KR20060111725A - 부하에 응답하는 스위칭 주파수를 갖는 ｄｃ-ｄｃ 조정기 - Google Patents

부하에 응답하는 스위칭 주파수를 갖는 ｄｃ-ｄｃ 조정기 Download PDF

Info

Publication number
KR20060111725A
KR20060111725A KR1020067018815A KR20067018815A KR20060111725A KR 20060111725 A KR20060111725 A KR 20060111725A KR 1020067018815 A KR1020067018815 A KR 1020067018815A KR 20067018815 A KR20067018815 A KR 20067018815A KR 20060111725 A KR20060111725 A KR 20060111725A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
output
oscillator
current
circuit
frequency
Prior art date
Application number
KR1020067018815A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100794773B1 (ko
Inventor
마이크 월터스
Original Assignee
인터내쇼널 렉티파이어 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 인터내쇼널 렉티파이어 코포레이션 filed Critical 인터내쇼널 렉티파이어 코포레이션
Publication of KR20060111725A publication Critical patent/KR20060111725A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100794773B1 publication Critical patent/KR100794773B1/ko

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
    • G05F1/40—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

본 발명은, 스위칭 주파수가 공칭 주파수를 갖는 발진기와 공칭값으로부터 전원 출력의 이탈을 나타내는 출력 신호를 제공하는 에러 증폭기에 의해 제어되며, 상기 에러 증폭기 출력 신호값에 따라 상기 발진기 주파수를 상기 공칭 주파수보다 높거나 낮은 주파수로 조정함으로써 기능하는 스위치 모드 전원을 제공한다.
스위칭 주파수, 에러 증폭기, 전압 조정기, DC 컨버터, 발진기.

Description

부하에 응답하는 스위칭 주파수를 갖는 ＤＣ-ＤＣ 조정기{DC-DC REGULATOR WITH SWITCHING FREQUENCY RESPONSIVE TO LOAD}
관련 출원
본 발명은 "DC-DC REGULATOR WITH SWITCHING FREQUENCY RESPONSIVE TO LOAD"라는 명칭으로 2004년 2월 19일 출원된 미국가출원 제 60/546,119호에 기초하며 그 우선권을 주장하는데, 상기 미국가출원의 전체 내용들은 명백하게 본원에서 참조문헌으로 포함된다.
본 발명은 스위칭 디바이스들의 종래 펄스폭 변조(PWM) 제어가 스위칭 주파수를 가변시키도록 변경되어, 이에 따라 경부하(light load)에 대해 구동 주파수가 감소됨과 아울러 단계 부하 증가에 대해 구동 주파수가 증가되는 스위치 모드 전원들에 관한 것이다.
스위치 전원들은 전자 디바이스들 및 모터 구동기들에서 많은 응용들을 갖는데, 여러 개의 기본 타입들은 기술분야의 당업자들에게 공지되어 있다. 예시 목적을 위해, 본 발명은 DC 입력 전압을 수용하여 보다 낮은 DC 출력 전압을 생성하는 종래 DC-대-DC 벅 컨버터(buck converter) 환경에서 설명될 것이다. 벅 컨버터들은 전형적으로 높은 부하 전류량(예를 들어, 30 암페어 이상)을 요구하는 저전압 응용 들에서 사용된다. 그러나, 본 발명은 다른 타입들의 스위치 전원들, 예를 들어 부스트 컨버터들(boost converters)에 사용될 수 있음을 이해해야 한다.
도 1은 상부측 스위치(105) 및 스위치 노드(115)에서 상부측 스위치에 연결된 하부측 스위치(110), 스위치 노드(115)에 연결된 출력 인덕터(120) 및 출력 인덕터(120)에 연결된 출력 캐패시터(125)를 포함하는 단일 위상 벅 컨버터(100)를 도시한다. 상부측 스위치 및 하부측 스위치(105 및 110)는 MOSFET들, IGBT들, 또는 다른 바이폴라 트랜지스터들 또는 매우 높은 도전 상태와 거의 비(non)-도전 상태간에서 스위치될 수 있는 다른 적합한 디바이스들로 전원공급될 수 있다.
동작중에, 상부측 스위치 및 하부측 스위치(105 및 110)에 대한 게이트 구동 신호들이 제어 회로(130)에 의해 제공되어 부하(135) 양단에 걸쳐 원하는 출력 전압을 생성한다. 이를 위해, 제어 회로(130)는 발진기와 스위치들의 온 및 오프 시간들을 제어하는 로직 회로들을 포함한다. 따라서, 상부측 스위치(105)가 초기에 스위치 온되는 때에, 하부측 스위치(110)는 오프 상태로 유지된다. 이는 출력 인덕터(120) 양단에 대략(VIN - VOUT)의 전압 강하를 발생시키는데, 이는 인덕터에서 전류가 구축되게 한다.
이후에, 상부측 스위치(105)가 턴 오프되며, 하부측 스위치(110)는 턴 온된다. 인덕터 전류가 순간적으로 바뀌지 않기 때문에. 전류는 출력 캐패시터(125)를 충전하는 스위치(110)를 통해 흘러야 한다. 이는 출력 캐패시터 양단 전압(VOUT)이 상승하게 한다.
결과적으로, 상부측 스위치 및 하부측 스위치(105 및 110)들은 적절한 시간들에서 계속적으로 스위치 온 및 오프되기 때문에, 출력 캐패시터(125) 양단 전압(VOUT)은 결과적으로 원하는 레벨에 도달하는데, 이는 전형적으로 벅 컨버터의 경우에서 입력 전압보다 낮다.
일단 원하는 출력 전압에 도달하면, 상부측 스위치 및 하부측 스위치(105 및 110)들의 스위치 온 및 오프가 듀티 사이클(즉, 스위치들의 상대적인 온 및 오프 시간들)로 계속되는데, 여기서 듀티 사이클은 출력 인덕터(120)가 출력 캐패시터(125) 양단에 연결된 부하(135)의 전류 수요에 일치하는 전류량을 제공하도록 제어된다. 이를 위해, 적합한 피드백 조정 루프가 제공된다. 제어 회로(130)에 포함된 회로가 스위치들(105 및 110)의 스위칭 시간들을 제어하는데 사용되는 신호 경로(140)를 통해 신호를 수신한다. 신호 경로(140)가 대표적인 감지 디바이스가 캐패시터(125) 양단의 출력 전압에 응답하여 소위 전압 모드 제어를 제공하거나, 출력 인덕터(120)를 통한 전류에 응답하여 전류 모드 제어를 제공할 수 있다.
듀티 사이클을 적당하게 제어함으로써, 디바이스들은 부하(135) 전류 수요보다 더 크거나 더 적은 전류를 제공하지 않게 동작하도록 구현될 수 있으며, 출력 캐패시터(125) 양단 전압(VOUT)은 원하는 정도의 조정으로 원하는 출력 전압에서 거의 일정하게 유지된다.
부하 전류 수요가 종래의 도 1의 회로에 의해 제공될 수 있는 전류를 초과하는 경우에, 이러한 여러 회로들은 다중-위상 DC-대-DC 벅 컨버터를 형성하도록 결 합될 수 있다. 다중-위상 벅 컨버터의 대표적인 회로 토폴로지(topology)가 도 2에서 도시되는데, 이는 전반적으로 (200)으로 지정된다. 이는 기술분야의 당업자들이 이해할 바와같이 복수의 인터리빙(interleaving) 출력 위상들(205a, 205b, 205c, ..., 205n), 다중-위상 제어 회로(210), 및 임의의 적합한 설계로 된 피드백 회로(미도시)를 포함한다. 각 출력 위상은 도 1의 단일 위상 벅 컨버터(100)에서와 같이 상부측 스위치, 하부측 스위치 및 출력 인덕터로 구성된다.
컨버터(200)의 동작은 일반적으로 단일 위상 컨버터(100)의 동작과 동일하다. 따라서, 제어 회로(210)는 피드백 신호에 의해 결정되는 듀티 사이클로 시간-지연 시퀀스에 의해 출력 위상들을 주기적으로 동작시키는데, 이에 따라 위상들간의 전류 생성을 공유함과 아울러 MOSFET들에 의해 시작된 열 생성을 분산한다.
상술된 벅 컨버터들에 대해, 상부측 및 하부측 MOSFET들의 스위칭 시간들은 PWM 회로에 의해 제어된다. 전형적으로, 이는 삼각파를 생성하는 발진기, 및 기준 전압과 피드백 신호로부터 도출된 전압간의 차이를 나타내는 에러 신호에 따라 삼각파를 일련의 펄스들로 변환하는 적합한 로직 회로를 포함한다. 종래 실행에 따르면, 고정 주파수 발진기가 이용되며, 듀티 사이클은 에러 신호값에 따라 가변한다. 대안적으로, 고정 듀티 사이클을 갖는 가변 주파수 발진기를 이용하는 것이 공지되어 있다.
고정 스위칭 주파수에서 동작하는 전력 컨버터들은 원하는 전기 잡음 특성들을 갖는다. 변조 신호 진폭은 제어 IC의 전체 공통 모드 범위를 사용할 수 있으며, 가변 주파수를 위해 진폭과 타협하지 않는다. 고정 주파수는 단순한 필터들의 사 용, 및 컨버터로부터 방출된 임의의 전기적 잡음을 억제하는 블랭킹 기법들(blanking techniques)을 가능하게 한다.
그러나, 고정 스위칭 주파수의 선택은 경부하 효율성과 과도응답(transient response)의 타협(tradeoff)을 포함한다. 낮은 스위칭 주파수가 최상의 경부하 효율성을 발생시킨다. 높은 스위칭 주파수가 최상의 과도응답을 발생시킨다. 따라서, 가변 주파수 동작은 잠재적인 이점들을 갖는다.
그러나, 공지 기법들은 현재까지 이들이 비실용적으로 되게 한 관련 단점들을 갖는다. 시도되어온 기법들 중에서 일정 온-타임 제어기들 및 히스테리시스 제어기(hysteretic controller)들이 있다. 히스테리시스 제어기들은 수락불가능한 잡음 레벨을 나타내는데, 이들이 큰 출력 전압 리플에 의존하기 때문이다. 일정 온-타임 제어기들은 경부하에서 잘 동작하지만, 상술한 일시적인 지연 문제를 겪게 된다.
또한, 디지털 방법들이 다중위상 컨버터들에 대해 제안되었는데, 이 방법들은 일단 출력 전압이 임계치 이하로 떨어지면, 모든 전력 채널들을 동시에 턴 온함으로써 부하 과도(load transient)에 응답한다. 이 방법은 전체 부하 단계에 대해 조정될 수 있지만, 부분 부하 단계에 있어서, 이 방법은 모든 전력 채널들을 턴 온하여 인덕터들에 너무 많은 전류가 구축된다. 이는 전압들을 증가시켜 조정값을 오버슈트(overshoot)하게 한다.
상술한 바와같이, 고정 스위칭 주파수는 부하 과도에 대한 그 응답 속도에 있어서 제한된다. 예로써, 전압-모드 벅 컨버터에서, 상위 MOSFET의 턴-온 구간은 CLK 에지로 시작된다. 제어는 매 스위칭 주기마다 하나의 CLK 에지를 생성하며, 이에 따라 CLK 주파수가 스위칭 주파수와 일치하게 된다.
온-타임 구간의 종료시에, 상위 MOSFET는 턴 오프된다.
이 시점에서, 갑작스런 부하가 출력에 인가되는 것으로 가정한다. 컨버터는 후속 온-타임 구간 이전에 후속 CLK 에지를 기다려야 한다. 그 동안에, 출력 전압은 떨어지는데, 이는 부하가 출력 캐패시터로부터 전류를 풀(pull)하기 때문이다. 컨버터가 인덕터 전류를 새로운 부하 전류에 램프(ramp)할 때까지 출력 전압은 계속해서 떨어진다. 인덕터 전류는 후속 CLK 에지에서 시작되는 상위 MOSFET의 후속 턴-온 구간 동안 증가한다. 턴-온 구간보다 작은 CLK 주기와 일치하는 오프-타임 구간동안, 응답은 지연된다. 따라서, 높은 스위칭 주파수(및 짧은 CLK 주기)를 갖는 컨버터들은 낮은 스위칭 주파수를 갖는 컨버터들보다 빠르게 응답한다.
컨버터의 효율성은 컨버터의 전력 소모와 반비례한다. 컨버터의 전력 소모는 도전 손실들 및 스위칭 손실들의 관점에서 고려될 수 있다. 스위칭 손실들은 컨버터의 스위칭 주파수와 관련된 전력 소모이다. 출력 인덕터의 코어 손실들 및 MOSFET 스위칭 손실들은 전형적인 스위칭 전력 소모이다. 이러한 손실들은 스위칭 주파수의 증가와 함께 증가한다. 경부하에서, 출력 전력 및 도전 손실들은 감소되지만, 스위칭 손실들은 일정하게 유지된다. 결과적인 효율성은 경부하에서 보다 낮다.
고정 스위칭 주파수를 갖는 부하 과도에 대한 응답 속도의 제한은 다중-위상 컨버터들에서 또 다른 문제를 제공한다. 상부측 스위치들은 CKL 신호들을 수신할 때까지 턴 온되지 않기 때문에, 개별 위상들의 출력 전압들간에 부정함(mismatch) 및 하나 이상의 위상들에 과부하들이 생길 것이다.
따라서, 고정 주파수 구동의 원하지않는 잡음 특성들 및 가변 주파수 구동에 의해 나타나는 부하 과도들을 나타내는 스위치 전원에 대한 제어 구성을 갖는 것이 바람직할 것이다.
본 발명은 적당한 부하들에 대해 고정 클록 주파수에서 동작하는 발진기를 포함하지만, 클록 주파수가 경부하들에 대해 일시적으로 감소함과 아울러 큰 부하들에 대해 일시적으로 증가하는 스위치 전원의 전력 스위치들에 게이트 구동 회로를 제공함으로써 상기 목적을 달성한다.
일 바람직한 실시예에 따르면, 발진기 주파수를 결정하기 위해 타이밍 캐패시터로부터 전류를 공급하거나 전환하는 제어가능 전류원을 포함한다. 에러 증폭기가 스위칭 조정기의 출력 전압을 감지하며 이를 기준 전압과 비교한다. 상기 에러 증폭기는 컨버터 조정기 루프를 보상하는 수단을 제공하는 출력 직렬 저항 및 캐패시터를 갖는 트랜스컨덕턴스 증폭기이다. 상기 에러 증폭기의 출력 전류는 전류 미러에서 나타나며, 상기 전류는 클록 발진기 회로에 제공되어 발진기 캐패시터의 충전/방전 속도에 영향을 미친다. 적당한 부하 조정들 동안에, 상기 에러 증폭기 전류는 거의 제로가 되며, 이에 따라 스위칭 주파수가 일정하게 된다. 만일 에러 출력 전압이 기설정 값 이하로 감소하며, 그리고 경부하 조건들 때문에, 상기 에러 증폭기 출력 전류가 임계 전류 이하의 인덕터 전류에 대응하는 경우에, 상기 에러 증폭기 출력에서의 클램프(clamp)가 상기 에러 증폭기의 출력 전압을 클램프 전압으로 클램프한다. 이는 상기 에러 증폭기로 하여금 상기 발진기에 대한 전류를 감소시키는 클램프로부터 전류를 씽크(sink)하게 함으로써 스위칭 주파수를 감소시킨다. 이후에, 출력 전압은 일정한 온-타임으로 스위칭 주파수를 가변시킴으로써 조정된다. 즉, 경부하 동작 동안에 펄스폭은 일정하게 유지되지만, 스위칭 주파수는 감소한다. 다른 방식으로 진술하면, 오프-타임 주파수가 일정한 온-타임으로 증가하기 때문에, 듀티 사이클은 감소한다. 이는 보다 낮은 스위칭 주파수 때문에 스위칭 주파수 손실들을 줄이며, 경부하에서 효율성을 증가시킨다.
보다 큰 부하들에서, 출력 전압들이 부하 단계의 증가에 응답하여 떨어지기 때문에, 상기 에러 증폭기의 출력은 증가하며, 증가된 전류는 미러되며, 상기 발진기에 제공됨으로써 스위칭 주파수를 증가시킨다. 따라서, 오프-타임은 감소하며, 부하 단계 동안에 스위칭 주파수는 증가한다. 다시, 상부측 스위치에 대한 온-타임은 일정하게 유지된다.
일 바람직한 실시예에서, 상기 에러 증폭기 전류의 직접적인 복사가 상기 발진기 주파수를 조정하는데 사용된다. 그러나, 상기 발진기에 제공된 실제 전류는 대안적으로 원하는 경우에 스케일될 수 있다. 부가적으로, 상기 발진기에 제공된 포지티브 및 네거티브 전류는 스위칭 주파수 특성들을 최적화하도록 개별적으로 도출되어 스케일 될 수 있다.
도 1은 종래 단일 위상 벅 컨버터의 기본 구성 및 동작을 예시하는 블록도이 다.
도 2는 종래 다중-위상 벅 컨버터의 기본 구성 및 동작을 예시하는 블록도이다.
도 3은 본 발명에 따라 가변 주파수 발진기 회로의 기본적인 기능을 예시하는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 추가적인 실시예에 따라 주파수 제어 회로의 기본적인 기능을 예시하는 블록도이다.
도 3을 참조하면, 전반적으로 (300)으로 지정되는 가변 주파수 게이트 구동 발진기의 제 1 실시예가 도시된다. 이는 표준 집적회로 제조 기법들 및 회로 설계들을 사용하여 수행되며, 따라서 상세한 설명은 시스템 아키텍처 및 기능성에 국한될 것이다. 기술분야의 당업자들은 임의의 적합한 회로 설계를 사용하여 본 발명이 어떻게 하기의 상세한 설명으로부터 수행되는지를 이해할 것이다.
주파수 제어기(300)는 에러 증폭기(302), 전류 미러 회로(304), 가변 주파수 발진기(306) 및 클램핑 회로(308)를 포함한다. 에러 증폭기(310)는 출력(310)에서 기준 신호(VREF) 및 제 2 입력(312)에서 에러 신호(VO)를 수신하는 트랜스컨덕턴스 증폭기인데, 여기서 에러 신호는 전원 조정 루프(140)(도 1 참조)로부터의 피드백 신호를 나타낸다. 에러 증폭기(302)에 대한 부하 회로는 저항(316) 및 캐패시터(318)로 구성되는데, 이들 모두는 구동기(300)를 구성하는 집적회로 외부에 있으 며, 또한 조정 루프를 보상하는 역할을 한다.
에러 증폭기(302)에서 도시된 전압 제어 전류원(314)은 종래 차동 트랜지스터 쌍을 나타낸다.
발진기(306)는 전류원(320), 비교기(322), 및 (333)으로 지정된 타이밍 캐패시터(COSC)와 하기에서 설명되는 바와같이 원하는 시간에서 캐패시터(330)를 방전시키는 트랜지스터(328)로 구성되는 타이밍 회로(324)를 포함한다. 비교기(322)에 대한 제 1 및 제 2 입력들 각각은 전류원(320)에 의한 (332) 및 주파수 기준 전압(VHIGH)에 의한 (324)에서 제공된다. 비교기(322) 출력이 상부측 전력 스위치(도 1 참조)에 게이트 구동 신호(CLK)를 제공한다.
동작 중에, 전류원(320)은 캐패시터 전압이 VHIGH에 도달할 때까지 캐패시터(380)를 충전한다. 이 시점에서, 비교기는 CLK 펄스를 제공하며, 트랜지스터(328)를 트리거링(triggering)하여 캐패시터를 방전시킨다. CLK 주파수는 충전 전류, 캐패시터 값(COSC) 및 VHIGH에 따른다. 충전 전류를 증가시키면 CLK 주파수가 증가한다. 역으로, 충전 전류를 감소시키면 CLK 주파수가 감소된다.
캐패시터(330)에 대한 충전 전류를 가변시킴으로써 발진기(306) 주파수를 변경시키는 성능이 에러 증폭기(302)로부터의 출력 전류를 미러 회로(304)에 나타냄과 아울러 출력 전류(IEA)를 캐패시터(330)에 제공함으로써 본 발명에 따라 이용된다.
기술분야의 당업자에 의해 이해될 바와같이, 전압 모드 컨버터가 COMP 상의 에러 증폭기 출력 전압과 램프를 비교함으로써 출력 전압을 조정한다. CLK 펄스는 램프(미도시)에서 시작하여 상위 MOSFET의 온-타임을 개시한다. 상위 MOSFET는 CLK 에지에서 턴 온하며, 램프가 에러 증폭기의 출력 전압을 교차하는 때에 턴 오프된다. 에러 증폭기의 출력 전압(VCOMP)은 일정 스위칭 주파수에서 컨버터의 듀티 사이클에 비례한다. 컨버터가 적당한, 정적인 부하를 제공하는 때에, 에러 증폭기의 전류(IEA)는 거의 제로가 된다. 적당한, 정적인 부하에서의 CLK 주파수는 (IOSC, COSC, 및 VHIGH)에 의해 결정되는 바와같이 일정하다.
클램핑 회로(308)는 에러 증폭기(302) 출력의 최저 레벨을 VCLAMP로 제한한다. 이후에, 이는 전압-모드 컨버터의 최소 온-타임(tON -TIME)을 설정할 것이다. 조정 루프가 (tON -TIME)보다 낮은 온-타임을 명령하는 시도를 하는 때에, 에러 증폭기 전압은 (VCLAMP)로 감소하며, 에러 증폭기는 CLAMP로부터의 전류를 연속적으로 씽크한다. 상술한 바와같이, 에러 증폭기 전류(IEA)의 복사가 (IOSC)로부터 감산되어 CLK 주파수를 감소시킨다.
불연속적인 인덕터 전류를 가능하게 하는 전압-모드 컨버터에서의 게이트 구동 주파수 제어기(300)의 이용은 가변 주파수로 출력 전압을 조정하는 수단을 제공한다. 적당한 부하에서, 듀티 사이클 및 에러 증폭기 출력 전압(VCLAMP)은 거의 일정 하다. 이상적인 듀티 사이클은 식(VO/VIN)에 의해 제공된다. 실제상, 듀티 사이클은 컨버터 전력 손실들을 보상하기 위해 이상적인 것보다 약간 더 크다. 부하 전류가 감소함에 따라, 인덕터 전류는 불연속이 될 것이며, 이상적인 식은 더 이상 유효하지 않게 된다. 출력은 온-타임 동안에 저장된 인덕터 에너지와 나머지 CLK 구간 동안에 방전된 캐패시터 에너지의 균형을 제어함으로써 조정된다. 연속 인덕터 전류와 불연속 인덕터 전류간의 부하 전류 경계는 임계 전류(ICRIT)이다.
(ICRIT)이하의 부하 전류에 대해, 듀티 사이클 및 에러 증폭기는 이상적인 값 이하로 감소된다. 에러 증폭기 출력을 (VCLAMP)로의 클램프는 일정한 온-타임(tON -MIN) 컨버터 펄스들을 발생시킨다. 에러 증폭기는 CLAMP로부터의 전류(IEA)를 씽크하는데, 여기서 전류(IEA)는 (IOSC)로부터 감산되어 스위치 주파수를 감소시킨다. 출력 전압은 일정한 온-타임으로 스위칭 주파수를 가변시킴으로써 조정된다. 이는 경부하에서 보다 낮은 스위칭 주파수 및 보다 높은 효율성인 원하는 결과를 제공한다.
대응적으로, 주파수 제어기(300)는 스위치 주파수를 증가시킴으로써 부하 단계 증가에 대한 지연 시간 응답을 감소시킬 수 있다. 출력 전압이 부하 단계 증가에 응답하여 떨어지기 때문에, 에러 증폭기 출력은 증가하며, COMP에 연결된 보상 요소들에 전류를 제공한다. 이러한 전류(IEA)의 복사가 (IOSC)에 추가되어 스위칭 주파수를 증가시킨다. 이는 CLK 에지들간의 시간(지연 시간)을 감소시키며, 인덕터를 새로운 부하 전류에 램프하기 시작한다. 그 결과로서, 부하 단계 증가로 인한 총 출력 전압 편차가 감소된다.
이러한 특성은 다중위상 컨버터들에서 유익하다. 종래기술 다중위상 컨버터 상에서의 부하 단계 증가가 상술한 바와같은 유사한 지연을 가지며, 이는 전력 채널에서 전류 불균형에 의해 더 복잡하게 된다. 다중위상 컨버터들은 전형적으로 전력 채널들의 턴-온을 (스위칭 주파수에 관하여) 180°로 배열한다. 이들은 또한 각 전력 채널로부터 전달된 전류를 균형화하는 회로를 포함한다. 필요에 의해, 전류 균형 제어 루프는 컨버터 부하 과도응답을 방해하지 않도록 느리게 된다. 예를 들어, 다중위상 벅 컨버터가 제 2 전력 채널에서 (턴-온 구간의 종료시에) 상위 MOSFET를 턴 오프하였으며, 이후에 부하 단계 증가되는 것으로 가정한다. 제 1 전력 채널에서의 인덕터 전류는 CLK 에지를 수신한 이후에 증가하기 시작할 것이다. 에러 증폭기는 출력 전압 강하를 멈추기 위하여 긴(long) 턴-온 구간을 요구할 것이다. 이 전력 채널에서의 인덕터 전류는 증가하며, 이는 전체 부하 정격을 쉽게 초과할 수 있다. 그 동안에, 제 2 전력 채널에서의 인덕터 전류는 후속 CLK 에지에서 턴-온 구간이 시작할 때까지 증가할 수 없게 된다. 초과되는 지연 시간은 과도 이후에 각 전력 채널에서 큰 부정합을 낳게 되며, 이에 따라 전류 균형 제어가 제거되어야 한다. 본 발명은 이러한 동적 전류 부정합을 최소화한다.
전형적인 구현에서, 공칭 부하 스위칭 주파수는 277㎑이다. 1A의 경부하에서, 에러 증폭기 출력은 대략 0.3V로 클램프되며, 발진기 주파수는 에러 증폭기 전류에 의해 62.3㎑로 감소된다. 출력 전압은 스위칭 주파수를 조정함으로써 1.2V로 조정된다.
예를 들어, 40A의 큰 부하 과도가 출력 전압을 떨어지게 하며, 에러 증폭기 출력상에 급격한 스파이크를 발생시킨다. 스위칭 주파수는 에러 증폭기 전류에 응답하여 순간적으로 증가한다. 전압이 공칭값으로 복귀한 이후에, 주파수는 277㎑로 안정화된다.
상술된 회로 기능성의 변화들은 본 발명의 범주 내에서 가능하다. 예를 들어, 주파수 제어기(300)(도 1)에서, 에러 증폭기(302)로부터의 출력 전류의 직접적인 복사는 발진기(306) 주파수를 조정하는데 사용된다. 그러나, 발진기(306)에 제공된 실제 전류는 원하는 특성들을 제공하도록 스케일될 수 있다. 부가적으로, 발진기(306)에 제공된 포지티브 및 네거티브 전류는 스위칭 주파수 특성들을 최적화하기 위해 개별적으로 도출되어 스케일 될 수 있다.
도 4는 발진기에 대한 포지티브 및 네거티브 주파수 변경 전류들을 개별적으로 도출하는데 사용될 수 있는 회로(400)의 예를 도시한다. 이는 변형된 에러 증폭기(402), 변형된 클램핑 회로(404), 및 에러 증폭기(402)의 일부로서 제공되는 트랜스컨덕턴스 기능성(408)과 별개인 트랜스컨덕턴스 증폭기(406)를 사용함으로써 수행된다.
클램핑 회로(408)는 출력(412)에서 클램핑 전류의 복사를 제공하는 미러 회로(410)를 포함하는 것을 제외하고 도 3의 요소(308)와 유사하다. 실제 클램핑 전류는 에러 증폭기 전류와 관계없이 원하는 대로 추가적으로 스케일 될 수 있다. 클램핑 회로(404) 출력은 도 3의 발진기(306)와 동일한 발진기(미도시) 입력으로서 출력(412)으로부터 제공되며, 이는 (IOSC)로부터 감산되어 발진기 주파수를 감소시킨다.
도 4의 에러 증폭기(402)는 종래 연산 증폭기 기능성을 제공하며, 신호 경로(414)를 통해 전압 제어 전류원(408) 출력에서의 하이 임피던스 노드(416)에 클램핑 전류를 제공한다. 노드(416)는 단위 이득 전압 추종기 출력 스테이지(418)에 의해 버퍼링된다. 컨버터 제어 루프는 외부 저항-캐패시터 네트워크(420)에 의해 보상된다.
독립적인 트랜스컨덕턴스 증폭기(406)는 (VREF)에 대해 (VO)를 모니터링하며, 차이 전류가 (422)에 제공되어 도 3에서와 같이 발진기 주파수를 가변시킨다. 기준치 이하의 출력 전압의 편차가 발진기 주파수를 증가시키는 전류(IBOOST)를 발생한다. 다이오드(424)가 (IBOOST)가 포지티브임을 보증하기 위해 제공된다.
본 발명이 특정 실시예들에 대하여 설명되었지만은, 많은 다른 변화들, 변형들 및 다른 사용들이 기술분야의 당업자에게 자명할 것이다. 따라서, 본 발명은 본원의 특정 개시에 국한되지 않으며 청구범위에 의해서만 한정되어야 할 것이다.

Claims (16)

  1. 상부측 및 하부측 반도체 스위치들과, 그리고 상기 상부측 및 하부측 반도체 스위치들을 턴 온 및 턴 오프하는 구동 회로를 포함하는 스위치 모드 전원에 있어서,
    상기 구동 회로는:
    상기 상부측 및 하부측 반도체 스위치들에 대한 스위칭 주파수를 결정하는 신호를 제공하기 위한 가변 주파수 발진기와, 상기 발진기는 공칭 주파수를 가지며;
    공칭값으로부터 상기 전원의 출력의 이탈을 나타내는 출력 신호를 제공하기 위한 에러 증폭기와;
    상기 공칭값으로부터 상기 전원 출력 이탈에 응답하여, 상기 발진기 주파수를 상기 공칭값으로부터 상기 전원 출력의 이탈에 따라 상기 공칭 주파수보다 높거나 낮은 주파수로 조정하는 조정 회로와; 그리고
    상기 상부측 반도체 스위치에 대한 최소 온-타임(on-time)을 정의하는 신호를 제공하는 클램핑 회로로 구성되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 발진기는 상기 발진기 주파수를 결정하기 위해 타이밍 캐패시터로부터 전류를 공급하거나 전환하는 제어가능 전류원을 포함하며;
    상기 에러 증폭기 출력은 상기 조정 회로에 대한 입력으로서 제공되는 전류이며; 그리고
    상기 조정 회로는 상기 발진기 캐패시터의 충전/방전 속도를 변경시키기 위해 상기 발진기에 전류를 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 에러 증폭기는 트랜스컨덕턴스 증폭기인 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  4. 제 2항에 있어서, 상기 조정회로는, 상기 에러 증폭기의 출력에 응답하여 상기 증폭기 출력 전류의 미러를 상기 발진기 캐패시터에 제공하여 캐패시터의 충전/방전 속도를 변경시키는 전류 미러 회로인 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  5. 제 2항에 있어서, 상기 에러 증폭기 출력 전류가 제로에 가까운 때에, 상기 발진기는 상기 공칭 주파수에서 동작하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  6. 제 2항에 있어서,
    상기 에러 증폭기 출력은 상기 클램핑 회로의 입력으로서 결합되며; 그리고
    상기 클램핑 회로의 출력은, 상기 클램핑 회로 출력 및 상기 발진기로부터의 출력 신호에 응답하여 상기 발진기 주파수에 의해 결정되는 구간들에서, 그리고 상기 클램핑 회로 출력에 의해 결정되는 시간기간들 동안에 상기 상부측 스위치를 턴 온하는 듀티 사이클 제어 회로에 대한 입력으로서 결합되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 클램핑 회로는 소정의 경부하(light load) 조건에 대응하는 전압 이하의 상기 에러 증폭기의 출력에 응답하여 상기 듀티 사이클 제어 회로의 입력으로서 고정된 최소 출력 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 클램핑 회로는 상기 조정 회로에 의해 상기 발진기 타이밍 캐패시터에 제공된 전류를 감소시키기 위해 상기 에러 증폭기 출력이 상기 소정의 경부하 전압 이하인 때에 동작하며, 이에 의해 상기 발진기 주파수는 감소되며, 상기 전원 출력 전압은 상기 상부측 스위치에 대한 일정한 온-타임으로 상기 스위칭 주파수를 가변함으로써 조정되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  9. 제 2항에 있어서, 상기 조정 회로는 상기 에러 증폭기 출력 전류 증가들에 응답하여 상기 발진기 타이밍 캐패시터에 제공된 전류를 증가시키며, 이에 의해 상기 상부측 및 하부측 스위치들에 대한 상기 스위칭 주파수 및 발진기 주파수가 증가되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 에러 증폭기 출력은 상기 클램핑 회로에 대한 입력으로서 결합되며; 그리고
    상기 클램핑 회로의 출력은, 상기 클램핑 회로 출력 및 상기 발진기로부터의 출력 신호에 응답하여 상기 발진기 주파수에 의해 결정되는 구간들에서, 그리고 상기 클램핑 회로 출력에 의해 결정되는 시간기간들 동안에 상기 상부측 스위치를 턴 온하는 듀티 사이클 제어 회로에 대한 입력으로서 결합되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 조정 회로는 상기 에러 증폭기 출력 전류의 증가들에 응답하여 상기 발진기 주파수를 증가시키며, 이에 의해 상기 상부측 및 하부측 스위치들에 대한 스위칭 주파수 및 상기 상부측 스위치에 대한 온-타임이 증가되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  12. 제 10항에 있어서, 상기 클램핑 회로는 소정의 경부하 조건에 대응하는 전압 이하의 상기 에러 증폭기 출력에 응답하여 상기 듀티 사이클 제어 회로의 입력으로서 고정된 최소 출력 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 조정 회로는 상기 에러 증폭기 출력 전류에 응답하며; 그리고
    상기 클램핑 회로는 상기 조정 회로에 제공된 전류를 감소시키기 위해 상기 에러 증폭기 출력이 상기 소정의 경부하 전압 이하인 때에 동작하며,
    이에 의해, 상기 발진기의 주파수는 감소되며, 상기 전원 출력 전압은 상기 상부측 스위치에 대한 일정한 온-타임으로 상기 스위칭 주파수를 가변함으로써 조정되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  14. 제 1항에 있어서,
    상기 조정 회로는, 상기 전원 부하의 과도 증가에 응답하여 제 1 극성 전류를 제공하여 상기 발진기 주파수를 증가시키는 전압 제어 전류원을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  15. 제 14항에 있어서, 상기 클램핑 회로는 반대 극성 전류를 제공하여 상기 발진기 주파수를 감소시키도록 동작하는 상기 조정 회로의 일부를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  16. 제 15항에 있어서, 상기 클램핑 회로에 포함된 상기 조정 회로의 일부는, 상기 에러 증폭기 출력에 응답하여 상기 증폭기 출력 전류의 미러를 상기 발진기에 제공하는 전류 미러 회로로 구성되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
KR1020067018815A 2004-02-19 2005-02-18 부하에 응답하는 스위칭 주파수를 갖는 ｄｃ-ｄｃ 조정기 KR100794773B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US54611904P 2004-02-19 2004-02-19
US60/546,119 2004-02-19

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20060111725A true KR20060111725A (ko) 2006-10-27
KR100794773B1 KR100794773B1 (ko) 2008-01-21

Family

ID=34886241

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020067018815A KR100794773B1 (ko) 2004-02-19 2005-02-18 부하에 응답하는 스위칭 주파수를 갖는 ｄｃ-ｄｃ 조정기

Country Status (7)

Country Link
US (1) US7208921B2 (ko)
EP (1) EP1754120A4 (ko)
JP (1) JP2007523587A (ko)
KR (1) KR100794773B1 (ko)
CN (1) CN101036094A (ko)
TW (1) TW200600995A (ko)
WO (1) WO2005079486A2 (ko)

Families Citing this family (59)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7772823B2 (en) * 2004-09-28 2010-08-10 St-Ericsson Sa Electronic controller with integrating action
DE602005012293D1 (de) * 2004-09-28 2009-02-26 Nxp Bv Strombetriebener gleichspannungswandler
TW200729677A (en) * 2006-01-27 2007-08-01 Richtek Techohnology Corp Control circuit and method for a DC-to-DC converter to improve transient response thereof
JP2007282443A (ja) * 2006-04-11 2007-10-25 Fuji Electric Systems Co Ltd スイッチングレギュレータ
US8710821B2 (en) * 2006-06-16 2014-04-29 Semiconductor Components Industries, Llc Method for inhibiting thermal run-away
US7759918B2 (en) * 2006-06-16 2010-07-20 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Method for inhibiting thermal run-away
US8099619B2 (en) * 2006-09-28 2012-01-17 Intel Corporation Voltage regulator with drive override
US8587269B2 (en) * 2006-10-27 2013-11-19 International Rectifier Corporation Cycle by cycle synchronous buck converter control based on external clock
US7888921B2 (en) * 2007-03-12 2011-02-15 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Switching power supply controller with high frequency current balance
JP2008295158A (ja) * 2007-05-23 2008-12-04 Panasonic Corp 電源装置
US7679340B2 (en) * 2007-06-29 2010-03-16 Intel Corporation Low power optimized voltage regulator
KR101366683B1 (ko) * 2007-08-28 2014-02-25 삼성전자주식회사 전력 변환기, 이를 포함하는 전력관리 회로 및 전력 변환방법
US20090128110A1 (en) * 2007-11-16 2009-05-21 Micrel, Inc. Compact Frequency Compensation Circuit And Method For A Switching Regulator Using External Zero
US7932704B1 (en) * 2008-02-01 2011-04-26 Intersil Americas Inc. System and method of providing control pulses to control operation of a converter with high frequency repetitive load transients
CN101753022A (zh) * 2008-12-10 2010-06-23 成都芯源系统有限公司 用于电压变换器的负载瞬态变化检测电路及其应用电路
US8169205B2 (en) * 2009-05-26 2012-05-01 Silergy Technology Control for regulator fast transient response and low EMI noise
US8395367B2 (en) 2009-08-05 2013-03-12 Upi Semiconductor Corporation DC-DC converter with a constant on-time pulse width modulation controller
US8368370B2 (en) * 2009-11-10 2013-02-05 Power Integrations, Inc. Controller compensation for frequency jitter
JP6008377B2 (ja) * 2010-03-03 2016-10-19 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｐチャネル型パワーｍｏｓｆｅｔ
US8339810B2 (en) * 2010-03-12 2012-12-25 Illinois Tool Works Inc. Wide input voltage power supply
US8854841B2 (en) * 2010-04-14 2014-10-07 System General Corporation High-speed reflected signal detection for primary-side controlled power converters
JP5895338B2 (ja) * 2010-12-09 2016-03-30 株式会社ソシオネクスト 電源の制御回路、電子機器、および電源の制御方法
US9018930B2 (en) 2010-12-23 2015-04-28 Stmicroelectronics S.R.L. Current generator for temperature compensation
KR101300349B1 (ko) * 2011-03-09 2013-08-28 삼성전기주식회사 가변 주파수 발진기를 이용한 백라이트 제어용 인버터
KR101725862B1 (ko) 2011-03-23 2017-04-26 삼성전자주식회사 스위칭 레귤레이터, 이의 동작 방법, 및 이를 포함하는 전자 장치
US20120286750A1 (en) * 2011-05-10 2012-11-15 Peng Xu Switching regulators with adaptive clock generators and associated methods of control
ITMI20111594A1 (it) 2011-09-05 2013-03-06 St Microelectronics Srl Regolatore di tensione a commutazione
US8981743B2 (en) 2011-09-05 2015-03-17 Stmicroelectronics S.R.L. Constant-on-time multi-phase switching voltage regulator and related method of generating a regulated voltage
TWI466424B (zh) * 2012-07-20 2014-12-21 Upi Semiconductor Corp 直流對直流控制器與轉換器
US9276470B2 (en) * 2012-08-31 2016-03-01 Maxim Integrated Products, Inc. Multiphase switching converters operating over wide load ranges
US9317047B2 (en) 2012-08-31 2016-04-19 Stmicroelectronics S.R.L. Adaptive reactivation of phases deactivated by phase-shedding in multi-phase voltage regulators
TWI513153B (zh) * 2012-12-21 2015-12-11 Upi Semiconductor Corp 直流轉直流控制器及其控制方法
TWI473400B (zh) * 2012-12-21 2015-02-11 Upi Semiconductor Corp 直流轉直流控制器及其控制方法
CN103078524A (zh) * 2013-01-12 2013-05-01 华南理工大学 一种开关工作频率可变的直流电源及其控制方法
CN103944377B (zh) * 2013-01-21 2016-10-26 登丰微电子股份有限公司 具电流平衡的多相电源转换控制器
US9407147B2 (en) 2013-03-18 2016-08-02 Green Solution Technology Co., Ltd. Multiphase converter controller with current balance
TWI502865B (zh) * 2013-07-05 2015-10-01 Richtek Technology Corp Soft start switching power converter means
WO2015039049A1 (en) * 2013-09-13 2015-03-19 The Trustees Of Columbia University In The City Of New York Circuits and methods for switched-mode operational amplifiers
TWI495974B (zh) * 2013-09-17 2015-08-11 Upi Semiconductor Corp 斜波信號產生方法與其產生器、以及脈寬調變信號產生器
TWI513152B (zh) 2013-09-17 2015-12-11 Upi Semiconductor Corp 時間信號產生器及時間信號產生方法
CN103546033B (zh) * 2013-10-29 2016-05-11 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 用于交错并联式开关电源的控制电路
JP6197661B2 (ja) * 2014-01-21 2017-09-20 富士通株式会社 電源装置
JP2016048988A (ja) 2014-08-27 2016-04-07 株式会社東芝 電源回路とその制御方法
US9431900B2 (en) 2015-02-03 2016-08-30 Astec International Limited Dynamic operating frequency control of a buck power converter having a variable voltage output
CN105896980B (zh) * 2015-04-27 2019-06-18 成都芯源系统有限公司 恒定导通时间控制的直流-直流变换器以及多相电源
KR102303921B1 (ko) * 2015-05-13 2021-09-27 주식회사 실리콘웍스 조명 장치 및 그의 구동 회로
WO2016182205A2 (ko) * 2015-05-13 2016-11-17 주식회사 실리콘웍스 조명 장치 및 그의 구동 회로
KR102322277B1 (ko) * 2015-06-08 2021-11-08 주식회사 엘엑스세미콘 전원 구동 회로 및 이를 포함하는 조명 장치
WO2016182203A2 (ko) * 2015-05-13 2016-11-17 주식회사 실리콘웍스 조명 장치 및 그의 구동 회로
KR102303933B1 (ko) * 2015-05-13 2021-09-23 주식회사 실리콘웍스 조명 장치 및 그의 구동 회로
US9871446B2 (en) * 2015-06-01 2018-01-16 Intersil Americas LLC Current mode control regulator with load resistor emulation
DE102015216493B4 (de) * 2015-08-28 2021-07-08 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Linearer Regler mit verbesserter Stabilität
CN105187022B (zh) * 2015-09-07 2017-11-10 重庆西南集成电路设计有限责任公司 构成dc‑dc转换器的误差放大器和跨导放大器以及增益放大器
US10274986B2 (en) * 2017-03-31 2019-04-30 Qualcomm Incorporated Current-controlled voltage regulation
US20190131875A1 (en) * 2017-10-30 2019-05-02 Renesas Electronics America Inc. Preserving phase interleaving in a hysteretic multiphase buck controller
US10644591B1 (en) * 2018-10-16 2020-05-05 Linear Technology Holding Llc Regulator light load control techniques
US10666139B1 (en) 2019-02-27 2020-05-26 Analog Devices International Unlimited Company Switching regulator with proportional-integral (PI) control compensation network clamp
CN111987905B (zh) * 2019-05-22 2022-04-12 圣邦微电子（北京）股份有限公司 一种改善峰值电流模式dcdc变换器负载瞬态响应电路
CN116827124B (zh) * 2023-07-05 2024-01-30 北京炎黄国芯科技有限公司 Dcdc环路补偿结构

Family Cites Families (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3909695A (en) 1973-10-17 1975-09-30 Hewlett Packard Co Regulation and stabilization in a switching power supply
CA1053761A (en) * 1974-12-13 1979-05-01 White-Westinghouse Corporation Induction cooking apparatus
US4459651A (en) 1982-07-01 1984-07-10 Honeywell Information Systems Inc. Regulated flyback power supply using a combination of frequency and pulse width modulation
US4460951A (en) 1982-07-01 1984-07-17 Honeywell Information Systems Inc. Control circuit arrangement for a self-start power supply
US4733104A (en) 1985-12-06 1988-03-22 General Electric Company Integrated circuit for controlling power converter by frequency modulation and pulse width modulation
JPH0626480B2 (ja) 1987-04-15 1994-04-06 沖電気工業株式会社 スイツチングレギユレ−タ
WO1994022208A1 (en) 1993-03-17 1994-09-29 National Semiconductor Corporation Frequency shift circuit for switching regulator
US5481178A (en) 1993-03-23 1996-01-02 Linear Technology Corporation Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit
US5430633A (en) 1993-09-14 1995-07-04 Astec International, Ltd. Multi-resonant clamped flyback converter
US5548206A (en) 1993-09-30 1996-08-20 National Semiconductor Corporation System and method for dual mode DC-DC power conversion
IT1268472B1 (it) 1993-10-22 1997-03-04 St Microelectronics Srl Convertitore buck a modalita' di funzionamento automaticamente determinata dal livello di carico
US5528132A (en) 1994-02-25 1996-06-18 Maxim Integrated Products Method and apparatus for increasing switching regulator light load efficiency
KR0123849B1 (ko) 1994-04-08 1997-11-25 문정환 반도체 디바이스의 내부 전압발생기
DE19507712C1 (de) * 1995-03-07 1996-04-04 Schroff Gmbh Ein- und Ausziehvorrichtung
US5747977A (en) 1995-03-30 1998-05-05 Micro Linear Corporation Switching regulator having low power mode responsive to load power consumption
EP0741447A3 (en) 1995-05-04 1997-04-16 At & T Corp Method and device for controlling a synchronous rectifier converter circuit
JP3087618B2 (ja) 1995-07-27 2000-09-11 株式会社村田製作所 スイッチング電源
US5773966A (en) 1995-11-06 1998-06-30 General Electric Company Dual-mode, high-efficiency dc-dc converter useful for portable battery-operated equipment
US5729448A (en) 1996-10-31 1998-03-17 Hewlett-Packard Company Low cost highly manufacturable DC-to-DC power converter
US5912552A (en) 1997-02-12 1999-06-15 Kabushiki Kaisha Toyoda Jidoshokki Seisakusho DC to DC converter with high efficiency for light loads
DE19855615A1 (de) 1997-12-03 1999-06-10 Fuji Electric Co Ltd Schaltnetzteil
US6344980B1 (en) 1999-01-14 2002-02-05 Fairchild Semiconductor Corporation Universal pulse width modulating power converter
US6291979B1 (en) * 1999-02-16 2001-09-18 Advantest Corporation Apparatus for and method of detecting a delay fault
US6154381A (en) 1999-06-30 2000-11-28 General Motors Corporation High efficiency power system with plural parallel DC/DC converters
US6803752B1 (en) 2000-02-14 2004-10-12 Linear Technology Corporation Polyphase PWM regulator with high efficiency at light loads
US6291976B1 (en) 2000-05-30 2001-09-18 Compaq Computer Corporation Phase control for a computer system multi-phase power supply
US6212079B1 (en) 2000-06-30 2001-04-03 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for improving efficiency in a switching regulator at light loads
AU2001285064A1 (en) 2000-08-25 2002-03-13 Synqor, Inc. Interleaved power converters incorporating bang-bang control
JP2002199708A (ja) * 2000-12-22 2002-07-12 Hitachi Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6433527B1 (en) 2001-06-01 2002-08-13 Maxim Integrated Products, Inc. Phase failure detector for multi-phase switching regulators
US6366070B1 (en) * 2001-07-12 2002-04-02 Analog Devices, Inc. Switching voltage regulator with dual modulation control scheme
US6462521B1 (en) 2001-07-17 2002-10-08 Semtech Corporation High-speed charge-mode controller for a multi-phase switched-mode power converter
US6456050B1 (en) 2001-11-05 2002-09-24 Dan Agiman Virtual frequency-controlled switching voltage regulator
US6600296B2 (en) 2001-11-13 2003-07-29 Intel Corporation Method and semiconductor die with multiple phase power converter
US7030596B1 (en) * 2003-12-03 2006-04-18 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current

Also Published As

Publication number Publication date
US7208921B2 (en) 2007-04-24
WO2005079486A3 (en) 2007-03-08
US20050184717A1 (en) 2005-08-25
TW200600995A (en) 2006-01-01
EP1754120A2 (en) 2007-02-21
EP1754120A4 (en) 2008-03-05
CN101036094A (zh) 2007-09-12
WO2005079486A2 (en) 2005-09-01
JP2007523587A (ja) 2007-08-16
KR100794773B1 (ko) 2008-01-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100794773B1 (ko) 부하에 응답하는 스위칭 주파수를 갖는 ｄｃ-ｄｃ 조정기
EP1691473B1 (en) PWM controller with dual-edge modulation using dual ramps for fast response
US8148967B2 (en) PWM clock generation system and method to improve transient response of a voltage regulator
US6377032B1 (en) Method and apparatus for virtual current sensing in DC-DC switched mode power supplies
US6774611B2 (en) Circuits and methods for synchronizing non-constant frequency switching regulators with a phase locked loop
US6465993B1 (en) Voltage regulation employing a composite feedback signal
US7457140B2 (en) Power converter with hysteretic control
US8427127B2 (en) Control loop for switching power converters
US7391190B1 (en) Apparatus and method for three-phase buck-boost regulation
US11362587B2 (en) Hysteretic pulse modulation for charge balance of multi-level power converters
US20190058397A1 (en) Harmonic modulation for charge balance of multi-level power converters
KR101045718B1 (ko) 벅 스위칭 레귤레이터 및 방법
US20120223693A1 (en) Methods and apparatus for dc-dc conversion using digitally controlled adaptive pulse frequency modulation
KR20080023648A (ko) 임의의 ｅｓｒ을 갖는 출력 캐패시터를 사용할 수 있도록고정된 온-타임을 이용하여 버크 조정기에서 리플을발생하는 방법
US7453303B2 (en) Control circuit for lossless switching converter
US11031869B2 (en) Dual mode switching regulator with PWM/PFM frequency control
US9209691B2 (en) Fast transient buck regulator with dynamic charge/discharge capability
EP1489729A2 (en) Method for reducing the cost of voltage regulation circuitry in switch mode power supplies
US10243464B2 (en) Power regulator with prevention of inductor current reversal
JPH0583930A (ja) 電源装置
US11081957B2 (en) Power converter with multi-mode timing control
EP4340203A1 (en) Control device for a switching voltage regulator having reduced audio noise and control method
KR20070032258A (ko) 향상된 부하 계단 상승 과도응답을 갖는 다중위상 컨버터
CN115549660A (zh) 电子转换器电路和方法

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20121226

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131224

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141223

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20151224

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161230

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190102

Year of fee payment: 12