CN115549660A

CN115549660A - 电子转换器电路和方法

Info

Publication number: CN115549660A
Application number: CN202210760966.XA
Authority: CN
Inventors: M·博格西; M·卡雷拉
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2021-06-29
Filing date: 2022-06-29
Publication date: 2022-12-30
Also published as: IT202100017048A1; US20220416656A1

Abstract

本公开的各实施例总体上涉及电子转换器电路和方法。在一个实施例中，一种电路包括压控振荡器(VCO)电路和脉宽调制(PWM)信号发生器电路，该VCO电路具有被配置为接收参考电压的第一节点、被配置为接收反馈信号的第二节点、以及被配置为提供具有基于参考电压和反馈信号的时钟周期的时钟信号的第三节点，反馈信号是指示电子电压调节器的已调节输出电压相对于参考电压的变化的比较信号，该PWM信号发生器电路具有耦合到VCO电路并且被配置为接收时钟信号的第一节点、被配置为在电子电压调节器的输入节点处接收与输入电压信号成正比的输入信号的第二节点、以及被配置为基于时钟信号向开关级的一个或多个电子开关提供至少一个PWM驱动信号的第三节点。

Description

电子转换器电路和方法

相关申请的交叉引用

本申请要求于2021年6月29日提交的意大利专利申请No.102021000017048的优先权，该申请通过引用并入本文。

技术领域

本说明书涉及电子转换器电路，诸如开关电压调节器电路。本说明书还涉及电源管理集成电路(简称PMIC)。

背景技术

开关DC-DC转换器(或电压调节器)可以使用恒定导通时间(Constant On-Time)(简称COT)控制模式来操作。COT设想将由DC-DC转换器输出的电压电平的下降斜率与参考阈值进行比较，从而基于该纹波来调节输出电压电平。

适用于COT操作的第一种方法例如在美国专利第8963519B2号中被公开，该专利公开了一种开关电压调节器，该开关电压调节器包括比较模块和控制模块，比较模块被配置为接收参考电压和反馈电压并且基于参考电压与反馈电压之间的差异生成比较信号，控制模块被配置为基于参考电压和反馈电压中的至少一个生成增益控制阈值信号。控制模块可以被配置为基于参考电压和反馈电压中的至少一个来控制PWM脉冲的持续时间；反馈电压可以是开关电压调节器的已调节输出电压。

另一种用于COT控制模式操作的方法在EP3026893A1中使用，该EP3026893A1讨论了一种用于控制多相交错型转换器的方法，该方法包括以下步骤：检测施加到转换器的输出端子的负载何时发生变化；同时开启转换器的所有相；并且恢复驱动交错相移以重新开始转换器的正常操作。还描述了用于执行该方法的控制器。

用于开关电压调节器的COT控制模式操作的现有解决方案存在以下限制中的一个或多个：

呈现恒定的小信号(调制器)增益，因此具有固定的环路带宽以响应于负载瞬变(即，输出电压电平的小信号变化)，

由于固定带宽，调节器的动态性能有限，

如果增加的负载导致输出电压电平的负变化，则调制器可能会通过作用于转换器的开关频率来改变占空比，这是不希望的；

随着期望目标带宽(GBWP)的增长，信号路径上附加奇点的存在可能会降低环路的相位裕度，

可能会增加复杂性和静态消耗，例如由于对电路组件的性能的严格限制或由于引入非线性次级环路和额外的无源组件(内部或外部)来实现输出电压的高通滤波，

非线性解决方案很难导致分析设计方法，

由于功率使用，可能不适合低功率应用，

可能对(输出)纹波的形状敏感。

发明内容

实施例有助于克服上述限制。

一个或多个实施例涉及一种对应电子转换器。

一个或多个实施例涉及一种对应方法。

一个或多个实施例可以呈现以下优点中的一个或多个：

提供了一种局部改变调制器增益的可能性，

有利于为正负载瞬变提供升压，

可以实现输出的已调节电压的更快的响应和更低的下降，这有助于应对欠压故障并且减少使用输出电容阵列来控制输出电压降，

响应于持续正负载瞬变的输出电压下降得到缓解，

电路设计在很大程度上独立于负载瞬变曲线，

降低了电路复杂性、尺寸、消耗和实现成本，

误差信号的路径中的活动块的数目同样减少，

放宽了对电路块性能的限制，这有助于维持主调节回路的稳定性。

附图说明

现在将参考附图描述一个或多个实施例，仅作为非限制性示例，在附图中：

图1示出了根据本公开的电子转换器电路的架构的实施例的示例图；

图2是图1的图的一部分的示例性实施例的图；

图3是图1的图的另一部分的示例性实施例的图；

图4A和图4B是一个或多个实施例中的信号示例的时序图；

图5A是根据本公开的电路的传递函数与基准解决方案的比较示例图；

图5B是根据本公开的电子转换器电路的频率响应的示例图；

图6A和图6B是根据本公开的操作电子转换器电路的方法的示例图；以及

图7是根据本公开的解决方案的性能基准测试的示例图。

具体实施方式

在随后的描述中，说明了一个或多个具体细节，旨在提供对本说明书的实施例的示例的深入理解。实施例可以在没有一个或多个具体细节的情况下获取，或者使用其他方法、组件、材料等来获取。在其他情况下，已知的结构、材料或操作未详细说明或描述，以免使得实施例的某些方面不清楚。

在本说明书的框架中对“实施例”或“一个实施例”的引用意在指示关于该实施例而描述的特定配置、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，可能出现在本说明书的一个或多个地方的诸如“在实施例中”或“在一个实施例中”等短语不一定是指一个并且相同的实施例。

此外，特定的配置、结构或特性可以在一个或多个实施例中以任何适当的方式组合。

附图是简化形式并且不是精确的比例。

在本文所附的所有附图中，相似的部件或元件用相似的参考符号/数字表示，并且为了简洁将不重复相应描述。

本文中使用的参考文献仅为了方便而提供，因此不限定保护范围或实施例的范围。

为了简单起见，在以下详细描述中，可以使用相同的参考符号来表示电路中的节点/线路两者和可能出现在该节点或线路处的信号。

如图1所示，电压调节器电路10包括：

至少一个输入节点V_IN，被配置为耦合到主电源(简称为市电)以从其接收输入电源信号V_IN；

至少一个输出节点V_OUT，被配置为耦合到负载Z_L以向其提供输出电压电平V_OUT，

开关电路块11，包括耦合(例如，直接)在输出节点V_OUT与输入节点V_IN之间的一对电子开关LS和HS(及其电流路径)，电子开关LS、HS被配置为接收电源信号V_IN并且将开关信号作为输出(例如，基于控制信号PM)提供给开关节点SW，该开关节点SW位于电子开关LS、HS中间。

具体地，电子开关HS是耦合(例如，直接)在(输入)节点V_IN与开关节点SW之间的高侧开关，并且电子开关LS是连接(例如，直接)在开关节点SW与地GND之间的低侧开关。

在所考虑的示例中，(高侧)开关HS和(低侧)开关LS因此表示被配置为将开关节点SW耦合到输出节点V_OUT或地GND的半桥。例如，开关LS和/或HS通常是晶体管，诸如n沟道或p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(nMOS或pMOS FET)。

如图1所示，电压调节器10包括耦合(例如，直接)在开关节点SW与输出节点V_OUT之间的至少一个电感器L、以及连接(例如，直接)在输出节点V_OUT与地GND之间的至少一个电容器C_OUT。

如图1所示，转换器电路10还包括反馈支路fb，反馈支路fb将输出节点V_OUT耦合到控制布置12、14，控制布置12、14被配置为提供控制信号PM以驱动开关LS、HS以便调节输出电压电平，如前所述。例如，开关LS、HS具有耦合到相应驱动电路110、112的相应控制节点，驱动电路110、112基于控制信号PM控制相应开关的状态。

在所考虑的示例中，控制布置12、14包括：

参考电压节点V_REF，被配置为接收参考电压电平V_REF，参考电压电平V_REF例如等于DC操作点值或信号电平，

补偿器电路块12，耦合到参考电压节点V_REF并且被配置为从其接收参考电压电平V_REF，补偿器电路块12还经由反馈支路fb耦合到输出节点V_OUT，补偿器电路块12被配置为向调制器电路块14提供指示已调节输出电压V_OUT相对于参考电压V_REF的变化的补偿信号COMP，补偿器电路块12还被配置为向调制器电路块14提供稳定性，例如，通过在电压调节回路12、14内引入零和极奇点，

调制器电路块14，耦合到输入电压节点V_IN、补偿器电路块12和参考电压节点V_REF，调制器电路块14被配置为从相应节点接收输入电压电平V_IN、补偿信号COMP和参考电压电平V_REF并且将控制信号PM提供给开关电路块11。

具体地，补偿器电路块12可以包括(运算)放大器120，(运算)放大器120具有耦合到参考电压节点V_REF的第一(例如，非反相)节点和耦合到反馈支路fb的第二(例如，反相)节点，例如，经由分压器布置R₁、R₄，放大器120具有反向耦合到第二输入节点并且具有一定放大增益Av的输出节点。

如图1所示，调制器电路块14包括：

压控振荡器(简称VCO)电路块20，被配置为接收补偿信号COMP和电压参考电平V_REF以产生时钟信号CK，以及

PWM信号发生器电路块30，耦合到VCO电路块20并且被配置为从其接收时钟信号CK，PWM信号发生器电路块30被配置为产生脉宽调制(简称PWM)控制信号PM，其占空比δ(即，处于第一“有效”电平的信号周期T_SW的一小部分T_ON)基于CK在20中设置的开关频率和补偿信号COMP而变化，PWM信号发生器电路块30还被配置为将控制信号PM提供给开关电路11，特别是提供给半桥晶体管布置HS、LS的驱动电路110、112。

例如，当控制信号PM的值为“1”时，驱动电路110确定高侧MOSHS导通一段时间间隔T_ON，该时间间隔T_ON是总开关周期T_SW的一小部分，并且基于控制信号PM的占空比δ来确定。

例如，响应于负载Z_L的变化，例如其增加，输出电压电平V_OUT可以相对于已调节输出电压V_OUT的预期值而变化。这种变化可以经由补偿器12来检测，并且调制器14可以响应于检测到的变化而改变开关布置11的开关周期，从而调节驱动信号PM并且恢复已调节输出电压电平V_OUT。

如图1所示，例如，在频域中：

可以在开关节点SW处的电压的平均值

与补偿信号COMP的电压之间定义第一(特别是小信号)传递函数

以及

可以在控制信号PM的占空比δ的变化与补偿信号COMP之间定义第二(特别是小信号)传递函数dδ/dCOMP。

例如，第一传递函数

可以表示为第二传递函数dδ/dCOMP乘以输入电压V_IN的乘积。

这些传递函数

dδ/dCOMP可以用于讨论一个或多个实施例中的工作原理，如下所述。

在一个或多个实施例中，调制器电路14被配置为在开关节点SW(开关节点SW处的电压的平均值)与补偿信号COMP之间呈现(小信号)传递函数，该(小信号)传递函数与补偿信号COMP相对于参考电压V_REF的倒数(DC)值成二次比例，如下所述。

如图2所示，VCO电路块20包括：

运算放大器200，被配置为接收电压参考电平V_REF并且向电压参考电平V_REF施加电流转换，运算放大器200具有被配置为接收电压参考电平V_REF的第一(例如，非反相)节点、耦合到输出节点和(优选地是可微调的)电阻R_VCO的第二(例如，反相)节点，

偏置支路，包括电流发生器202，电流发生器202被配置为产生电流作为流经电阻R_VCO的电流的副本(例如，乘以某个镜像因子K_MIR)，

电容C_VCO，耦合到电流发生器202并且被配置为接收补偿信号COMP，

比较器电路块204，具有耦合到电流发生器202和电容C_VCO的第一(例如，非反相)节点、以及耦合到阈值电平V_TH(具有基于参考电压V_REF的值，例如V_TH＝K_VCO*V_REF)的第二(例如，反相)节点，其中VCO块20中的比较器电路块204被配置为在第一节点处接收积分信号VCO_RAMP并且执行积分信号VCO_RAMP与参考阈值电平V_TH的比较，以作为比较的结果而提供时钟信号CK，时钟信号CK响应于积分信号VCO_RAMP越过参考阈值电平V_TH而具有第一值(例如，“1”)并且响应于积分信号VCO_RAMP未能达到参考阈值电平V_TH而具有第二值(例如，“0”)。

如图2所示，比较器电路块204的输出节点耦合到开关(例如，晶体管)M_VCO，该开关(例如，晶体管)M_VCO具有被配置为接收时钟信号CK的控制节点和穿过其的电流路径，该电流路径被配置为导通，以旁路电容C_VCO，使得当电压VCO_RAMP达到阈值电平V_TH时，比较器电路块204的输出改变其状态，导致输出时钟脉冲CK重置(再次)电容C_VCO并且使信号VCO_RAMP等于由补偿器电路块12输出的补偿信号COMP。

在如图2所示的VCO电路块20的备选实施例中，第一放大器级200的(例如，非反相)输入节点可以从补偿器电路块12接收补偿信号COMP。例如，这可以进一步以放弃均衡DC增益(例如，V_OUT/COMP＝PART)和调制器电路块14的AC(小信号)传递函数

的可能性为代价来以附加的恒定因子提升调制器增益。

在如图2所示的VCO电路块20的备选实施例中，比较器电路块204的(例如，非反相)输入节点可以耦合到阈值V_TH，而比较器电路204的另一(例如，反相)输入节点可以耦合到中间电流发生器202和电容C_VCO。例如，这导致通过作用于放大器204的阈值V_TH而不是作用于VCO_RAMP信号的“基极”来调制VCO斜坡的幅度，如下所述。这可能以具有负调制器增益为代价，可能导致系统稳定性降低。

如图3所示，控制信号生成块30接收从VCO电路块20产生的时钟信号CK并且接收输入电压电平VIN，并且被配置为基于这些改变控制信号PM的占空比，以作为结果而设置开关布置11中的高侧晶体管HS的T_ON时间。

如图3所示，电路块30包括：

运算放大器300，被配置为接收输入电压V_IN(可选地以因子K_IN被缩放)，并且向输入电压V_IN施加电流转换，运算放大器300具有被配置为接收输入电压电平V_IN的第一(例如，非反相节点)、以及耦合到输出节点和(优选地是可微调的)电阻R_TON的第二(例如，反相)节点，

偏置支路，包括电流发生器302，电流发生器302被配置为提供电流，该电流是流经电阻R_TON的电流的副本(例如，乘以某个镜像因子K'_MIR)，

电容C_TON，耦合到电流发生器302并且被连接到地，该电容被配置为提供电压信号TON_RAMP，例如，通过对来自发生器302的电流进行积分，

比较器电路块304，具有耦合在电流发生器302与电容C_TON中间的第一(例如，非反相)节点、以及耦合到阈值电平V_TH2(具有基于参考电压V_REF的值，例如V_TH2＝K_TON*V_REF)的第二(例如，反相)节点，比较器电路块304被配置为感测跨电容C_TON的积分信号TON_RAMP并且执行积分信号TON_RAMP与参考阈值电平V_TH2的比较，以基于比较提供比较信号COMP_TON，比较信号COMP_TON响应于积分信号TON_RAMP跨过参考阈值电平V_TH2而具有第一值(例如，“1”)并且响应于积分信号TON_RAMP未能达到参考阈值电平V_TH2而具有第二值(例如，“0”)。如图3所示，PWM信号发生器电路块30还包括逻辑电路块306，逻辑电路块306被配置为从VCO电路块20接收时钟信号CK并且从比较器电路块304接收比较信号COMP_TON，逻辑电路块306被配置为基于时钟信号CK和COMP_TON信号提供控制信号PM，如下所述。

如图3所示，逻辑电路块306还耦合到被配置为对电容C_TON放电的开关，使得当电压TON_RAMP达到阈值电平V_TH2时，TON比较器电路块304的输出改变其状态并且其输出信号COMP_TON复位电容C_TON(并且因此复位信号TON_RAMP)。

适用于一个或多个实施例的电路块30在转让给STMicroelectronics的文档US 8963 519 A1中有讨论。

如图4A所示，在PWM电路块20中的比较器电路块204的第二输入节点处感测的信号VCO_RAMP具有基于参考电压电平V_REF的固定斜率，而从补偿器电路12输出的补偿信号COMP(直接)调制信号VCO_RAMP的幅度。结果，例如，响应于输出负载电流的突然增加(以及随之而来的输出电压的降低)，补偿信号COMP增加；这进一步导致开关布置11的开关频率增加。

具体地，VCO电路块20产生时钟信号CK，该时钟信号CK确定调节器电路10的开关周期(频率的倒数)T_SW，其可以表示为：

如本文中所示，时钟信号CK具有随反馈信号COMP线性变化的时钟周期T_SW，反馈信号COMP指示已调节输出电压V_OUT相对于上述参考电压V_REF的变化。

如图4B所示，时钟信号CK触发(可编程长度)“导通”时间间隔T_ON的开始，该时间间隔T_ON持续直到PWM信号发生器电路块30中的信号TON_RAMP达到参考阈值V_TH2。例如，导通时间间隔可以表示为：

结果，电压环路的频率响应示出闭环带宽，由逻辑电路块306输出的控制信号PM的占空比δ可以表示为：

调制器电路块14的第二小信号传递函数

(也称为调制器增益GMOD)可以表示为(例如，通过相对于补偿信号COMP来对占空比“δ”进行微分)：

例如，第一小信号传递函数

可以表示为调制器增益GMOD乘以输入电压V_IN的乘积：

如图5A所示，根据上述表达式，小信号传递函数

与补偿信号COMP值之间存在双曲关系(在图5A中以带有黑色圆圈的圆圈链表示)。相反，常规的解决方案呈现出不同的关系(在图5A中以带有白色圆圈的圆圈链表示)。因此，如果补偿信号COMP响应于已调节输出电压V_OUT的下降而增加(例如，在图5A中以横坐标表示)，这会导致VCO的斜坡幅度的绝对值减小，例如，与因子(K_VCO·VREF-COMP")成正比，因此调制器增益GMOD与V_IN之间的乘积(在图5A中以纵坐标表示)呈二次方增长。

如图5B所示，反馈回路12、14的操作可以由频域中的总回路增益GLOOP表示：

如图5B所示，由电抗分量LC_OUT(以虚线表示)组成的复共轭极对经由补偿电路块12(以点划线表示)进行补偿，主极对应于与补偿器的积分部分相关的极对，它受到误差放大器的有限开环增益以及由R₁和R₄给出的反馈分割因子的限制。例如，环路12、14的单位增益带宽UGBW可以表示为DC增益乘以主极点的频率：

因此，电压环路的频率响应示出与乘积GOMD·V_IN成正比的闭环带宽。例如，这将术语

的二次关系扩展到频域。

如图5B所示，环路增益GLOOP的带宽BW_GL可以根据输出电压V_OUT的扰动而局部变化。

例如：

在已调节输出电压V_OUT(突然)下降并且补偿信号COMP随之增加导致环路响应更快的情况下，带宽(暂时)从BW₂变化到BW₃；

在已调节输出电压V_OUT(突然)增加并且补偿信号COMP随之减小导致环路响应速度局部降低的情况下，带宽(暂时)从BW2变化到BW1。

注意，根据图5A所示的二次趋势，带宽的增加大于补偿信号COMP从其DC操作点的变化的相应减少。

如图5A、图5B和图6所示，调制器电路14的性能在负载瞬态变化为正或负(即，增加或减少)的情况下可能略有不同。

如图6A所示：

在第一时间t₁，经由反馈链12、14检测到正负载(电流)变化(以实线表示)，以及

在第二时间t₂，经由反馈链12、14检测到负负载(电流)变化。

如图6B所示：

在时间t₁，反馈链响应于输出负载Z_L的变化而被触发，以将其变化限于第一极限值V_OUT ^-，

在时间t₂，反馈链12、14响应于输出负载Z_L的变化而再次被触发，以将其变化限于第二极限值V_OUT ⁺。

如图6B所示，第一极限值V_OUT ^-和第二极限值V_OUT ⁺可以不同，这定义了电路10相对于在图6A和图6B中以虚线表示的概念对称布置的“不对称”行为。

如图5A和图6B所示，在正负载瞬变期间调制器增益的提升与被本地调制到更高值的调节环路12、14的带宽相关。与现有解决方案相比，这可以产生更好的性能，输出电压V_OUT的下降更低。相反，带宽相对于负负载瞬态变化的减小的减少使得调制器14仅比现有解决方案的响应性稍差。

图7示出了在一定幅度范围(例如，ΔI_LOAD在1.875A至7.5A范围内)和持续时间(特别是Δt约为1μs、2μs、……、5μs)内，相对于负载(电流)的阶跃变化，输出电压V_OUT与其已调节(DC)值的偏差(例如，V_OUT-V_OUT ^-的差值)。如图7所示，在正负载瞬态变化期间的带宽提升还能够补偿相同负载变化步长下的更快(正)负载瞬变，从而减少现有解决方案中更大的V_OUT下降(以虚线表示)，特别是关于上面讨论的文档US 8 963 519 B2。

如本文中所示，调制器电路块14能够经由补偿器输出电压COMP与其标称DC值的更大偏差来增加其带宽(导致局部更小的VCO斜坡)。与已知解决方案相比，这导致正负载阶跃时的V_OUT下降较低，这几乎与负载瞬态信号曲线无关。

一个或多个实施例可以提供开关频率F_SW(开关周期T_SW的倒数)的定制可调节性，例如通过选择不同目标输出电压V_REF，或者独立于输入电源V_IN，该输入电源V_IN可以通过根据本公开选择调制器14的合适的DC操作点来维持。

如前所述，占空比δ可以表示为导通时间T_ON与开关周期T_SW的比值，或等效地表示为为控制功率部分11而生成的PWM控制信号PM的导通时间T_ON和开关频率F_SW的乘积。例如，占空比δ可以设置为等于输出电压电平V_OUT和输入电压电平V_IN的比值，这可以表示为：

对于给定占空比δ，合适的调制器14有助于维持上述关系并且提供(定制)可编程性。

例如，调制器14可以根据恒定导通时间T_ON架构来配置。为此，可以使用PWM信号发生器电路块30为给定目标输出已调节电压V_OUT、开关频率F_SW和输入电压V_IN设置恒定导通时间T_ON。例如，这可以通过重新布置导通时间T_ON的表达式来表达，以得出：

其中

是常数值，V_TH2＝K_TON·V_REF是PWM信号发生器电路块30的参考阈值。

在一个或多个实施例中，(定制)可编程导通时间T_ON利用生成电路30来提供所生成的导通时间T_ON，所生成的导通时间T_ON与期望的已调节输出电压V_OUT成正比，并且与目标开关频率F_SW和输入电压电平V_IN成反比。

重新布置表达式以将所有常数比例因子“堆积”在一起，例如：

其中

是有效的导通时间参数。

考虑一个典型的“简单”情况，其中比例因子K_TON是单一的，即K_TON＝1，可以使用所选择的V_OUT对导通时间T_ON进行编程，例如，通过让V_TH2＝V_REF使得以下表达式成立，例如：

其中PART是补偿器电路块12的电阻网络的电压分割因子。

例如，在从占空比得到的表达式中替换V_TH2的表达式得到：

其中

是导通时间常数值，导致获取有效导通时间常数

与开关频率F_SW之间的表达式，例如：

如本文中所示，调节开关频率F_SW包括根据以上表达式调节PWM信号发生器电路块30的有效时间常数

结合支持输出电压V_OUT、开关频率F_SW可编程性和输入电压V_IN独立性的PWM信号发生器电路块30，如前所述，对VCO电路块20执行的类似分析可以得出：

其中τ_VCO＝C_VCOR_VCO是有效的VCO常数。

考虑其中VCO电路块20促进V_OUT可编程性的示例性情况，例如，当V_TH＝V_REF时，开关周期T_SW可以表示为：

在一个或多个实施例中，调节开关频率F_SW包括调节调制器电路块14的有效VCO时间常数和/或调节PWM信号发生器电路块30的有效时间常数

注意，作为上述讨论的结果，在没有输出变化的情况下(即，在DC下)的调制器增益也是有效时间常数的函数，即：

这可以促进关于V_OUT、F_SW或V_IN的任何编程值的不变环路稳定性。

在一个或多个实施例中，比例因子K_VCO可以用于调节DC增益(例如，V_OUT/COMP＝PART)与补偿器12的AC小信号增益

之间的差异。例如，调制器增益GMOD与补偿器COMP的输出的二次相关性有助于区分这两者，除了当K_VCO＝2时它们相等的情况。

在一个或多个实施例中，可以在由数模转换器(DAC)限制的范围内选择参考电压V_REF，例如，大约0到1.5伏。这也可以限制VCO电路块20中的比较器电路块204的输入处的电压的动态范围。

在一个或多个实施例中，比例因子K_VCO可以被选择为具有大约1.5的值，导致参考电压阈值V_TH在大约0-2.25V的范围内。结果，调制器电路块14的(小信号)增益可以等于补偿器电路块12的分割因子PART的两倍。

在一个或多个实施例中，补偿器电路块12中的电阻元件R₁、R₄可以被选择以提供大约1.25-2.5范围内的电压分割因子PART。具体地，在单量程模式并且输出电压值V_OUT在大约0.5-1.875伏的范围内的情况下，可以选择范围的下限，而PART范围的上限可以适用于输出电压V_OUT的值约为1.875-3.75伏的双量程模式。

对于比例因子的所选择的值，例如K_VCO＝1.5，它遵循有效VCO时间常数的所选择的值，例如

在一个或多个实施例中，开关频率可以在一组频率值中选择，例如{0.50；0.75；1.00；1.50}MHz。因此，VCO的有效时间常数可以采用如前所述计算的对应的一组值的一个(例如，四个)值，例如{4.00；2.66；2.00；1.33}μs。

例如，可以使用可微调电阻R_VCO为调制器14选择这些值中的任何一个。备选地或另外地，可以使用可微调电容C_VCO，以减少电压电流转换放大器200的高频极点的可变性，以便于其稳定性分析。

在一个或多个实施例中，VCO电路块20和PWM信号发生器电路块30的可微调电阻都可以被选择为具有相同的属性(例如，R_VCO＝RT_ON)。在该示例性情况下，电容C_VCO的值可以表示为：

在所考虑的示例性情况下，对应有效导通时间常数

可以具有在一组值中选择的值，例如值

例如，假定(为了简单起见)单一比例的导通时间因子K_TON＝1，导通时间发生器C_TON的电容可以表示为：

在一个或多个实施例中，电容C_VCO可以在第一组值之间可调节，例如C_VCO＝{15.0；10.0；7.50；5.00}pF，并且电容C_TON可以在第二组值C_TON＝{7.50；5.00；3.75；2.50}pF之间可调节。

在一个或多个实施例中，由于镜像因子K_MIR的存在，可以对电容C_TON使用减少的一组可选择的值。

如本文中所示，一种方法包括经由根据本公开的电路(例如，14)来控制根据本公开的电子转换器(例如，10)的开关级(例如，11)。

如本文中所示，电子转换器(例如，10)包括：

第一节点(例如，V_IN)，被配置为从能量源接收输入电压(例如，V_IN)，

第二节点(例如，V_OUT)，被配置为向负载(例如，Z_L)提供稳定的输出电压(例如，V_OUT)，

负载(例如，Z_L)，耦合到第二节点以从其接收已调节输出电压，

第三节点(例如，SW)，耦合到称为地的电抗网络(例如，L，C_OUT)，

第一电子开关(例如，HS)和第二电子开关(例如，LS)，第一电子开关具有耦合在第一节点与第三节点之间的穿过其的电流路径，第二电子开关具有耦合在第三节点与第二节点之间的穿过其的电流路径，第一电子开关和第二电子开关具有相应控制节点，

根据本公开的(调制器)电路(例如，14)，耦合到开关级的第一电子开关和第二电子开关的控制节点，以基于时钟信号(例如，CK)、输入电压电平和参考电压(例如，V_REF)向其提供至少一个脉宽调制PWM驱动信号(例如，PM)。

如本文中所示，一种电路(例如，14、110、112)被配置为驱动电子电压调节器(例如，10)的开关级(例如，11)中的一个或多个电子开关(例如，LS、HS)，以根据在输入节点(例如，V_IN)处接收的输入电压来在输出节点(例如，V_OUT)处提供已调节输出电压，开关级被配置为耦合到称为地的电抗网络(例如，L，C_OUT)，该电路包括：

压控振荡器VCO电路(例如，20)，包括被配置为接收参考电压的第一节点(例如，V_REF)、被配置为接收指示已调节输出电压相对于参考电压的变化的反馈信号(例如，COMP)的第二节点(例如，COMP)、以及被配置为提供具有时钟周期(例如，T_SW)的时钟信号的第三节点(例如，CK)，该时钟周期是参考电压和反馈信号的函数，以及

脉宽调制PWM信号发生器电路(例如，30)，包括耦合到VCO电路并且被配置为从其接收时钟信号(例如，CK)(该时钟信号是参考电压和反馈信号的函数)的第一节点、被配置为接收与输入电压信号成正比的输入信号的第二节点(例如，K_INV_IN)、以及被配置为基于时钟信号向上述开关级的一个或多个电子开关提供至少一个PWM驱动信号(例如，PM)的第三节点，输入信号与输入电压信号和参考电压成正比，其中PWM信号发生器电路被配置为产生具有占空比(例如，δ＝T_ON/T_SW)的上述至少一个PWM驱动信号，即PWM驱动信号在其中处于第一“有效”电平的时段的一小部分与信号周期之间的比率，该比率与指示已调节输出电压相对于上述参考电压的变化的反馈信号成反比。

如本文中所示，其中VCO电路包括：

信号处理电路装置(例如，200、C_VCO、M_VCO)，耦合到第一输入节点和第二输入节点并且被配置为产生作为反馈信号和参考电压的函数的第一信号(例如，VCO_RAMP)，以及

比较器电路(例如，204)，包括耦合到信号处理电路装置并且被配置为从其接收第一信号的第一输入节点(例如，VCO_RAMP)、被配置为接收与参考电压的电平成正比的第二信号(例如，V_TH)的第二输入节点(例如，V_TH)、以及被配置为提供时钟信号的输出节点(例如，CK)。

例如，比较器电路被配置为执行第一信号与上述第二信号的比较并且基于第一信号与第二信号的上述比较来产生时钟信号。

如本文中所示，VCO电路中的信号处理电路装置包括电流发生器(例如，202)、电容(例如，C_VCO)和晶体管(例如，M_VCO)，电流发生器被配置为基于参考电压电平产生参考电流，电容具有耦合到电流发生器以从其接收参考电流并且耦合到比较器电路的第二输入节点的第一电容节点，电容具有耦合到VCO电路的第二节点以从其接收上述反馈信号的第二电容节点，晶体管具有耦合到比较器电路的输出节点以从其接收时钟信号的控制节点、耦合到第一电容节点的第一节点、以及耦合到第二电容节点的第二节点，晶体管具有在第一节点与第二节点之间的穿过其中的电流路径，该电流路径被配置为响应于时钟信号分别具有第一值和第二值而选择性地导通和不导通，其中当穿过晶体管的电流路径响应于时钟信号分别具有第一值和第二值而不导通或导通时，电容根据经由电流发生器而产生的上述参考电流被充电或放电。

如本文中所示，PWM信号发生器电路被配置为基于参考电压信号电平、输入电压信号和时钟信号来控制PWM驱动信号的占空比(例如，δ)。

将另外理解的是，在伴随本描述的附图中所示的各种单独的实施选项不一定旨在以附图中例示的相同组合来采用。因此，一个或多个实施例可以相对于附图中所示的组合单独地和/或以不同组合采用这些(否则非强制性的)选项。

在不损害基本原理的情况下，在不脱离保护范围的情况下，细节和实施例可以相对于仅以示例方式描述的内容变化或甚至显著变化。保护范围由所附权利要求限定。

Claims

1.一种电路，包括：

压控振荡器VCO电路，包括：

第一节点，被配置为接收参考电压；

第二节点，被配置为接收反馈信号，所述反馈信号是指示电子电压调节器的已调节输出电压相对于所述参考电压的变化的比较信号；以及

第三节点，被配置为提供具有基于所述参考电压和所述比较信号的时钟周期的时钟信号；以及

脉宽调制PWM信号发生器电路，包括：

第一节点，耦合到所述VCO电路并且被配置为接收所述时钟信号；

第二节点，被配置为在所述电子电压调节器的输入节点处接收与输入电压信号成正比的输入信号；以及

第三节点，被配置为基于所述时钟信号向所述电压调节器的开关级的一个或多个电子开关提供至少一个脉宽调制PWM驱动信号，

其中所述输入信号与所述输入电压信号和所述参考电压成正比，并且

其中所述至少一个PWM驱动信号具有与指示所述已调节输出电压相对于所述参考电压的变化的所述比较信号成反比的占空比。

2.根据权利要求1所述的电路，

其中所述开关级经由开关节点耦合到电抗网络，并且

其中所述电抗网络被连接到地。

3.根据权利要求2所述的电路，

其中所述比较信号具有等效于所述参考电压的电平的DC操作点，并且

其中所述开关节点处的电压的平均值作为所述比较信号的函数而变化。

4.根据权利要求3所述的电路，其中所述函数是所述比较信号的电压域中相对于所述参考电压的所述电平的变化的函数。

5.根据权利要求1所述的电路，其中所述VCO电路包括：

信号处理电路装置，耦合到所述第一节点和所述第二节点，并且被配置为提供作为所述比较信号和所述参考电压的函数的第一信号；以及

比较器电路，包括：

第一输入节点，耦合到所述信号处理电路装置并且被配置为接收所述第一信号；

第二输入节点，被配置为接收与所述参考电压的电平成正比的第二信号；以及

输出节点，被配置为提供所述时钟信号，

其中所述比较器电路被配置为：

将所述第一信号与所述第二信号进行比较，以及

基于所述第一信号与所述第二信号的比较产生所述时钟信号。

6.根据权利要求5所述的电路，其中所述信号处理电路装置包括：

电流发生器，被配置为基于所述参考电压的所述电平产生参考电流；以及

电容，包括：

第一电容节点，耦合到所述电流发生器并且被配置为接收所述参考电流并且耦合到所述比较器电路的所述第一输入节点；以及

第二电容节点，耦合到所述VCO电路的所述第二节点并且被配置为接收所述比较信号；以及

晶体管，包括：

控制节点，耦合到所述比较器电路的所述输出节点并且被配置为从所述输出节点接收所述时钟信号；

第一节点，耦合到所述第一电容节点；以及

第二节点，耦合到所述第二电容节点，所述晶体管具有在所述第一节点与所述第二节点之间的穿过所述晶体管的电流路径，

其中所述电流路径响应于所述时钟信号分别具有第一值和第二值而选择性地导通和不导通，并且

其中当穿过所述晶体管的所述电流路径响应于所述时钟信号分别具有所述第一值和所述第二值而不导通或导通时，所述电容根据所述参考电流被充电或放电。

7.根据权利要求5所述的电路，

其中所述第一信号的幅度与所述比较信号成反比，并且

其中所述时钟信号的所述时钟周期作为所述第一信号的所述幅度的函数而变化。

8.根据权利要求1所述的电路，其中所述PWM信号发生器电路被配置为基于所述参考电压信号、所述输入电压信号和所述时钟信号的电平来控制所述PWM驱动信号的所述占空比。

9.一种电压调节器，包括：

第一节点，被配置为从能量源接收输入电压；

第二节点，被配置为向负载提供已调节输出电压；

开关节点，耦合到被连接到地的电抗网络；

第一电子开关和第二电子开关，所述第一电子开关具有耦合在所述第一节点与所述开关节点之间的穿过所述第一电子开关的电流路径，所述第二电子开关具有耦合在所述第三节点与所述开关节点之间的穿过所述第二电子开关的电流路径，所述第一电子开关和所述第二电子开关具有相应控制节点；以及

根据权利要求1所述的电路，耦合到所述第一电子开关的控制节点和所述第二电子开关的控制节点，以基于所述时钟信号、所述输入电压的电平和所述参考电压来提供所述至少一个PWM驱动信号。

10.一种用于向根据权利要求1所述的电压调节器的所述开关级提供所述至少一个PWM驱动信号的方法。

11.一种用于提供至少一个脉宽调制PWM驱动信号的方法，所述方法包括：

在电路的第一节点处接收参考电压；

在所述电路的第二节点处接收反馈信号，所述反馈信号是指示电子电压调节器的已调节输出电压相对于所述参考电压的变化的比较信号；以及

在所述电路的第三节点处向所述电压调节器的开关级的一个或多个电子开关提供所述至少一个PWM驱动信号，

其中由PWM信号发生器电路提供的所述至少一个PWM驱动信号基于时钟信号以及与所述电子电压调节器的输入节点处的输入电压信号成正比的输入信号，以及

其中由压控振荡器VCO电路提供的所述时钟信号具有基于所述参考电压和所述比较信号的时钟周期，

12.根据权利要求11所述的方法，

其中所述开关级经由开关节点耦合到电抗网络，并且

其中所述电抗网络被连接到地。

13.根据权利要求12所述的方法，

14.根据权利要求13所述的方法，其中所述函数是所述比较信号的电压域中相对于所述参考电压的所述电平的变化的函数。

15.根据权利要求11所述的方法，其中所述至少一个PWM驱动信号包括基于所述参考电压信号、所述输入电压信号和所述时钟信号的电平的所述占空比。

16.根据权利要求11所述的方法，还包括由所述VCO电路的信号处理电路装置向所述VCO电路的比较器电路提供作为所述比较信号和所述参考电压的函数的第一信号。

17.根据权利要求16所述的方法，还包括：

由所述比较器电路接收所述第一信号；

由所述比较器电路接收与所述参考电压的电平成正比的第二信号；

由所述比较器电路将所述第一信号与所述第二信号进行比较；以及

基于所述第一信号与所述第二信号的比较提供所述时钟信号。

18.根据权利要求16所述的方法，

其中所述第一信号的幅度与所述比较信号成反比，并且

19.根据权利要求16所述的方法，其中所述VCO电路包括用于基于所述参考电压的电平产生参考电流的电流发生器。

20.根据权利要求19所述的方法，还包括：

由所述VCO电路的电容从所述电流发生器接收所述参考电流；以及

由所述电容接收所述比较信号，

其中晶体管被耦合到所述电容，使得所述晶体管的控制节点接收所述时钟信号，并且使得耦合在所述电容的两个节点之间的所述晶体管的电流路径响应于所述时钟信号分别具有第一值和第二值而选择性地导通和不导通，以及