TWI400868B - Dc至dc降壓升壓電壓轉換器及由其執行之方法 - Google Patents

Description

DC至DC降壓升壓電壓轉換器及由其執行之方法

本發明係關於DC-DC電壓轉換器且特定而言係關於一種使用平均電流模式控制之降壓升壓轉換器。

一降壓升壓電壓轉換器接收一未調節輸入電壓且產生一增加或降低之經調節輸出電壓，其中藉由一回饋電路中之組件值設定目標輸出電壓。與本發明人相關之降壓升壓轉換器係脈寬調製(PWM)轉換器，其中降壓或升壓模式電晶體開關之切換工作循環控制該輸出電壓。切換致使穿過一平滑電感器之電流隨著該電感器充電及放電而斜升及斜降。

一電壓模式轉換器藉由施加該輸出電壓之一小部分至一誤差放大器之一第一輸入來調節該輸出電壓，其中該誤差放大器之第二輸入耦合至一固定參考電壓。然後將該誤差放大器之輸出(誤差電壓)與一鋸齒波形進行比較以在保持該誤差放大器之兩個輸入匹配所需之一工作循環處導通及斷開轉換器開關。儘管鋸齒波頻率通常大於1 MHz，但電壓回饋迴路係一相對慢之迴路，此乃因輸出電壓經高度濾波且改變較慢。

一峰值電流模式控制轉換器將誤差電壓與直接對應於穿過電感器之瞬時電流之一變化信號進行比較。當斜升電感器電流交叉誤差電壓時，重設切換電晶體。此稱為峰值電感器電流控制。電流回饋迴路為一快迴路，此乃因在斜升達到一臨限值之後立即停止電感器之充電。此控制方法提供對暫態狀況(例如短路及過載狀況)之一極快回應。

一種較不普遍之控制方法稱為平均電流控制。在此一控制方法中，施加變化之信號(直接對應於瞬時電感器電流)及誤差電壓至一差分跨導放大器之輸入，且對該差分跨導放大器之輸出進行濾波以對該放大器之輸出大致求平均值(與電感器電流之平均值相關)。經濾波信號在本文中稱為「平均電感器電流需求信號」，其實際上並不係平均電感器電流而僅與其相關。此一濾波器可係類型II補償網路或其他適合濾波器。然後，將經濾波波形與一鋸齒波信號進行比較以控制轉換器之電晶體之切換。此一控制模式以低頻率提供增加之電流迴路增益且改良對電感器電流中之雜訊之抗擾性。此等特性在某些應用中係有益的。

在使用平均電流控制之一降壓升壓轉換器中，將平均電感器電流需求信號與一降壓鋸齒波形(具有對應於降壓切換電晶體之100%工作循環之峰值)進行比較且與一較高電壓升壓鋸齒波形(具有在降壓鋸齒波形峰值處開始之一基準電壓及對應於升壓切換電晶體之100%工作循環之一峰值)進行比較。平均電感器電流需求信號之位準自動控制轉換器係在降壓模式中抑或在升壓模式中操作並控制切換電晶體之工作循環。

在已藉由補償電路對平均電感器電流需求信號進行濾波之後，其存在某一殘留漣波。此漣波具有三個主要效應。電流迴路增益不僅相依於鋸齒波產生器斜率且亦相依於平均電感器電流漣波斜率。若關斷時間漣波斜率太大，則可產生次諧波振盪。而且，若此殘留漣波太高，則降壓升壓轉換器可在一切換循環中間於兩個模式之間跳躍。補償電路不可具有太慢之一時間常數，否則調節器將不會充分地對暫態狀況作出反應，因此傳統上必須容許某一漣波。

需要一種使用平均電流控制且不承受以上所提及缺點之降壓升壓轉換器。

本文闡述一種使用平均電流控制之降壓升壓PWM轉換器。為避免與平均電感器電流需求信號之漣波相關聯之問題，在電流回饋迴路內插入一取樣與保持電路，其通常在補償電路之後且在將平均電感器電流需求信號與降壓及升壓鋸齒波形進行比較之前。該取樣與保持電路由一時鐘(該時鐘在每一切換循環期間之一特定時間鎖定該平均電感器電流需求信號之一樣本)例如在一切換循環即將開始之前重設，且然後在下一切換循環即將開始之前再次對該平均電感器電流需求信號進行取樣。

藉由使用本發明，存在暫態回應之最小損失，迴路之增益獨立於漣波之斜率，迴路較容易在寬頻寬及輸入與輸出電壓上穩定，不會因電感器關斷時間斜率太大而導致次諧波振盪，且該轉換器在一切換循環期間無法切換模式。

圖1圖解說明併入有本發明之一PWM降壓升壓轉換器10。施加一未調節輸入電壓Vin至一輸入12且藉由一輸入電容器Cin對該輸入電壓進行濾波。

在降壓模式中，為給電感器L1充電，接通一PMOS電晶體Q1，關斷一NMOS電晶體Q2，一PMOS電晶體Q3保持接通，且一NMOS電晶體Q4保持關斷。然後穿過電感器L1之電流斜升。

大輸出電容器Cout對斜升電感器電流進行濾波以跨越由電阻負載Rload表示之任一負載形成一相當穩定之經調節輸出電壓Vout。目標輸出電壓Vout藉由一分壓器中之電阻器R1及R2之值來設定，使得當輸出電壓Vout為目標電壓時，經分割電壓等於約1.25 v之參考電壓Vref。

施加Vref及經分割電壓至作為慢電壓迴路一部分之一操作跨導放大器(OTA)14之輸入。OTA 14之輸出連接至一積分濾波器，但亦可使用任一補償網路，例如經典類型II補償電路(圖3中所示)。在圖1中，該濾波器包括一電容器C1，該電容器與一RC濾波器並聯連接至接地，該RC濾波器由串聯之一電阻器Rv及一電容器C2組成。該濾波器之輸出將係一誤差電壓，其位準確定該轉換器所需求用以維持經調節輸出電壓之電流。OTA 16之輸出(由補償網路Ri、C4及C3(稍後詳細闡述)進行補償)控制降壓或升壓切換電晶體之工作循環。對於低於輸入電壓Vin之一目標輸出電壓(假設無損失)，誤差電壓位準控制降壓模式電晶體之工作循環。對於高於輸入電壓Vin之一目標輸出電壓，誤差電壓位準超過對應於降壓模式之100%工作循環之彼位準，且誤差電壓位準致使升壓模式電晶體在對應工作循環處切換以達成目標輸出電壓。

OTA 14與濾波器之組合稱為一誤差放大器，其中該濾波器可係任一類型之適合濾波器。

施加誤差電壓至電流回饋迴路中之一OTA 16之一個輸入。在降壓模式中，電晶體Q3始終接通。電晶體Q3可包含一小感測電晶體單元，其傳導電感器電流之一小部分，但熟習此項技術者可考量其他電流感測方法，例如感測跨越一串聯電阻器之電壓或對電感器電壓進行積分或在其他電晶體中之一者中使用一感測裝置。透過一電流感測電阻器Rs施加彼小部分至接地。在降壓模式中，在電感器L1由於電晶體Q1接通而正充電時，施加跨越電阻器Rs之斜升電壓至OTA 16之另一輸入。OTA 14及16為差分跨導放大器，但可使用任一適合濾波網路(例如圖3之經典類型II補償網路)。

一低通濾波器(其可具有類似於電壓迴路之組態之一組態)連接至OTA 16之輸出。該濾波器包括一電容器C3、電阻器Ri及電容器C4。由於施加至各別OTA之不同信號，組件值將不同於電壓迴路濾波器之彼等組件值。熟習此項技術者知曉選擇濾波器之組件值以達成所需之滾降、增益對頻率、零點和極點。用於設計此等濾波器之指南係諸多論文和專著之主題。

OTA 16偵測相當穩定之誤差電壓(來自誤差放大器)與高頻斜升電感器電流之間的差，且將有效地產生追蹤斜升電感器電流之一信號。OTA 16之輸出處之濾波器使輸出平滑以產生一平均電感器電流需求信號。選擇電流感測電阻器Rs之值以致使斜升電壓處於正確操作之一適合範圍內。

在該濾波器之輸出處產生之平均電感器電流需求信號將具有處於切換頻率下之漣波。如先前所闡述，該漣波之特性影響轉換器10之效能且可導致不穩定性。

為避免該漣波之此等不利影響，在平均電感器電流需求信號與雙斜坡調變器22之間插入一取樣與保持(S&H)電路20。圖1中之S&H電路20包括一電晶體開關24(例如，NMOS電晶體)，其藉由一時鐘28(圖2)以雙斜坡調變器22之頻率導通及斷開。在循環開始時，電晶體開關24將漣波平均電感器電流輸入信號連接至一電容器26(圖2)，以便將電容器26設定(取樣)為輸入信號位準。然後，開關24斷開以保持所取樣之位準直至開關24再次閉合。圖2圖解說明一種類型之S&H電路20之更多細節，其中在循環開始時時鐘28致使一單觸發電路30閉合開關24達一短暫預設時間。可在電容器26與S&H電路20之輸出之間使用一緩衝器32。此僅為一取樣與保持電路之一個實施例，且可構想其他實施例。

轉回參照圖1，使用穩定之所保持電壓來選擇降壓或升壓操作模式且設定工作循環。雙斜坡調變器22產生兩個偏移鋸齒波形，其在圖2中顯示為由一鋸齒波產生器33產生。鋸齒波產生器33可藉由在每一切換循環開始時施加一固定電流源至一電容器且重設該電容器來產生該等波形。然後使用一DC偏移將升壓及降壓鋸齒波形位準移位至所需位準。

若所保持之平均電感器電流需求信號低於模式臨限位準(圖2)，則該信號將在某一時間交叉降壓鋸齒波形。在一切換循環開始時，降壓模式充電電晶體Q1導通，且當鋸齒波形交叉所保持之信號時，電晶體Q1斷開且電晶體Q2導通以使電感器L1放電。圖2圖解說明PWM降壓比較器34，其將降壓鋸齒波形與所保持之電壓進行比較。以此方式，所保持之信號控制工作循環使得OTA 14之輸入處之經分割回饋電壓與參考電壓大致匹配且達成電壓調節。在降壓模式期間，升壓模式電晶體Q3保持接通而電晶體Q4保持關斷。

若所保持之電壓高於模式臨限值，則升壓鋸齒波形將交叉所保持之電壓。在升壓切換循環開始時，電晶體Q4接通以使電感器L1充電。電晶體Q4包含一小感測電晶體單元，其傳導電感器電流之一小部分。在切換循環之充電部分期間，藉由電流感測電阻器Rs施加彼小部分至接地。如先前所提及，在升壓模式期間進行電流感測之其他實施例係可能的。升壓鋸齒波形之交叉斷開電晶體Q4且導通電晶體Q3以使電感器L1放電至輸出電容器Cout及負載中。由電晶體Q3傳導之電流之一小部分傳導穿過電流感測電阻器Rs。如先前所闡述，施加斜升電感器電流波形及誤差信號至OTA 16，然後對OTA 16輸出進行濾波並由S&H電路20對該輸出進行取樣與保持。圖2圖解說明PWM升壓比較器36，其將升壓鋸齒波形與所保持之電壓進行比較。以此方式，所保持之信號控制升壓電晶體之工作循環使得OTA 14之輸入處之經分割回饋電壓與參考電壓大致匹配且達成電壓調節。在升壓模式期間，降壓模式電晶體Q1保持接通而電晶體Q2保持關斷。

藉由使用S&H電路20來使平均電感器電流需求信號穩定，存在暫態回應之最小損失，此乃因轉換器10仍在一時鐘循環內作出反應，電流迴路之增益獨立於平均電感器電流漣波之斜率，電流迴路及電壓迴路較容易在一寬頻寬及輸入和輸出電壓上穩定，不會因電感器關斷時間斜率太大而導致次諧波振盪，且轉換器10在一切換循環期間無法切換模式，此乃因所保持之信號將在整個循環內保持高於或低於模式臨限值。可使用任一適合S&H電路20。

藉由將S&H電路20置於該濾波器之後，施加至OTA 16之電壓誤差信號之任一漣波將不會在雙斜坡調變器之輸入處產生漣波。

儘管S&H電路20稍微減小電流迴路之頻寬，但此減小係在較高頻率下發生，因此實際影響係最小的。切換頻率通常將在1 MHz至10 MHz之間。

圖3圖解說明一經典類型II濾波器，其可用來替代利用圖1及2中所示之OTA 14及16之積分濾波器。亦可使用習用類型I及類型III濾波器。

亦可使用其他類型之濾波器。

可用二極體來替換充當同步整流器之電晶體Q2及Q3。

在詳細闡述本發明之後，熟習此項技術者將瞭解，在給出本發明之情況下，可對本發明作出各種修改，此並不背離本文中所闡述之精神及發明概念。因此，並非意欲將本發明之範疇限制於所圖解說明及所闡述之具體實施例。

10．．．PWM降壓升壓轉換器

12．．．輸入

14．．．操作跨導放大器(OTA)

16．．．操作跨導放大器(OTA)

20．．．取樣與保持(S&H)電路

22．．．雙斜坡調變器

24．．．電晶體開關

26．．．電容器

28．．．時鐘

30．．．單觸發電路

32．．．緩衝器

33．．．鋸齒波產生器

34．．．PWM降壓比較器

36．．．PWM升壓比較器

C1．．．電容器

C2．．．電容器

C3．．．電容器

C4．．．電容器

Cin．．．輸入電容器

Cout．．．大輸出電容器

L1．．．電感器

Q1．．．PMOS電晶體

Q2．．．NMOS電晶體

Q3．．．PMOS電晶體

Q4．．．NMOS電晶體

OTA．．．操作跨導放大器

R1．．．電阻器

R2．．．電阻器

Ri．．．補償網路

Rload．．．由電阻負載

Rs．．．電流感測電阻器

Rv．．．電阻器

Vin．．．未調節輸入電壓

Vout．．．輸出電壓

Vref．．．參考電壓

圖1係根據本發明一個實施例之一PWM降壓升壓轉換器之一簡化示意圖。

圖2圖解說明將降壓及升壓鋸齒波形與樣本及所保持之平均電感器電流需求信號進行比較以設定轉換器切換電晶體之模式及工作循環。

圖3圖解說明可用於建立一平均電感器電流需求信號之一習用類型II補償電路之一實例。

各個圖中以相同編號標記之元件可相同。

10．．．PWM降壓升壓轉換器

12．．．輸入

14．．．操作跨導放大器(OTA)

16．．．操作跨導放大器(OTA)

20．．．取樣與保持(S&H)電路

22．．．雙斜坡調變器

24．．．電晶體開關

C1．．．電容器

C2．．．電容器

C3．．．電容器

C4．．．電容器

Cin．．．輸入電容器

Cout．．．大輸出電容器

L1．．．電感器

Q1．．．PMOS電晶體

Q2．．．NMOS電晶體

Q3．．．PMOS電晶體

Q4．．．NMOS電晶體

R1．．．電阻器

R2．．．電阻器

Ri．．．補償網路

Rload．．．由電阻負載

Rs．．．電流感測電阻器

Rv．．．電阻器

Vin．．．未調節輸入電壓

Vout．．．輸出電壓

Vref．．．參考電壓

Claims (14)

1. 一種DC至DC降壓升壓電壓轉換器，其包括：一降壓切換電路，其包括耦合在一輸入電壓與一電感器之一第一端之間的至少一個降壓切換電晶體，該降壓切換電路經耦合以在該轉換器之一降壓模式期間使該電感器充電及放電；一升壓切換電路，其包括連接在該電感器之一第二端與接地之間的至少一個升壓切換電晶體，該升壓切換電路經耦合以在該轉換器之一升壓模式期間使該電感器充電及放電；一輸出電容器，其經耦合以使穿過該電感器之一電流平滑；一輸出電壓端子，其耦合至該輸出電容器以用於將一經調節電壓提供至一負載；一誤差放大器，其經連接以接收與該經調節電壓成比例之一電壓且輸出一誤差信號；一差分跨導放大器，其具有連接至該誤差信號之一第一輸入及經連接以接收對應於一瞬時電感器電流之一信號之一第二輸入；一低通濾波器，其對該差分跨導放大器之一輸出進行濾波，該低通濾波器之一輸出提供一漣波電壓，該漣波電壓具有藉由該誤差信號設定之一平均位準；一取樣與保持電路，其連接至該低通濾波器之一輸出，該取樣與保持電路包括一時鐘及一儲存裝置，且在每一切換循環期間之特定時間對該低通濾波器之一輸出進行取樣且輸出一所保持之經取樣電壓直至一下一取樣時間為止；及一調變器，其將該所保持之經取樣電壓與一降壓鋸齒波形及與一升壓鋸齒波形進行比較，其中相依於該所保持之經取樣電壓之一量值，該所保持之經取樣電壓被該降壓鋸齒波形或升壓鋸齒波形交叉之次數控制該至少一個降壓切換電晶體或該至少一個升壓切換電晶體之一切換工作循環，以產生該經調節電壓。
2. 如請求項1之轉換器，其中該時鐘亦控制一鋸齒波產生器，該鋸齒波產生器產生該降壓鋸齒波形及該升壓鋸齒波形，使得該電壓經保持以持續該降壓鋸齒波形及該升壓鋸齒波形之斜升之至少一部分。
3. 如請求項1之轉換器，其中該低通濾波器係一積分濾波器。
4. 如請求項1之轉換器，其中該低通濾波器係一類型II濾波器。
5. 如請求項1之轉換器，其中該低通濾波器係一類型I濾波器。
6. 如請求項1之轉換器，其中該低通濾波器係一類型III濾波器。
7. 如請求項1之轉換器，其中該至少一個降壓切換電晶體包括一充電降壓電晶體及一放電降壓電晶體，且該至少一個升壓切換電晶體包括一充電升壓電晶體及一放電升壓電晶體。
8. 如請求項1之轉換器，其中該儲存裝置係一電容器。
9. 一種DC至DC降壓升壓電壓轉換器，其包括：一降壓切換電路，其經耦合以在一降壓操作模式中使一電感器充電及放電；一升壓切換電路，其經耦合以在一升壓操作模式中使該電感器充電及放電；一輸出電容器，其經耦合以使穿過該電感器之一電流平滑；一輸出電壓端子，其耦合至該輸出電容器以用於將一經調節電壓提供至一負載；一誤差放大器，其經連接以接收與該經調節電壓成比例之一電壓且輸出一誤差信號；一平均電路，其經連接以接收該誤差信號及對應於一瞬時電感器電流之一信號，該平均電路經組態以用於產生與電感器電流相關且具有藉由該誤差信號設定之一平均位準之一經濾波漣波電壓；一取樣與保持電路，其經連接以在該降壓切換電路或該升壓切換電路之每一切換循環期間之一特定時間對該經濾波之漣波電壓進行取樣與保持，該取樣與保持電路經控制以輸出一大致恆定之所保持之經取樣電壓直至一下一取樣時間為止；及一調變器，其將該所保持之經取樣電壓與一降壓鋸齒波形且與一升壓鋸齒波形進行比較，其中相依於該所保持之經取樣電壓之一量值，該所保持之經取樣電壓被該降壓鋸齒波形或升壓鋸齒波形交叉之次數控制該降壓切換電路或該升壓切換電路之一切換工作循環，以產生該經調節電壓。
10. 如請求項9之轉換器，其中該平均電路包括經連接以接收該誤差信號及對應於該瞬時電感器電流之該信號之一差分跨導放大器以及連接至該差分跨導放大器之一輸出之一低通濾波器。
11. 一種由一DC至DC降壓升壓電壓轉換器執行之方法，其包括：偵測該轉換器之一經調節輸出電壓；藉由將該輸出電壓之一小部分與一參考電壓進行比較來產生一誤差信號；產生對應於穿過一電感器之一瞬時電流之一信號；施加該誤差信號及對應於穿過該電感器之該瞬時電流之該信號至一差分跨導放大器之輸入；對該差分跨導放大器之一輸出進行濾波以產生具有藉由該誤差信號設定之一平均位準之一經濾波漣波電壓；在該轉換器之每一切換循環期間之一特定時間對該漣波電壓進行取樣且在該切換循環之一整個剩餘部分期間將該經取樣電壓保持為一大致恆定之所保持電壓；及將該所保持電壓與一降壓鋸齒波形且與一升壓鋸齒波形進行比較，其中相依於該所保持電壓之一量值，該所保持之經取樣電壓被該降壓鋸齒波形或升壓鋸齒波形交叉之次數控制至少一個降壓切換電晶體或至少一個升壓切換電晶體之一切換工作循環，以產生該經調節輸出電壓。
12. 如請求項11之方法，其中在該轉換器之每一切換循環期間之一特定時間對該漣波電壓進行取樣且保持該經取樣電壓包括：藉由控制一開關之一時鐘將該經濾波漣波電壓暫時耦合至一儲存裝置；該方法進一步包括：藉由使用該時鐘來產生該降壓鋸齒波形及該升壓鋸齒波形，以使得該取樣與該降壓鋸齒波形及該升壓鋸齒波形同步。
13. 如請求項11之方法，其中對該差分跨導放大器之一輸出進行濾波包括使用一類型I、II或III網路中之一者對該輸出進行低通濾波。
14. 如請求項11之方法，其中該至少一個降壓切換電晶體包括一充電降壓電晶體及一放電降壓電晶體，且該至少一個升壓切換電晶體包括一充電升壓電晶體及一放電升壓電晶體。