquivalentem
Widerstand zur Verfügung
zu stellen, bei dem ein Schwankungsbereich der Ausgangsspannung
bei Lastwechseln einer an den Spannungsregler angeschlossenen Last
reduziert ist.
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Dieses Ziel wird durch einen Spannungsregler
gemäß der Merkmale
des Anspruchs 1 erreicht. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung
sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Der erfindungsgemäße Spannungsregler umfasst
eine Ausgangsklemme zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung und
Anschließen
einer Last, einen an die Ausgangsklemme angeschlossenen Ausgangskondensator
mit einem äquivalenten
seriellen Widerstand und eine Wandlereinheit. Die Wandlereinheit
umfasst Versorgungsspannungsklemmen zum Anlegen einer Versorgungsspannung,
einen an die Ausgangsklemme des Spannungsreglers gekoppelten Ausgang
und einen Rückkopplungssignaleingang
zum Zuführen
eines von der Ausgangsspannung abhängigen Rückkopplungssignal, einen Eingang
zum Zuführen
eines Referenzsignals sowie eine Vergleichereinheit, die ein Differenzsignal
bereitstellt, das von der Differenz zwischen dem Referenzsignal
und dem Rückkopplungssignal
abhängig
ist. Die Wandlereinheit ist dazu ausgebildet, einen Ausgangsstrom
bereitzustellen, dessen Mittelwert proportional ist zu dem Differenzsignal,
wobei der Proportionalitätsfaktor
zwischen diesem Differenzsignal und dem Ausgangsstrom mittels eines
Steuersignals an einem Steuereingang der Wandlereinheit derart eingestellt
ist, dass dieser Proportionalitätsfaktor
wenigstens annäherungsweise
proportional zu dem Kehrwert des äquivalenten seriellen Widerstandes
ist und vorzugsweise diesem Kehrwert entspricht.
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Ein Spannungsregler mit einer derart
ausgestalteten Wandlereinheit besitzt ein Übertragungsverhalten, bei dem
die am Ausgang eingestellte Versorgungsspannung für die Last
mit zu nehmenden Laststrom kleiner wird, um Schwankungen der Ausgangsspannung,
die bei plötzlichen
Lastwechseln aus dem Spannungsabfall über dem äquivalenten seriellen Widerstand
resultieren, insgesamt zu reduzieren.
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Der Proportionalitätsfaktor
zwischen der Differenz aus Referenzsignal und Rückkopplungssignal und dem Ausgangsstrom
entspricht der Transkonduktanz des Spannungsreglers. Die Einstellung
dieser Trankonduktanz mittels eines externen Steuersignals über den
Verstärkungsfaktor
der Vergleichereinheit ermöglicht
eine flexible Anpassung des Spannungsreglers an den äquivalenten
seriellen Widerstand des gerade angeschlossenen Ausgangskondensator.
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Die Wandlereinheit umfasst weiterhin
einen Schaltwandler, der ein induktives Bauelement, beispielsweise
eine Spule, und eine Schalteinheit aufweist, wobei die Schalteinheit
zum getakteten Anschließen
des induktiven Bauelements an die Versorgungsspannung nach Maßgabe eines
pulsweitenmodulierten Signals dient. Zur Bereitstellung dieses pulsweitenmodulierten
Signals ist ein Pulsweitenmodulator vorhanden, der das pulsweitenmodulierte
Signal nach Maßgabe
eines von dem Differenzsignal abhängigen Regelsignals bereitstellt.
Dieses dem Pulsweitenmodulator zugeführte Regelsignal ist vorzugsweise
von dem Differenzsignal und von einem von dem Ausgangsstrom der
Wandlereinheit abhängigen
Signal abhängig,
wobei dieser Ausgangsstrom dem Strom durch die Induktivität entspricht.
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Der Pulsweitenmodulator umfasst vorzugsweise
einen Vergleicher mit Schalthysterese, dem das Regelsignal zugeführt ist
und der abhängig
von einem Vergleich des Regelsignals mit einem ersten und zweiten
Schwellenwert das pulsweitenmodulierte Signal bereitstellt.
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Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend in
Ausführungsbeispielen
anhand von Figuren näher erläutert. In
den Figuren zeigt
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1 eine
Parallelschaltung einer Last und eines Kondensators mit äquivalentem
seriellen Widerstand, die mittels einen Ausgangsstromes versorgt
wird,
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2 eine
schematische Darstellung der Ausgangsspannung (Vout) und des Ausgangsstromes
(Iout) bei maximalen Schwankungen der Stromaufnahme der Last bei
einer Last unabhängig
geregelten Ausgangsspannung,
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3 ein
Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen Spannungsreglers,
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4 zeitliche
Verläufe
der Ausgangsspannung und des Laststromes bei dem Spannungsregler gemäß 3,
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5 einen
Spannungsregler mit einer im Detail dargestellten Wandlereinheit,
die einen Schaltwandler umfasst,
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6 beispielhafte
zeitliche Verläufe
ausgewählter
in 5 eingezeichneter
Signale.
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In den Figuren bezeichnen, sofern
nicht anders angegeben gleiche Bezugszeichen gleiche Teile, Signale
und Komponenten mit gleicher Bedeutung.
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3 zeigt
einen Spannungsregler, der eine Ausgangsklemme AK zum Anschließen einer
Last und zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung Vout bzw. eines
Ausgangsstromes Iout für
die Last aufweist. Die Last ist in dem Beispiel zwischen die Ausgangsklemme
AK und ein Bezugspotential GND geschaltet. Parallel zu der Last
ist ein Ausgangskondensator 20 geschaltet, der einen durch
einen Kondensator C dargestellten kapazitiven Anteil und einen in
Reihe geschalteten durch einen Widerstand ESR dargestellten ohmschen
Anteil umfasst, der auch als äquivalenter
serieller Widerstand des Ausgangskondensators 20 bezeichnet
wird. "ESR" wird im Folgenden
sowohl als Bezugszeichen für
den Widerstand als auch als Maß für dessen
Widerstandswert verändert.
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Der Spannungsregler umfasst eine
Wandlereinheit 10 mit Versorgungsspannungsklemmen zum Anlegen
einer Versorgungsspannung Vcc, einem an die Ausgangsklemme AK gekoppelten
Ausgang, an dem der Ausgangsstrom Iout zur Verfügung steht, sowie einem Rückkopplungssignaleingang
K2 zur Rückkopplung
eines von der Ausgangsspannung Vout abhängigen Signals Vfb das in dem
Beispiel gemäß 1 der Ausgangsspannung Vout
entspricht. Außerdem
umfasst die Wandlereinheit 10 einen Referenzspannungseingang,
an dem ein durch eine Referenzspannungsquelle bereitgestelltes Referenzspannungssignal
Vref anliegt.
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Die Spannungswandlereinheit 10 ist
dazu ausgebildet, einen Ausgangsstrom Iout zur Verfügung zu
stellen, der von der Differenz zwischen dem Referenzspannungssignal
Vref und dem Rückkopplungssignal
Vout abhängig
ist, wobei gilt: Iout
= (Vref – Vout)·Gm (2),wobei Gm
die Transkonduktanz der Wandlereinheit 10 ist, die durch
ein an einem Steuereingang K3 anliegendes Steuersignal CTRL eingestellt
ist. Für
diese über
das Steuersignal CTRL eingestellte Transkonduktanz gilt dabei wenigstens
annäherungsweise Gm
= 1/ESR.
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Die Auswirkungen einer solchen an
den Wert des äquivalenten
seriellen Widerstandes ESR angepassten Transkonduktanz GM werden
nachfolgend anhand von 4 erläutert, wobei 4a den zeitlichen Verlauf
der Ausgangsspannung Vout und 4b den
zeitlichen Verlauf des Ausgangsstromes Iout unter der Bedingung
darstellt, dass der Ausgangsstrom Iout abhängig von der Ausgangsspannung
Vout gemäß (2)
erzeugt wird. Zudem ist zu Zwecken der Erläuterung in 4 angenommen, dass Regelschwankungen,
die aus Schwankungen des Laststromes entstehen, vernachlässigt sind.
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Zunächst sei angenommen, dass die
Stromaufnahme I der Last gemäß 3 Null ist. In diesem Fall
stellt sich als Ausgangsspannung Vout der Nominalwert Vout_nom ein,
der in dem Beispiel der Referenzspannung Vref entspricht. Steigt
zu einem Zeitpunkt t0 die Stromaufnahme abrupt auf einen Wert Imax
an, der der maximal zulässigen
Stromaufnahme der Last entspricht, so sinkt die Ausgangsspannung
Vout wegen des Spannungsabfalls über
dem äquivalenten
seriellen Widerstand ESR auf einen Wert Vout_min ab, für den gilt: Vout_min = Vref – Imax·ESR (3),
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Wegen der Regelung gemäß Gleichung
(2) mit Gm = 1/ESR wird die Ausgangsspannung bei einem Strom Imax
auf den Wert Vout min gemäß (3) eingeregelt,
so dass die Ausgangsspannung bei einer hohen Stromaufnahme Imax
der Last auf dem Wert Vout min verbleibt. Der Einfachheit halber
sind die durch die Regelung bedingten Verzögerungen in 4 nicht dargestellt.
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Sinkt die Stromaufnahme zum Zeitpunkt
t1 abrupt auf Null ab, so steigt die Ausgangsspannung Vout sofort
wegen des an dem äquivalenten
seriellen Widerstand ESR anfallenden Spannung um den Wert ΔU = Imax·ESR auf
den Wert Vref an und wird nachfolgend gemäß (1) wegen der Stromaufnahme
Null der Last auf diesen Wert eingeregelt.
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Unter Berücksichtigung der beiden Extremfälle, maximale
Stromaufnahme Imax der Last und Stromaufnahme Null der Last, und
unter der zur Erläuterung
getroffenen vereinfachenden Annahme, dass Übergänge zwischen diesen Lastsituationen abrupt erfolgen
können,
ergibt sich wie anhand von 4 erläutert wurde
eine Ausgangsspannung Vout, die zwischen Vref – Imax·ESR und Vref schwankt, und
somit einen Ausgangsspannungshub von lediglich ΔVout = Imax·ESR aufweist.
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Der Steueranschluss K3 zur Einstellung
der Transkonduktanz Gm über
das Steuersignal CTRL ermöglicht
eine flexible Anpassung der Wandlereinheit 10 an Ausgangskondensatoren 20 mit
unterschiedlichen äquivalenten
seriellen Widerständen ESR
mit dem Ziel, die Transkonduktanz Gm stets auf den Kehrwert des äquivalenten
seriellen Widerstandes ESR einzustellen, um einen maximalen Spannungshub
der Ausgangsspannung Vout von ΔVout
= Imax·ESR
zu erhalten.
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5 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
einer Wandlereinheit 10 mit einem Steuereingang K3 zur Einstellung
der Transkonduktanz der Wandlereinheit 10.
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Der Wandler 10 nach 5 ist als Tiefsetzsteller
(Buck Converter) ausgebildet, dessen grundsätzliche Schaltungstopologie
bekannt ist. Der Wandler 10 umfasst eine zwischen eine
Klemme für Versorgungspotential
Vcc und die Ausgangsklemme AK geschaltete Reihenschaltung eines
getaktet angesteuerten ersten Schalters T1 und einer Spule L und
ein Freilaufelement, das zwischen einen dem ersten Schalter T1 und
der Spule gemeinsamen Knoten N und Bezugspotential GND geschaltet
ist. Die Spule L nimmt in bekannter weise bei geschlossenem ersten
Schalter T1 Energie auf und gibt diese bei anschließend geöffnetem
ersten Schalter T1 an die Last ab. Bei geöffnetem ersten Schalter T1
ermöglicht
das Freilaufelement T2 ein Abkommutieren der Spule L.
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Der erste Schalter T1 und das Freilaufelement
sind jeweils als MOSFET ausgebildet, die komplementär zueinander
nach Maßgabe
eines pulsweitenmodulierten Signals PS angesteuert sind. Beide MOSFET
T1, T2 weisen Freilaufdioden auf, so dass der zweite MOSFET T2 sofort
als Freilaufelement für den
Spulen strom dient, wenn der erste MOSFET sperrt, noch bevor der
zweite MOSFET T2 vollständig
leitend angesteuert wird, um im Weiteren die durch den Freilaufstrom
entstehenden Verluste zu reduzieren.
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Der Wandler umfasst weiterhin einen
Rückkopplungszweig
mit einem Spannungsteiler R1, R2, der zwischen die Ausgangsklemme
AK und Bezugspotential GND geschaltet ist und der ein Rückkopplungssignal
Vfb bereitstellt, das zu der Ausgangsspannung Vout wie folgt in
Beziehung steht: Vfb
= R2/(R1 + R2)·Vout
= Vout/Afb (4)wobei
1/Afb das Teilerverhältnis
des Spannungsteilers Z1, Z2 bezeichnet, der aus ohmschen Widerständen oder
beliebigen anderen passiven Bauelementen aufgebaut sein kann. Dieses
Rückkopplungssignal
Vfb wird mittels eines Differenzverstärkers TA3, dessen invertierendem
Eingang das Rückkopplungssignal
Vfb und dessen nicht-invertierendem Eingang ein Referenzsignal Vref
zugeführt
ist, mit dem Referenzsignal Vref verglichen. Der Differenzverstärker TA3
ist in dem Beispiel als Transkonduktanzverstärker (OTA) ausgebildet, der
einen Ausgangsstrom Iea bereitstellt, für den gilt: Iea = Gmea·(Vref – Vfb) (5),wobei Gmea
die Verstärkung
bzw. Transkonduktanz des Verstärkers
TA3 ist, die mittels eines Steuersignals CTRL an einem Steuereingang
des Verstärkers TA3
einstellbar ist. Dieses Steuersignal CTRL, auf das im Folgenden
noch eingegangen werden wird, ist ein durch eine Stromquelle Iq
bereitgestelltes Stromsignal und dient zur Einstellung des Gesamtübertragungsverhaltens
des Wandlers 10 derart, dass die Beziehung (1)
erfüllt
ist. Das Steuersignal CTRL wird in dem Ausführungsbeispiel beispielhaft
durch eine Stromquelle Iq erzeugt, kann jedoch auch durch eine beliebige
weitere Steuersignalerzeugungsschaltung erzeugt werden.
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Zur Bereitstellung von Ansteuersignalen
PS und PS/ für
den als High-Side-Schalter dienenden ersten MOSFET T1 und den als
Low-Side-Schalter dienenden zweiten MOSFET T2 ist ein Pulsweitenmodulator
PWM vorhanden. Der Pulsweitenmodulator PWM stellt nach Maßgabe eines
Regelsignals Isum ein pulsweitenmoduliertes Signal PS zur Verfügung, das über eine
erste Treiberschaltung DRV1 den Gate-Anschluss des ersten MOSFET
T1 ansteuert. Die Ansteuerung des zweiten MOSFET T2 erfolgt komplementär zu dem
ersten MOSFET T1. Hierzu wird das pulsweitenmodulierte Signal PS
mittels des Inverters INV zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten
Signals PS/ invertiert, wobei diese invertierte Signal PS/ über eine
zweite Treiberschaltung DRV2 das Gate des zweiten MOSFET T2 ansteuert.
Ohne Beschränkung
der Allgemeinheit wird im Folgenden davon ausgegangen, dass die
MOSFET T1, T2 jeweils leiten, wenn das zugehörige Ansteuersignal PS, PSI
einen High-Pegel bzw. einen oberen Ansteuerpegel aufweist, und dass
die MOSFET T1, T2 bei einem Low-Pegel sperren.
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Die Treiberschaltungen dienen dazu,
die Pegel der pulsweitenmodulierten Signale auf geeignete Pegel
zur Ansteuerung der MOSFET T1, T2 umzusetzen.
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In Reihe zu dem ersten MOSFET T1
ist ein erster Stromfühlwiderstand
Rs1 geschaltet, wobei ein durch einen Stromfluss bei leitendem ersten MOSFET
T1 hervorgerufener Spannungsabfall über diesem ersten Stromfühlwiderstand
Rs1 durch einen ersten Messverstärker
TA1 erfasst wird. Der Messverstärker
TA1 ist als Transkonduktanzverstärker ausgebildet,
der einen Strom I1 als Messsignal bereitstellt, wobei dieser Strom
I1 proportional zu einem Strom durch den ersten MOSFET T1 ist.
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Entsprechend ist in Reihe zu dem
zweiten MOSFET T2 ein zweiter Stromfühlwiderstand Rs2 geschaltet,
wobei ein bei leitendem zweiten MOSFET T2 hervorgerufener Spannungsabfall über diesem
zweiten Stromfühlwiderstand
RS2 durch einen zweiten Messverstärker TA2 erfasst wird. Der
zweite Messverstärker
TA2 ist entsprechend dem ersten Messverstärker als Transkonduktanzverstärker ausgebildet,
der einen Strom I2 als Messsignal bereitstellt, wobei dieser Strom
I2 proportional zu einem Strom durch den zweiten MOSFET T2 ist.
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Die beiden Stromfühlwiderstände Rs1, Rs2 besitzen vorzugsweise
denselben Widerstandswert Rs und die beiden Messverstärker TA1,
TA2 besitzen vorzugsweise eine identische Verstärkung bzw. Transkonduktanz
Gcs, woraus eine identische Gesamtverstärkung der beiden Anordnungen
mit je einem Stromfühlwiderstand
Rs1, Rs2 und einem Messverstärker
resultiert, die im Folgenden mit Ai bezeichnet ist und für die gilt: Ai = Gcs·Rs (6).
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Die beiden Messströme I1 und
I2 der Messverstärker
TA1, TA2 sind einem Addierer AD1 zugeführt, der einen Messstrom I12
bereitstellt, für
den gilt: I12 = I1
+ I2 (7).
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Da nur jeweils einer der beiden MOSFET
T1, T2 zum selben Zeitpunkt leitet, ist nur jeweils einer der Messströme I1, I2
ungleich Null, während
der andere gleich Null ist. Weiterhin kann der Strom durch den jeweils
leitenden MOSFET T1 oder T2 nur über die
Spule L fließen,
da der jeweils andere MOSFET dann sperrt. Der Spulenstrom IL ist
damit proportional zu dem aus den Messströmen I1 und I2 gebildeten Messstrom,
wobei gilt: IL =
I12/Ai = (I1 + I2)/Ai (8),wobei
Ai der bereits oben erläuterte
Verstärkungsfaktor
der Strommessanordnungen ist. Neben dieser erläuterten Möglichkeit zur Messung des Spulenstromes
IL mittels der in Reihe zu den Halbleiterschaltern T1, T2 geschalteten
Widerständen
Rs1, Rs2 sind selbstverständlich
beliebige weitere Strommessanordnungen einsetzbar, die ein von dem
Spulenstrom IL abhängiges
Messsignal bereitstellen.
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Das dem Pulsweitenmodulator PWM zugeführte Regelsignal
Isum ist mittels eines Subtrahierers SUB aus dem Ausgangssignal
Iea des im Rückkopplungszweig
liegenden Verstärkers
TA3 und dem zu dem Spulenstrom IL proportionalen Strommesssignal
I12 gebildet, wobei für
das Regelsignal gilt: Isum
= Iea – I12
= Iea – Ai·IL (9).
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Der Pulsweitenmodulator PWM umfasst
eine Vergleichereinheit mit einer Schalthysterese, wie anhand der
Funktionsweise des Pulsweitenmodulators in 6 erläutert
ist. Die 6a–c zeigen dabei den zeitlichen
Verlauf des Regelsignals Isum und die zeitlichen Verläufe des
pulsweitenmodulierten Signals PS und des invertierten pulsweitenmodulierten
Signals PS/. Der Pulsweitenmodulator PWM berücksichtigt bei der Erzeugung
des pulsweitenmodulierten Signals PS eine obere Schaltschwelle TH1
und eine untere Schaltschwelle TH2, wobei der Pulsweitenmodulator
einen Low-Pegel des pulsweitenmodulierten Signals PS erzeugt, wenn
das Regelsignal Isum ansteigt und kleiner als die obere Schaltschwelle
TH1 ist. Es sei angenommen, dass die Ausgangsspannung Vout und damit
das Ausgangssignal des Rückkopplungsverstärkers TA3
nur geringen Schwankungen und/oder nur Schwankungen unterworfen
sind, die eine wesentlich größere Periodendauer
als die pulsweitenmodulierten Signale PS, PS/ besitzen, und dass
Iea stets größer als
I12 ist. Ein Low-Pegel des pulsweitenmodulierten Signals PS führt dann
zu einem Ansteigen des Regelsignals Isum, da bei einem Low-Pegel
des pulsweitenmodulierten Signals der erste MOSFET T1 sperrt und
der zweite MOSFET T2 leitet, wodurch die Spule L abkommutiert und
der Spulenstrom I1 abnimmt.
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Erreicht das Summensignal die obere Schaltschwelle
TH1, so wird ein High-Pegel des pulsweitenmodulierten Signals PS
erzeugt. Hierdurch wird der erste MOSFET T1 leitend und der zweite MOSFET
T2 sperrt, wodurch die Spule L über
den ersten MOSFET T1 von Versorgungspotential Vcc Strom aufnimmt
und der Spulenstrom IL ansteigt, mit der Folge, dass das Regelsignal
Isum absinkt. Erreicht das Regelsignal Isum die untere Schwelle,
so nimmt das pulsweitenmodulierte Signal PS wieder einen Low-Pegel
an, um dadurch den High-Side-MOSFET T1 zu öffnen und den Low-Side-MOSFET
T2 zu schließen
und die Spule L abzukommutieren mit der Folge, dass der Spulenstrom
IL abnimmt und das Regelsignal wieder ansteigt.
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Insgesamt ergibt sich ein dreieckförmiger Verlauf
des Spulenstromes IL, wie dies in 6d dargestellt
ist. Diese 6d zeigt
außerdem
den von der Ausgangsspannung Vout abhängigen Verlauf des Signals
Iea, das in dem Beispiel mit dem dreieckförmigen Ausgangsstrom Iout geringen,
ebenfalls dreieckförmigen,
Schwankungen unterliegt.
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Der Ausgangskondensator 20 bewirkt
eine Mittlung dieses dreieckförmigen
Spulenstromes IL, so dass im eingeschwungenen Zustand der von der Last
aufgenommene Strom Iout dem Mittelwert <IL> des
Spulenstromes IL entspricht, es gilt also: Iout = <IL> (10),wobei <.> im Folgenden eine
Mittelwertbildung darstellt.
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Für
den Ausgangsstrom Iea des Rückkopplungsverstärkers TA3
gilt: Iea = Gmea·(Vref – Vfb) =
Gmea·ΔVfb = Gmea·(Vref – Vout/Afb) (11)wobei Gmea
die von außen über das
Steuersignal CTRL einstellbare Transkonduktanz des Rückkopplungsverstärkers TA3
ist. Die Regelanordnung mit dem Rückkopplungsverstärker TA3,
die insgesamt ein proportionales Regelverhalten besitzt regelt die Ausgangsspannung
Vout im Leerlauf auf einen Nominalwert Vout_nom ein, wobei in diesem
Leerlauffall gilt: ΔVfb = (Vref – Vout_nom/Afb)
= 0, d.h. Vout_nom = Vref·Afb (12).
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Für ΔVfb = 0 gilt
wegen (11) entsprechend, dass der Ausgangsstrom Iea des Verstärkers KA3 Null
ist, d. h. Iea = 0. Für
die Ausgangsspannung Vout gilt: Vout = Vout_nom – ΔVout (13),wobei ΔVout eine
Abweichung der Ausgangsspannung Vout gegenüber dem Nominalwert Vout_nom darstellt.
Einsetzen von (12) und (13) in (11) und umformen liefert dann: ΔVout = Afb·ΔVfb (14).
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Für
die dargestellte Wandlereinheit gilt im eingeschwungenen Zustand
weiterhin die Gleichgewichtsbedingung, wonach der Mittelwert des
Stromes Iea am Ausgang des Rückkopplungsverstärker TA3
gleich dem Mittelwert des Stromes I12 ist, d.h. <Iea> = <I12> = Ai·<IL>. Unter Berücksichtigung
dieser Gleichgewichtsbedingung lässt
sich unter Verwendung von (11) der Mittelwert des Ausgangsstromes
IL schreiben als: Iout
= <IL> = Gmea·ΔVout/(Afb·Ai) (15).
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Die Transkonduktanz Gm des in 4 dargestellten Systems
lässt sich
somit anhand der bekannten Verstärkung
des Rückkopplungsverstärkers TA3,
der Verstärkung
Afb des Rückkopplungsfeiges und
des Verstärkungsfaktors
Ai, der den Mittelwert des Signals Iea auf den Ausgangsstrom Iout
abbildet, gemäß Gm = Gmea/(Ai·Afb) (16),
darstellen.
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Für
diese Transkonduktanz gilt bezugnehmend auf die allgemeinen Ausführungen
zu 1: Gm = 1/ESR (17),um die
gewünschte
Reduktion des Gesamtschwankungsbereiches der Ausgangsspannung Vout
zu erhalten.
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Zur Einstellung der Transkonduktanz
Gm auf diesen gewünschten
Wert ist bei der Schaltung gemäß 4 vorgesehen, die Verstärkung bzw.
Transkonduktanz Gmea des Rückkopplungsverstärkers TA3
angepasst an den Widerstandswert des seriellen äquivalenten Widerstandes ESR
von außen über des Steuersignal
CTRL einzustellen, das einem durch die Stromquelle Iq gelieferten
Strom entspricht. Unter der Annahme, dass die Transkonduktanz dieses
Verstärkers
einen konstanten Anteil Gmea0 und einen von dem Steuersignal CTRL
abhängigen
Anteil besitzt, gilt: Gmea
= Gmea0 + α·CTRL (18),wobei a
eine Konstante ist. Aus (16), (17) und (18) folgt für dieses
Steuersignal CTRL CTRL
= (1/ESR – Gmea0/(Ai·Afb))·(Ai·Afb/α) (19),um die
geforderte Bedingung zu erfüllen,
dass die Transkonduktanz der Wandlereinheit 10 umgekehrt proportional
zu dem Wert des äquivalenten
seriellen Widerstandes ist.
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Die Wandlereinheit 10 umfasst
vorzugsweise eine integrierte Schaltung IC, in der alle der erläuterten
Komponenten mit Ausnahme der Spule L, des Spannungsteilers R1, R2,
der das Referenzsignal Vref liefernden Spannungsquelle und der das
einstellbare Stromsignal CTRL liefernden Stromquelle Iq in tegriert
sind. Diese Komponenten sind an Anschlussklemmen A1, A2, A3, A4
der integrierten Schaltung IC angeschlossen.
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Der wesentliche Aspekt der vorliegenden
Erfindung besteht darin, die Verstärkung bzw. die Transkonduktanz
der Wandlereinheit 10 über
die Verstärkung
des Rückkopplungsverstärkers mittels
eines externen Signals CTRL so einzustellen, dass diese Transkonduktanz
umgekehrt proportional zu dem Kehrwert des äquivalenten seriellen Widerstandes ESR
ist.
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Die Wandlereinheit ist nicht auf
die konkrete Ausgestaltung in 5 beschränkt, bei
der ein Pulsweitenmodulator mit einer Schalthysterese vorhanden
ist, dem ein von dem Differenzsignal Iea und dem Spulenstrom IL
abhängiges
Regelsignal zugeführt ist.
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So besteht auch die Möglichkeit
anstelle des Pulsweitenmodulators PWM mit Schalthysterese einen
hinlänglich
bekannten Pulsweitenmodulator vorzusehen, der intern ein Sägezahnsignal
erzeugt und der dieses Sägezahnsignal
zur Erzeugung der pulsweitenmodulierten Signale mit dem Regelsignal
Isum vergleicht, wobei die Impulse des pulsweitenmodulierten Signals
im Takt des Sägezahnsignals
beginnen, und jeweils dann enden, wenn das Sägezahnsignal des Regelsignal
Isum erreicht.