CN114825911A - 多相混合转换器 - Google Patents

多相混合转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN114825911A
CN114825911A CN202210025037.4A CN202210025037A CN114825911A CN 114825911 A CN114825911 A CN 114825911A CN 202210025037 A CN202210025037 A CN 202210025037A CN 114825911 A CN114825911 A CN 114825911A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
switching
switching element
converter
capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210025037.4A
Other languages
English (en)
Inventor
O·钟
刘亚
严颖怡
张劲东
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Analog Devices Inc
Original Assignee
Analog Devices Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US17/152,065 external-priority patent/US11594956B2/en
Priority claimed from US17/375,830 external-priority patent/US11601049B2/en
Application filed by Analog Devices Inc filed Critical Analog Devices Inc
Publication of CN114825911A publication Critical patent/CN114825911A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H02M3/072—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps adapted to generate an output voltage whose value is lower than the input voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4837—Flying capacitor converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本公开涉及多相混合转换器。描述了一种使用切换电容器技术的多相混合DC‑DC转换器。多相混合转换器可以减少转换器的电感器上的伏秒，从而可以减小电感器的尺寸。此外，多相混合转换器可以利用电感器作为电流源来对飞跨电容器进行充电和放电，这可以减小中间电容器的尺寸并增加溶液密度。由于充电和放电动作由电感器执行，多相混合转换器可以消除电容器至电容器的电荷转移。因此，多相混合转换器不需要高电容来实现高效操作，其可进一步提高溶液密度。

Description

多相混合转换器
优先权要求
本申请为Owen Jong等人于2021年1月19日提交的美国专利申请第17/152,065号(名称为“双相混合转换器(DUAL-PHASE HYBRID CONVERTER)”)的延续部分，以上专利申请的全部内容通过引用并入本文。
技术领域
本公开大体关于但不限于功率转换器电路。
背景技术
混合功率转换器电路为电源设计提供了有效的功率解决方案。混合功率转换器电路为一种基于切换电容器转换器和基于电感器的转换器提供直流至直流(DC-DC)电压转换的功率转换器。混合功率转换器包含一个或多个开关元件(例如，一个或多个晶体管)和无功元件(例如，电容器和电感器)，其与开关元件的周期性开关相结合，提供DC输出电压。
发明内容
本公开描述了一种使用切换电容器技术的多相混合DC-DC转换器电路拓扑，包括双相混合DC-DC转换器电路和N相混合DC-DC转换器电路(在本公开中也称为“混合转换器”)。本公开的多相混合转换器可以减少转换器的电感器上的伏秒，从而可以减小电感器的尺寸。此外，多相混合转换器可以利用电感器作为电流源来对飞跨电容器进行充电和放电(类似于理想的无损电荷转移)，这可以减小中间电容器的尺寸并增加溶液密度。由于充电和放电动作由电感器执行，本公开的多相混合转换器可以消除电容器至电容器的电荷转移。因此，多相混合转换器不需要高电容来实现高效操作，其可进一步提高溶液密度。最后，通过使用本发明的闸极驱动技术，多相混合转换器相比其他方法可以更高的占空比工作。
在一些方面中，本公开涉及一种多相混合转换器，包含：第一切换电容器电路，包括第一开关元件、第二开关元件和第一电容器；第一开关转换器电路，包括第三开关元件、第四开关元件和第一电感器，其中第二开关元件与第三开关元件耦合；第二切换电容器电路，包括第五开关元件、第六开关元件和第二电容器；第二开关转换器电路，包括第七开关元件、第八开关元件和第二电感器，其中第六开关元件与第七开关元件耦合；以及控制电路，用于使用第一定时相控制第一开关转换器电路的操作，并使用第二定时相控制第二开关转换器电路的操作，其中第一电容器在第一切换电容器电路与第二开关转换器电路之间交叉耦合。
在一些方面中，本公开涉及一种操作多相混合转换器的方法，所述方法包括以下步骤：产生互补第一控制信号以接通和断开第一开关转换器电路的开关元件，其中第一定时相包括互补第一控制信号；产生互补第二控制信号以接通和断开第二开关转换器电路的开关元件，其中第二定时相包括互补第二控制信号；使用互补第一控制信号之一和互补第二控制信号之一生成第三控制信号，以接通和断开第一切换电容器电路和第二切换电容器电路的开关元件；根据具有开关频率和占空比的开关周期，应用互补第一控制信号、互补第二控制信号和第三控制信号，开关周期包括第一定时相和第二定时相；通过第一开关转换器电路、第二开关转换器电路、第一切换电容器电路和第二切换电容器电路，向包括至少一个电容器和至少一个电感器的至少一个LC电路产生一系列脉冲；调整开关信号的占空比，以调整系列脉冲，以设置输出电容器上的输出电压；以及在输出电容器上提供输出电压，作为多相混合转换器的输出电压。
在一些方面中，本公开涉及一种多相混合转换器，包含：第一切换电容器电路，包括第一开关元件、第二开关元件和第一电容器；第一开关转换器电路，包括第三开关元件、第四开关元件和第一电感器，其中第二开关元件与第三开关元件耦合；第二切换电容器电路，包括第五开关元件、第六开关元件和第二电容器；第二开关转换器电路，包括第七开关元件、第八开关元件和第二电感器，其中第六开关元件与第七开关元件耦合；以及控制电路，用于使用第一定时相控制第一开关转换器电路的操作，以及使用第二定时相控制第二开关转换器电路的操作，所述控制电路用以进行以下步骤：产生互补第一控制信号，以接通和断开第一开关转换器电路的开关元件；产生互补第二控制信号，以接通和断开第二开关转换器电路的开关元件；以及使用互补第一控制信号之一和互补第二控制信号之一生成第三控制信号，以接通和断开第一切换电容器电路和第二切换电容器电路的开关元件。
附图说明
在附图中，不一定按比例绘制，相似的元件符号可以在不同的视图中描述相似的部件。具有不同字母后缀的元件符号可以表示相似部件的不同例子。附图通过举例而非限制地，一般示出了本文档中论述的各种实施例。
图1为双相混合转换器的实例的示意图。
图2为用于图1的双相混合转换器的控制逻辑电路系统的实例的示意图。
图3为图1中双相混合转换器的控制信号的时序图的实例。
图4为图1中双相混合转换器的控制信号的时序图的另一实例。
图5A为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第一操作相的实例的示意图。
图5B为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第二操作相的实例的示意图。
图5C为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第三操作相的实例的示意图。
图6A为占空比大于50％的图1的双相混合转换器的第一操作相的实例的示意图。
图6B为占空比大于50％的图1的双相混合转换器的第二操作相的实例的示意图。
图6C为占空比大于50％的图1的双相混合转换器的第三操作相的实例的示意图。
图7为双相混合转换器的另一实例的示意图。
图8为双相混合转换器的另一实例的示意图。
图9为双相混合转换器的另一实例的示意图。
图10为耦合作为降压转换器的图1的双相混合转换器的示意图。
图11为耦合作为升压转换器的图1的双相混合转换器的示意图。
图12A为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第一操作相的另一实例的示意图。
图12B为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第二操作相的另一实例的示意图。
图12C为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第三操作相的另一实例的示意图。
图12D为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第四操作相的另一实例的示意图。
图13为N相混合转换器的实例的示意图。
图14为N相混合转换器的另一实例的示意图。
图15为占空比小于50％的图13的N相混合转换器的控制信号的时序图的实例。
图16为占空比大于50％的图13的N相混合转换器的控制信号的时序图的另一实例。
图17为N相混合转换器系统的实例的示意图。
具体实施方式
本公开描述了一种使用切换电容器技术的多相混合DC-DC转换器电路拓扑，包括双相混合DC-DC转换器电路和N相混合DC-DC转换器电路(在本公开中也称为“混合转换器”)。本公开的多相混合转换器可以减少转换器的电感器上的伏秒，从而可以减小电感器的尺寸。此外，多相混合转换器可以利用电感器作为电流源来对飞跨电容器进行充电和放电(类似于理想的无损电荷转移)，这可以减小中间电容器的尺寸并增加溶液密度。由于充电和放电动作由电感器执行，本公开的多相混合转换器可以消除电容器至电容器的电荷转移。因此，多相混合转换器不需要高电容来实现高效操作，其可进一步提高溶液密度。最后，通过使用本发明的闸极驱动技术，多相混合转换器相比其他方法可以更高的占空比工作。
本公开中使用的术语“转换器”包括但不限于“调节器”、“DC调节器”、“电压调节器”、“DC电压调节器”、“DC-DC转换器”、“DC转换器”和“转换器”中的任何一个或其任何组合，并且包括但不限于这些术语中任何一个或多个的简单含义。
多相混合转换器可以包含双相混合转换器以及N相混合转换器两者。下面参照图1至图12D描述双相混合转换器的各种实例，并且下面参照图13至图17描述N相混合转换器的各种实例。
图1为双相混合转换器100的实例的示意图。双相混合转换器100可以包括前半功率级P1，所述前半功率级P1包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3、第四开关元件Q4、第一电感器L1和第一切换电容器Cfly1(在本公开中也称为飞跨电容器)。双相混合转换器100可以进一步包括后半功率级P2，所述后半功率级P2包括第五开关元件Q5、第六开关元件Q6、第七开关元件Q7、第八开关元件Q8、第二电感器L2和第二切换电容器Cfly2(在本公开中也称为飞跨电容器)。图1的开关元件可以为晶体管，例如功率晶体管。
在图1所示的实例中，第一开关元件Q1和第二开关元件Q2在输入电压VIN与第一中间节点MID1之间串联连接。第五开关元件Q5和第六开关元件Q6在输入电压VIN与第二中间节点MID2之间串联连接。
双相混合转换器100可以使用至少一个切换电容器电路和至少一个开关转换器电路来提供调节，因此为一种混合转换器。例如，前半功率级P1可以包括第一切换转换器电路和第一开关转换器电路。第一切换转换器电路可以包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2和第一飞跨电容器Cfly1，以及包括第三开关元件Q3、第四开关元件Q4和第一电感器L1的第一开关转换器电路。如图1所示，第二开关元件Q2与第三开关元件Q3串联耦合。
类似地，后半功率级P2可以包括第二切换转换器电路和第二开关转换器电路。第二切换转换器电路可以包括第五开关元件Q5、第六开关元件Q6和第二飞跨电容器Cfly2，以及包括第七开关元件Q7、第八开关元件Q8和第二电感器L2的第二开关转换器电路。第六开关元件Q6与第七开关元件Q7串联耦合。
如图1所示，双相混合转换器100的飞跨电容器Cfly1与Cfly2交叉耦合。更特定而言，第一飞跨电容器(Cfly1)可以连接在第二切换电容器电路与第一开关转换器电路之间，并且第二飞跨电容器Cfly2可以连接在第一切换电容器电路与第二开关转换器电路之间。
双相混合转换器100可以从输入端子接收输入电压VIN，并向连接到输出电容器COUT的输出端子提供输出电压VO。在一些实例中，双相混合转换器100的输出端子可以耦合到任何期望负载。双相混合转换器100可以在占空比“D”下工作，所述占空比“D”相对于2VO/VIN(占空比＝D＝2VO/VIN)的比率而变化。
控制电路102可以将控制信号输出到双相混合转换器100的开关元件的相应控制节点，诸如输出到晶体管的闸极端子。控制电路102可以包括逻辑电路系统以生成控制信号A、A’、B、B’、C和D。例如，控制信号可为方波信号。在一些实例中，控制电路102可以控制控制信号的频率和占空比。
在一些实例中，控制电路102可包括脉宽调制(PWM)控制器，其生成PWM信号到功率级P1、P2以根据开关频率和/或占空比接通或断开开关元件Q1～Q8。控制电路102可以包括输入/输出(I/O)接口，并且可以例如通过I/O接口用开关频率和/或占空比来编程(例如，在转换器启动之前)。
如图1所示，第一至第八开关元件Q1～Q8由控制信号A、A’、B、B’、C和D控制，其中A’为A的互补控制信号，并且B’为B的互补控制信号。因为图1所示的实例使用n型晶体管(诸如n型场效晶体管)实施开关元件，当给定控制信号为高时，相应的开关元件接通。然而，使用p型晶体管、n型和p型晶体管和/或其他类型开关的实施方式也为可能的。
关于图2示出并描述了用于生成控制信号C和D的逻辑电路系统的实例。控制信号D可以使用第一AND闸极104通过(B AND A’)生成，并且控制信号C可以使用第二AND闸极106通过(A AND B’)生成。
如下面详细描述的，控制电路102可以使用第一定时相
Figure BDA0003461738920000061
控制第一开关转换器电路(Q3、Q4、L1)的操作，并且使用第二定时相
Figure BDA0003461738920000062
控制第二开关转换器电路(Q7、Q8、L2)的操作。因此，图1的混合转换器100为“双相”混合转换器。
在一些实例中，双相混合转换器电路100可以包括耦合在第二开关元件Q2和第三开关元件Q3之间的第一节点MID1与参考电压节点(诸如接地节点)之间的第一电容器Cmid1。类似地，双相混合转换器电路100可以包括耦合在第六开关元件Q6和第七开关元件Q7之间的第二节点MID2与参考电压节点之间的第二电容器Cmid2。
包括第一电容器Cmid1和第二电容器Cmid2可能有利。例如，电容器Cmid1、Cmid2可以减少设计中长热回路的寄生电感。缩短热回路并减少寄生电感也可以减少高频振铃。此外，包括电容器Cmid1、Cmid2可确保开关元件Q2、Q3、Q6和Q7的电压应力为Vin/2。
如上所述，飞跨电容器Cfly1和Cfly2可以交叉耦合。通过交叉耦合飞跨电容器，不需要在两个功率级P1、P2之间共享电压。即，第二开关元件Q2与第三开关元件Q3之间的第一节点MID1和第六开关元件Q6与第七开关元件Q7之间的第二节点MID2不需要连接。通过消除连接，可以提高双相混合转换器100的效率，因为在两个功率级P1、P2之间没有DC电流来回流动。
图2为用于图1的双相混合转换器的控制逻辑电路系统的实例的示意图。如图2的实例所示，控制信号C可以使用第一AND闸极104通过(A’AND B)生成，并且控制信号D可以使用第二AND闸极106通过(A AND B’)生成。
以这种方式，图2的控制逻辑电路系统可以使用互补第一控制信号(A’)之一和一个互补第二控制信号(B)之一生成第三控制信号(C)。控制信号C可以控制第二切换电容器电路(Q5、Q6、Cfly1)的操作。
类似地，图2的控制逻辑电路系统可以使用互补第一控制信号(A)中的另一个和互补第二控制信号(B’)中的另一个生成另一第三控制信号(D)。控制信号D可以控制第一切换电容器电路(Q1、Q2、Cfly2)的操作。
在一些实例中，第一和第二AND闸极104、106可以形成图1的控制电路102的一部分。
图3为占空比小于50％的图1中双相混合转换器的控制信号的时序图的实例。开关周期为TSW，并包括
Figure BDA0003461738920000063
和
Figure BDA0003461738920000064
其中D为占空比，*表示乘法的数学运算。时间(1-D*TSW)可以表示第一定时相
Figure BDA00034617389200000712
(显示为互补控制信号B，B’)，并且时间D*TSW可以表示第二定时相
Figure BDA0003461738920000071
(显示为控制信号互补A，A’)。如图3的实例中所示，第一定时相
Figure BDA0003461738920000072
(具体地控制信号B)和第二定时相
Figure BDA0003461738920000073
(具体地控制信号A)彼此不重叠。控制电路，诸如图1的控制电路102，可以根据具有开关频率和占空比的开关周期生成第一和第二定时相，其中占空比小于50％。
在一些非限制性实例中，控制信号A和B可以为180度的异相，诸如通过在开关周期的一半处设置A控制信号的逻辑高的上升沿和B控制信号的逻辑高的上升沿之间的时间，或TSW/2。
图4为占空比大于50％的图1中双相混合转换器的控制信号的时序图的另一实例。开关周期为TSW，并包括
Figure BDA0003461738920000074
和
Figure BDA0003461738920000075
其中D为占空比，*表示乘法的数学运算。时间(1-D*TSW)可以表示第一定时相
Figure BDA0003461738920000076
(显示为互补控制信号B，B’)，并且时间D*TSW可以表示第二定时相
Figure BDA0003461738920000077
(显示为互补控制信号A，A’)。如图4的实例中所示，第一定时相
Figure BDA0003461738920000078
(具体地控制信号B)和第二定时相
Figure BDA0003461738920000079
(具体地控制信号A)可以彼此重叠。控制电路，诸如图1的控制电路102，可以根据具有开关频率和占空比的开关周期生成第一和第二定时相，其中占空比大于50％。
控制电路，诸如图1的控制电路102，可以生成诸如图3或图4所示的控制信号，并根据具有开关频率和占空比的开关周期，应用互补第一控制信号、互补第二控制信号和互补第三控制信号，其中开关周期包括第一定时相
Figure BDA00034617389200000710
和第二定时相
Figure BDA00034617389200000711
作为响应，第一开关转换器电路、第二开关转换器电路、第一切换电容器电路和第二切换电容器电路可以向至少一个LC电路生成一系列脉冲，所述LC电路包括至少一个电容器，例如，图11的输出电容器COUT或输入电容器CIN，以及至少一个电感器，例如，电感器L1、L2中的至少一个。
随后，控制电路可以调整开关信号(具体地控制信号A和B)的占空比，以调整系列脉冲，从而将输出电容器上的输出电压设置为预定义且基本恒定的振幅。随后，双相混合转换器可以在输出电容器COUT上提供输出电压，作为双相混合转换器的输出电压。如果输出电容器COUT为LC电路的一部分，如图1所示，则配置为输出电压小于输入电压的降压转换器。然而，如果电容器不为LC电路的一部分，诸如图11中的输出电容器COUT，则配置为输出电压大于输入电压的升压转换器。
在一些非限制性实例中，控制信号A和B可以为180度的异相，诸如通过在开关周期的一半处设置A控制信号的逻辑高的上升沿和B控制信号的逻辑高的上升沿之间的时间，或TSW/2。
图5A为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第一操作相的实例的示意图。控制电路，诸如图1的控制电路102，可以输出各种控制信号以接通和断开图5A至图5C的各种开关元件。开关元件Q1、Q4、Q6和Q7接通，开关元件Q2、Q3、Q5和Q8断开。电容器Cfly1耦合到地，并向电感器L2供应电感器电流的一半。控制电路接通开关元件Q1，输入电压VIN对电容器Cfly2充电，并将电感器电流的另一半提供给电感器L2。电感器L1为自由转动的。此外，通过电感器L1的电流斜降，而通过电感器L2的电流斜升。在图5A的第一操作相中，第一定时相
Figure BDA0003461738920000081
由(1-D*TSW)表示，第二定时相
Figure BDA0003461738920000082
由D*TSW表示。
图5B为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第二操作相的实例的示意图。开关元件Q4和Q8接通，开关元件Q1～Q3和Q5～Q7断开。电感器L1和电感器L2均为自由转动的。在图5B的第二操作相中，第一定时相
Figure BDA0003461738920000083
由(1-D*TSW)表示，第二定时相
Figure BDA0003461738920000084
也由(1-D*TSW)表示。
图5C为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第三操作相的实例的示意图。开关元件Q2、Q3、Q5和Q8接通，开关元件Q1、Q4、Q6和Q7断开。电容器Cfly2耦合到地，并向电感器L1供应电感器电流的一半。控制电路接通开关元件Q5，输入电压VIN对电容器Cfly1充电，并将电感器电流的另一半提供给电感器L1。电感器L2为自由转动的。在图5C的第三操作相中，第一定时相
Figure BDA0003461738920000085
由D*TSW表示，第二定时相
Figure BDA0003461738920000086
由(1-D*TSW)表示。
一旦第三操作相完成，操作循环就回到图5B的第二操作相，随后回到图5A的第一操作相，在这里操作再次开始。在操作期间，开关元件Q7跟随开关元件Q1，开关元件Q2跟随开关元件Q8，开关元件Q3跟随开关元件Q5，并且开关元件Q6跟随开关元件Q4。两个飞跨电容器均通过电感器进行充电和放电。
图12A至图12D描绘了占空比小于50％的图1的双相混合转换器的替代实例操作相，如下详述。
图6A为占空比大于50％的图1的双相混合转换器的第一操作相的实例的示意图。控制电路，诸如图1的控制电路102，可以输出各种控制信号以接通和断开图6A至图6C的各种开关元件。开关元件Q1、Q4、Q6和Q7接通，开关元件Q2、Q3、Q5和Q8断开。图6A中的操作类似于图5A中的操作。电容器Cfly1耦合到地，并向电感器L2供应电感器电流的一半。控制电路接通开关元件Q1，输入电压VIN对电容器Cfly2充电，并将电感器电流的另一半提供给电感器L2。电感器L1为自由转动的。在图6A的第一操作相中，第一定时相
Figure BDA0003461738920000091
由(1-D*TSW)表示，第二定时相
Figure BDA0003461738920000092
由D*TSW表示。
图6B为占空比大于50％的图1的双相混合转换器的第二操作相的实例的示意图。控制电路，诸如图1的控制电路102，可以同时接通开关元件Q1、Q5。为了防止任何交叉传导，控制电路可以断开开关元件Q2、Q6。在一些实例中，开关元件Q3、Q7可以接通，如图6B所示。在其他实例中，开关元件Q3、Q7可以断开。
当开关元件Q1接通时，通过电容器Cfly2对电感器L2充电。类似地，当开关元件Q5接通时，通过电容器Cfly1对电感器L1充电。在图6B的第二操作相中，第一定时相
Figure BDA0003461738920000093
由D*TSW表示，第二定时相
Figure BDA0003461738920000094
也由(D*TSW)表示。因此，第一定时相
Figure BDA0003461738920000095
和第二定时相
Figure BDA0003461738920000096
重叠。
图6C为占空比大于50％的图1的双相混合转换器的第三操作相的实例的示意图。开关元件Q2、Q3、Q5和Q8接通，开关元件Q1、Q4、Q6和Q7断开。图6C中的操作类似于图5C中的操作。电容器Cfly2耦合到地，并向电感器L1供应电感器电流的一半。控制电路接通开关元件Q5，输入电压VIN对电容器Cfly1充电，并将电感器电流的另一半提供给电感器L1。电感器L2为自由转动的。在图6C的第三操作相中，第一定时相
Figure BDA0003461738920000097
由D*TSW表示，第二定时相
Figure BDA0003461738920000098
由(1-D*TSW)表示。
一旦第三操作相完成，操作循环就回到图6B的第二操作相，随后回到图6A的第一操作相，在这里操作再次开始。在操作期间，开关元件Q6跟随开关元件Q1、Q4，开关元件Q2跟随开关元件Q5、Q8。该操作可扩宽输入电压范围，从而可以允许输入电压出现更大的波动。
图7为双相混合转换器的另一实例的示意图。在一些实例中，双相混合转换器200可以包括耦合在前半功率级P1的中点节点204与后半功率级P2的中点节点206之间的网络电路202。中点节点204位于第二开关元件Q2与第三开关元件Q3之间，中点节点206位于第六开关元件Q6与第七开关元件Q7之间。
网络电路202可以包括电短路(例如，直接连接两个节点的低阻抗元件)、电阻元件、电容元件或电感元件中的至少一个。例如，网络电路202可以包括电阻器、电容器或电感器。作为另一实例，网络电路202可以包括电阻器和电容器、电阻器和电感器，或者电容器和电感器。作为另一实例，网络电路202可以包括电阻器、电容器和电感器。
如果在瞬态期间两个飞跨电容器之间存在失配，则包括网络电路可能有利。此外，如果两个飞跨电容器之间存在电压差，则网络电路可以与之匹配。
图8为双相混合转换器的另一实例的示意图。图8的双相混合转换器300的电感器L1和L2可以为耦合电感器，而不像图1中为单独的电感器。使用耦合电感器可以实现更小的尺寸和更高的效率。
图9为双相混合转换器的另一实例的示意图。图8的双相混合转换器300的电感器L1和L2可以为变压器，而不像图1中为单独的电感器。此外，双相混合转换器300可以包括耦合在由L1和L2形成的变压器与输出电容器COUT之间的小电感器L3。使用变压器可以实现更小的尺寸和更高的效率。
图10为耦合作为降压转换器的图1的双相混合转换器的示意图。图10的双相混合转换器500可以在第一开关元件Q1与第五开关元件Q5之间的节点处接收输入电压VIN，并生成输出电压VOUT，其小于第一电感器L1与第二电感器L2之间的节点处的输入电压。
图11为耦合作为升压转换器的图1的双相混合转换器的示意图。图10的双相混合转换器600可以在第一电感器L1与第二电感器L2之间的节点处接收输入电压VIN，并生成输出电压VOUT，其大于第一开关元件Q1与第五开关元件Q5之间的节点处的输入电压。
图12A为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第一操作相的另一实例的示意图。控制电路，诸如图1的控制电路102，可以输出各种控制信号以接通和断开图5A至图5C的各种开关元件。开关元件Q1、Q4、Q6和Q7接通，开关元件Q2、Q3、Q5和Q8断开。电容器Cfly1耦合到地，并向电感器L2供应电感器电流的一半。控制电路接通开关元件Q1，输入电压VIN对电容器Cfly2充电，并将电感器电流的另一半提供给电感器L2。电感器L1为自由转动的。此外，通过电感器L1的电流斜降，而通过电感器L2的电流斜升。在图12A的第一操作相中，第一定时相
Figure BDA0003461738920000101
由(1-D*TSW)表示，第二定时相
Figure BDA0003461738920000102
由D*TSW表示。
图12B为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第二操作相的实例的示意图。开关元件Q4和Q8接通，开关元件Q1～Q3和Q5和Q7断开。开关元件Q6接通并且可以保持接通，直到开关元件Q5在图12C的第三操作相接通为止。接通开关元件Q6可以改善电容器Cfly1与电容器Cmid1、Cmid2之间的电压平衡，特别在低占空比的情况下。电感器L1和电感器L2均为自由转动的。在图12B的第二操作相中，第一定时相
Figure BDA0003461738920000103
由(1-D*TSW)表示，第二定时相
Figure BDA0003461738920000104
也由(1-D*TSW)表示。
图12C为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第三操作相的另一实例的示意图。开关元件Q2、Q3、Q5和Q8接通，开关元件Q1、Q4、Q6和Q7断开。电容器Cfly2耦合到地，并向电感器L1供应电感器电流的一半。控制电路接通开关元件Q5，输入电压VIN对电容器Cfly1充电，并将电感器电流的另一半提供给电感器L1。电感器L2为自由转动的。在图12C的第三操作相中，第一定时相
Figure BDA0003461738920000111
由D*TSW表示，第二定时相
Figure BDA0003461738920000112
由(1-D*TSW)表示。
图12D为占空比小于50％的图1的双相混合转换器的第四操作相的实例的示意图。开关元件Q4和Q8接通，开关元件Q1～Q3和Q5和Q7断开。开关元件Q2接通并且可以保持接通，直到开关元件Q1在图12A的第一操作相接通为止。接通开关元件Q2可以改善电容器Cfly2与电容器Cmid1、Cmid2之间的电压平衡，特别在低占空比的情况下。电感器L1和电感器L2均为自由转动的。在图12B的第二操作相中，第一定时相
Figure BDA0003461738920000113
由(1-D*TSW)表示，第二定时相
Figure BDA0003461738920000114
也由(1-D*TSW)表示。
一旦第四操作相完成，操作循环就回到图12A的第一操作相，在这里操作再次开始。在操作期间，开关元件Q7跟随开关元件Q1，开关元件Q2跟随开关元件Q8，开关元件Q3跟随开关元件Q5，并且开关元件Q6跟随开关元件Q4。两个飞跨电容器均通过电感器进行充电和放电。
本公开的技术不限于双相混合转换器。相反，技术可以扩展到N相混合转换器，其中N大于2。本发明人已经认识到，可以期望并联添加两个或更多个相以减少热应力并减少输入和输出波纹。
本发明人已经认识到，在一些实施方式中，与需要添加两个或更多个相的一些方法相比，期望能够一次添加一个相以增加功率输出。类似地，本发明人已经认识到，为了提高效率，可以期望一次卸下一个相，诸如在较轻的负载条件下。换言之，一个(或多个相)的操作可以在一段时间内禁用，否则操作将被启用。
N相混合转换器可包括多个可离散或耦合在共享磁芯上的电感器(“耦合电感器”)。
图13为N相混合转换器700的实例的示意图。N相混合转换器700可以包括第一相电路系统、第二相电路系统、第三相电路系统等，直至N相电路系统。
第一相电路系统可包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3、第四开关元件Q4、第一电感器L1和第一切换电容器Cfly1(在本公开中也称为飞跨电容器)。图13的开关元件可以为晶体管，例如功率晶体管。
第二相电路可包括第五开关元件Q5、第六开关元件Q6、第七开关元件Q7、第八开关元件Q8、第二电感器L2和第二切换电容器电容器Cfly2(在本公开中也称为飞跨电容器)。
N相电路可包括第九开关元件Q9、第十开关元件Q10、第十一开关元件Q11、第十二开关元件Q13、第三电感器L3和第三切换电容器电容器Cfly3(在本公开中也称为飞跨电容器)。附加相电路系统，诸如第三、第四、第五相电路系统等，可以包括在第二相电路系统和N相电路系统之间。
在图13所示的实例中，第一开关元件Q1和第二开关元件Q2在输入电压VIN与中间节点MID之间串联连接。第五开关元件Q5和第六开关元件Q6以及第九开关元件Q9和第十开关元件Q10类似地连接。
N相混合转换器700可以使用至少一个切换电容器电路和至少一个开关转换器电路来提供调节，因此为混合转换器。例如，第一相电路系统可以包括第一切换转换器电路和第一开关转换器电路。第一切换转换器电路可以包括第一开关元件Q1、第二开关元件Q2和第一飞跨电容器Cfly1，以及包括第三开关元件Q3、第四开关元件Q4和第一电感器L1的第一开关转换器电路。如图1所示，第二开关元件Q2与第三开关元件Q3串联耦合。
类似地，第二相电路系统可以包括第二切换转换器电路和第二开关转换器电路。第二切换转换器电路可以包括第五开关元件Q5、第六开关元件Q6和第二飞跨电容器Cfly2，以及包括第七开关元件Q7、第八开关元件Q8和第二电感器L2的第二开关转换器电路。第六开关元件Q6与第七开关元件Q7串联耦合。
类似地，N相电路系统可以包括第三切换转换器电路和第三开关转换器电路。第三切换转换器电路可以包括第九开关元件Q9、第十开关元件Q10和第三飞跨电容器Cfly3，以及包括第十一开关元件Q11、第十二开关元件Q12和第三电感器L2的第三开关转换器电路。第十开关元件Q10与第十一开关元件Q11串联耦合。尽管只显示了三个切换转换器电路和三个开关转换器电路，但技术可以扩展到N相。
N相混合转换器700可以从输入端子接收输入电压VIN，并向连接到输出电容器COUT的输出端子提供输出电压VO。在一些实例中，N相混合转换器700的输出端子可以耦合到任何期望负载。N相混合转换器700可以在占空比“D”下工作，所述占空比“D”相对于2VO/VIN(占空比＝D＝2VO/VIN)的比率而变化。
控制电路702可以将控制信号输出到双相混合转换器700的开关元件的相应控制节点，诸如输出到晶体管的闸极端子。例如，控制电路702可以从PWM控制电路系统接收PWM信号。例如，PWM控制电路系统可以包括脉宽调制(PWM)控制电路，诸如图17的PWM控制电路902，其生成PWM信号以根据开关频率和/或占空比接通或断开开关元件Q1～Q12。控制电路702或其他控制电路系统可以包括输入/输出(I/O)接口，并且可以例如通过I/O接口用开关频率和/或占空比来编程(例如，在转换器启动之前)。
控制电路702可在节点SW1、MID和GND处接收电压，并可包括逻辑电路系统以生成可应用于开关元件Q1～Q4的闸极的相一(第一定时相
Figure BDA0003461738920000134
)闸极驱动器控制信号A、AM、A3和AP。换言之，控制电路702可以是或包括与第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件和第四开关元件共享的闸极驱动器电路。
例如，控制电路702或一个或多个附加控制电路可以包括用于生成相二(第二定时相
Figure BDA0003461738920000135
)控制信号B、BM、B3、BP和相N控制信号C、CM、C3和CP(第N定时相
Figure BDA0003461738920000136
)的逻辑电路系统。例如，控制信号可为方波信号。在一些实例中，控制电路702可以控制控制信号的频率和占空比。
如图13所示，第一至第十二开关元件Q1～Q12由各种控制信号控制，其中AP＝A’、A3＝A、AM＝C&A’、BP＝B’、B3＝B、BM＝A&B’、CP＝C’、C3＝C并且CM＝B&C’，其中A’为A的互补控制信号，B’为B的互补控制信号，并且C’为C的互补控制信号。因为图13所示的实例使用n型晶体管(诸如n型场效晶体管)实施开关元件，当给定控制信号为高时，相应的开关元件接通。然而，使用p型晶体管、n型和p型晶体管和/或其他类型开关的实施方式也为可能的。
如下面详细描述的，控制电路702可以使用第一定时相
Figure BDA0003461738920000131
控制第一开关转换器电路(Q3、Q4、L1)的操作，可以使用第二定时相
Figure BDA0003461738920000132
控制第二开关转换器电路(Q7、Q8、L2)的操作，并且可以使用第N定时相
Figure BDA0003461738920000133
控制第N开关转换器电路(Q11、Q12、L3)的操作。因此，图13的混合转换器700为“N相”混合转换器。
图13的N相混合转换器700的电感器L1、L2和L3可以为共享磁芯的耦合电感器，或者它们可以为单独的电感器。使用耦合电感器可以实现更小的尺寸和更高的效率。
图14为N相混合转换器800的另一实例的示意图。N相混合转换器800可以包括第一相电路系统、第二相电路系统、第三相电路系统等，直至N相电路系统。图14的许多特征类似于图13的特征，并且为了简洁起见，将不会另外详细描述。
与图13的N相混合转换器700相反，飞跨电容器Cfly1和Cfly2可以在图14中交叉耦合。例如，第一电容器Cfly1可以在第一切换电容器电路(Q1、Q2、Cfly1)与第二开关转换器电路(Q7、Q8、L2)之间交叉耦合。类似地，第二电容器Cfly1可在第二切换电容器电路(Q5、Q6、Cfly2)与第三开关转换器电路(Q11、Q12、L3)之间交叉耦合，以此类推，用于所有N相。最后相的飞跨电容器随后可耦合至第一开关转换器电路(Q3、Q4、L1)。通过交叉耦合飞跨电容器，相邻电路系统之间无需共享电压。
图14的N相混合转换器800的电感器L1、L2和L3可以为共享磁芯的耦合电感器，或者它们可以为单独的电感器。使用耦合电感器可以实现更小的尺寸和更高的效率。
在一些实施方式中，期望一次添加一个相以增加功率输出。例如，假设图14的N相混合转换器800(或图13的N相混合转换器700)在双相模式下运行，其中开关元件Q1～Q8配置为接通和断开，并且开关元件Q9～12断开。使用本公开的各种技术，如果负载增加，N相混合转换器800可以通过接通和断开开关元件Q9～12来添加另一相。这与其中必须以两个为一组添加相以支持额外载入的其他方法相比，这可能为低效的。
类似地，为了提高效率，可以期望一次卸下一相，诸如在较轻的负载条件下。例如，如果负载降低，则N相混合转换器800(或图13的N相混合转换器700)可以断开开关元件Q9～12，同时继续接通和断开开关元件Q1～Q8，从而降低N相混合转换器700的功率输出。换言之，一个或多个相的操作可以在一段时间内禁用，否则操作将被启用。
图15为占空比小于50％的图13的N相混合转换器的控制信号的时序图的实例。图表1至图表4表示第一定时相的控制信号A、AM、A3和AP。图表5至图表8表示第二定时相的控制信号B、BM、B3和BP。图表9至图表12表示第三定时相的控制信号C、CM、C3和CP。图表13表示通过电感器L1、L2和L3的电流。底部的图表，图表14表示输出电压VOUT。
参考图表1至图表4，信号V(ap)为信号V(a)、V(a3)＝V(a)和V(am)＝V(c)&V(ap)的互补控制信号。信号V(a)在第一相施加到Q1的闸极。信号V(am)在第一相施加到Q2的闸极。信号V(a3)在第一相施加到Q3的闸极。信号V(ap)在第一相施加到Q4的闸极。开关周期为TSW。
参考图表5至图表8，信号V(bp)为信号V(b)、V(b3)＝V(b)和V(bm)＝V(a)&V(bp)的互补控制信号。信号V(b)在第二相施加到Q5的闸极。信号V(bm)在第二相施加到Q6的闸极。信号V(b3)在第二相施加到Q7的闸极。信号V(bp)在第二相施加到Q8的闸极。
参考图表9至图表12，信号V(cp)为信号V(c)、V(c3)＝V(c)和V(cm)＝V(b)&V(cp)的互补控制信号。信号V(c)在第三相施加到Q9的闸极。信号V(cm)在第三相施加到Q10的闸极。信号V(c3)在第三相施加到Q11的闸极。信号V(cp)在第三相施加到Q12的闸极。
控制电路，诸如图13的控制电路802，可以根据具有开关频率和占空比的开关周期生成第一、第二、第三定时相等，其中占空比小于50％。
图16为占空比大于50％的图13的N相混合转换器的控制信号的时序图的另一实例。图表1至图表4表示第一定时相的控制信号A、AM、A3和AP。图表5至图表8表示第二定时相的控制信号B、BM、B3和BP。图表9至图表12表示第三定时相的控制信号C、CM、C3和CP。图表13表示通过电感器L1、L2和L3的电流。底部的图表，图表14表示输出电压VOUT。图16中的信号与图15中的信号类似，为了简洁起见，将不再详细描述。
控制电路，诸如图13的控制电路702，可以生成控制信号A、B、C(以及来自信号A、B和C的其他控制信号)，诸如图15或图16所示，并根据具有开关频率和占空比的开关周期，应用互补第一控制信号、互补第二控制信号和互补第三控制信号，其中开关周期包括第一定时相
Figure BDA0003461738920000151
第二定时相
Figure BDA0003461738920000152
以及第三定时相
Figure BDA0003461738920000153
作为响应，开关转换器电路和切换电容器电路可以向至少一个LC电路生成一系列脉冲，所述LC电路包括至少一个电容器，例如图13和图14的输出电容器COUT或输入电容器CIN，以及至少一个电感器，例如电感器L1、L2、L3中的至少一个。
随后，控制电路可以调整开关信号(诸如控制信号A、B和C)的占空比，以调整系列脉冲，从而将输出电容器上的输出电压设置为预定义且基本恒定的振幅。随后，N相混合转换器可以提供输出电容器COUT上的输出电压作为N相混合转换器的输出电压。如果输出电容器COUT为LC电路的一部分，如图13和图14所示，则配置为输出电压小于输入电压的降压转换器。然而，如果电容器不为LC电路的一部分，则配置为输出电压大于输入电压的升压转换器。
图17为N相混合转换器系统的实例的示意图。N相混合转换器系统900包括N相混合转换器和PWM控制电路902。图17的N相混合转换器900类似于图13的N相混合转换器700。
在所示的实例中，PWM控制电路902包括第一电阻器R1、第二电阻器R2、误差放大器EA、半程限制器904、受控电压源906、放大器稳定网络908、第一比较器CMP1、第二比较器CMP2、第二比较器CMP3、第一设置/复位(S/R)闩锁RS1、第二S/R闩锁RS2、第三S/R闩锁RS3、顶部分压电阻器R3、底部分压电阻器R3、差分放大器DIFF1和增益电路GAIN1。尽管描述了PWM控制电路902的一个实例，但本文的教导适用于以多种方式实施的PWM控制器。因此，其他实施方式也为可能的。
如图17所示，顶部分压电阻器R3和底部分压电阻器R4作为电阻分压器连接，所述电阻分压器生成大约等于输入电压VIN一半的电压信号HALFVIN。因此，R3和R4可以具有名义上相等的电阻值。
差分放大器DIFF1放大开关元件Q1与Q2之间的节点与开关元件Q3与Q4之间的节点之间的电压差，所述电压差随后与电压信号HALFVIN一起应用于增益电路GAIN1。半幅限制器904用于限制增益电路GAIN1的输出。特别地，当增益电路GAIN1的输出为负时，半幅限制器904的输出为零。然而，当增益电路GAIN1的输出为正时，半幅限制器904的输出跟随半幅限制器904的输入，直到达到最大允许输出值。半幅限制器904的输出控制受控电压源906以调整由误差放大器EA生成的阈值ITH。因此，受控电压源906生成等于约ITH减去由半幅限制器904设置的调整电压的调整阈值ITH1。以这种方式，PWM控制电路902可以包括阈值调整电路，其配置为通过基于多相混合转换器900的输入电压VIN调整阈值信号ITH来生成经调整的阈值信号ITH1。
使用由第一电阻器R1和第二电阻器R2形成的电阻分压器将输出电压VO向下分压以生成反馈信号FB。反馈信号FB耦合到误差放大器EA的非反相输入，所述误差放大器EA可以被实施作为跨导放大器。参考DC电压REF耦合到误差放大器EA的反相输入，并且FB与REF之间的误差被转换为用于设置阈值ITH的电流输出。以这种方式，PWM控制电路902可以包括阈值生成电路，其配置为基于多相混合转换器900的经调节的输出电压生成阈值信号ITH。放大器稳定网络908可以以多种方式实施，诸如使用电阻器-电容器(RC)补偿网络来提供稳定补偿。
第一比较器CMP1将第一电感器L1的电流指示与调整阈值ITH1进行比较。第二比较器CMP2将第二电感器L2的电流指示与阈值ITH进行比较，并且第三比较器CMP3将第三电感器L3的电流指示与阈值ITH进行比较。
第一SR闩锁RS1输出在应用第一时钟信号CLK1时设置的第一PWM控制信号A。当第一感测到的电感器电流信号高于ITH1时，第一比较器CMP1的输出重设第一PWM控制信号A，所述第一PWM控制信号A为第一开关元件Q1和第三开关元件Q3的控制信号。此外，第一PWM控制信号A可以经逻辑反转以控制第四开关元件Q4。
第二SR闩锁RS2输出在应用第二时钟信号CLK2时设置的第二PWM控制信号B。第二时钟信号CLK2相对于第一时钟信号CLK1的相移取决于系统900中N相的数量。当第二感测到的电感器电流信号高于ITH时，第二比较器CMP2的输出重设第二PWM控制信号B，所述第二PWM控制信号B为第五开关元件Q5和第七开关元件Q7的控制信号。此外，第二PWM控制信号B可以经逻辑反转以控制第八开关元件Q8。
第三SR闩锁RS2输出在应用第三时钟信号CLK3时设置的第三PWM控制信号C。当第三感测到的电感器电流信号高于ITH时，第三比较器CMP3的输出重设第三PWM控制信号B，所述第三PWM控制信号B为第九开关元件Q5和第七开关元件Q7的控制信号。此外，第二PWM控制信号B可以经逻辑反转以控制第八开关元件Q8。
各种注释
本文描述的非限制性方面或实例中的每一个可以独立存在，或者可以以各种排列或组合方式与一个或多个其他实例组合。
上述详细描述包括对构成详细描述一部分的附图的引用。附图以图解的方式示出了可以实施本发明的具体实施例。这些实施例在本文中也被称为“实例”。此类实例还可包括除所示或所述的元件外的元件。然而，本发明人还考虑仅提供所示或所述元件的实例。此外，本发明人还考虑使用所示或所述元件的任何组合或排列的实例(或其一个或多个方面)，关于特定实例(或其一个或多个方面)，或关于本文所示或描述的其他实例(或其一个或多个方面)。
如果文件与通过引用合并的任何文件之间的用法不一致，则以本文件中的用法为准。
在本文件中，术语“一”或“一”与专利文件中常见的术语一样，包括一个或多于一个，与“至少一个”或“一个或多个”的任何其他实例或用法无关。在本文件中，术语“或”用于指代非排他的或，因此“A或B”包括“A但不包括B”、“B但不包括A”和“A和B”，除非另有说明。在本文件中，术语“包括(including)”和“其中(in which)”被用作各自术语“包括(comprising)”和“其中(wherein)”的简明英语等价物。此外，在以下方面，术语“包括(including)”和“包含(comprising)”为开放式的，即，在一方面中，除了列出的那些元素之外，包括其他元素的系统、装置、物品、组合物、配方或过程仍然被视为属于那方面的范围。此外，在以下方面中，术语“第一”、“第二”和“第三”等仅用作标签，并不打算对其对象施加数值要求。
本文描述的方法实例可以为至少部分实施的机器或计算机。一些实例可以包括计算机可读介质或编码有指令的机器可读介质，这些指令能够操作以用于配置电子装置从而执行上述实例中描述的方法。此类方法的实施方式可以包括代码，诸如微码、汇编语言代码、高阶语言代码等。此类代码可包括用于执行各种方法的计算机可读指令。代码可形成计算机程序产品的一部分。此外，在一个实例中，代码可有形地存储在一个或多个挥发性、非瞬时或非挥发性有形计算机可读介质上，诸如在执行期间或其他时间。这些有形计算机可读介质的实例可包括但不限于硬盘、可移动磁盘、可移动光盘(例如，光盘和数字视频光盘)、盒式磁带、记忆卡或记忆棒、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)等。
上述描述旨在说明性而非限制性。例如，上述实例(或其一个或多个方面)可相互结合使用。其他实施例诸如由本领域普通技术人员在审查上述描述后使用。提供摘要以符合37C.F.R.§1.72(b)，以便读者快速确定技术公开内容的性质。提交本文件时，应理解本文件不会用于解释或限制方面的范围或含义。此外，在上述具体实施方式中，可以将各种特征组合在一起，以简化本公开。这不应被解释为意图说明未主张的公开特征对于任何方面都必不可少。相反，本发明的主题可能不在于特定公开实施例的所有特征。因此，以下方面在此作为实例或实施例并入具体实施方式中，其中每个方面作为单独的实施例独立存在，并且预期此类实施例可以以各种组合或排列彼此组合。本发明的范围应当参考所附的方面以及此类方面所享有的全部等同物范围来确定。

Claims (20)

1.一种多相混合转换器，包括：
第一切换电容器电路，包括第一开关元件、第二开关元件和第一电容器；
第一开关转换器电路，包括第三开关元件、第四开关元件和第一电感器，其中所述第二开关元件与所述第三开关元件耦合；
第二切换电容器电路，包括第五开关元件、第六开关元件和第二电容器；
第二开关转换器电路，包括第七开关元件、第八开关元件和第二电感器，其中所述第六开关元件与所述第七开关元件耦合；以及
控制电路，用于使用第一定时相控制所述第一开关转换器电路的操作，并使用第二定时相控制所述第二开关转换器电路的操作，
其中所述第一电容器在所述第一切换电容器电路与所述第二开关转换器电路之间交叉耦合。
2.根据权利要求1所述的多相混合转换器，其中所述第二电容器连接在所述第二切换电容器电路与所述第一开关转换器电路之间。
3.根据权利要求1所述的多相混合转换器，其中所述第一定时相包括互补第一控制信号，并且其中所述第二定时相包括互补第二控制信号。
4.根据权利要求3所述的多相混合转换器，所述控制电路使用第三控制信号来控制所述第一开关转换器电路和所述第二开关转换器电路的操作，所述控制电路使用所述互补第一控制信号之一和所述互补第二控制信号之一来生成所述第三控制信号之一。
5.根据权利要求4所述的多相混合转换器，所述控制电路包括：
第一逻辑电路，用于使用所述互补第一控制信号中的第一个和所述互补第二控制信号中的第二个来生成所述第三控制信号中的第一个；以及
第二逻辑电路，用于使用所述互补第一控制信号中的第二个和所述互补第二控制信号中的第一个来生成所述第三控制信号中的第二个。
6.根据权利要求1所述的多相混合转换器，包括：
第三切换电容器电路，包括第九开关元件、第十开关元件和第三电容器；
第三开关转换器电路，包括第十一开关元件、第十二开关元件和第三电感器，其中所述第十开关元件与所述第十一开关元件耦合；
其中所述第二电容器连接在所述第二切换电容器电路与所述第三开关转换器电路之间，
其中所述第三电容器连接在所述第三切换电容器电路与所述第一开关转换器电路之间，
所述控制电路用以进行以下步骤：
使用第三定时相控制所述第三开关转换器电路的操作。
7.根据权利要求6所述的多相混合转换器，其中所述第一电感器与所述第二电感器共享磁芯。
8.根据权利要求7所述的多相混合转换器，进一步包括：
配置为共享所述磁芯的第三电感器。
9.根据权利要求6所述的多相混合转换器，所述控制电路用以进行以下步骤：
在启用所述第三开关转换器电路的操作的时间段期间，禁用至少所述第三开关转换器电路的操作。
10.根据权利要求1所述的多相混合转换器，包括：
第四电容器，耦合在参考电压节点与第一节点之间，所述第一节点在所述第二开关元件与所述第三开关元件之间；以及
第五电容器，耦合在所述参考电压节点与第二节点之间，所述第二节点在所述第六开关元件与所述第七开关元件之间。
11.根据权利要求10所述的多相混合转换器，包括：
网络电路，耦合在所述第一节点与所述第二节点之间。
12.根据权利要求1所述的多相混合转换器，所述多相混合转换器用于生成小于输入电压的输出电压。
13.根据权利要求1所述的多相混合转换器，包括：
脉宽调制控制电路，包括：
阈值生成电路，配置为基于所述多相混合转换器的经调整的输出电压生成阈值信号；
阈值调整电路，配置为通过基于所述多相混合转换器的输入电压调整所述阈值信号来生成经调整的阈值信号；
第一比较器，配置为将所述多相混合转换器的第一电感器电流与所述调整阈值信号进行比较；以及
第一闩锁电路，配置为基于所述第一比较器的输出生成至少一个第一开关控制信号。
14.根据权利要求13所述的多相混合转换器，其中所述脉宽调制控制电路进一步包括：
第二比较器，配置为将所述多相混合转换器的第二电感器电流与所述阈值信号进行比较；
第二闩锁电路，配置为基于所述第二比较器的输出生成至少一个第二开关控制信号；
第三比较器，配置为将所述多相混合转换器的第三电感器电流与所述阈值信号进行比较；以及
第三闩锁电路，配置为基于所述第三比较器的输出生成至少一个第三开关控制信号。
15.一种操作多相混合转换器的方法，所述方法包括以下步骤：
生成互补第一控制信号以接通和断开第一开关转换器电路的开关元件，其中第一定时相包括所述互补第一控制信号；
生成互补第二控制信号以接通和断开第二开关转换器电路的开关元件，其中第二定时相包括所述互补第二控制信号；
使用所述互补第一控制信号之一和所述互补第二控制信号之一生成第三控制信号，以接通和断开第一切换电容器电路和第二切换电容器电路的开关元件；
根据具有开关频率和占空比的开关周期，应用所述互补第一控制信号、所述互补第二控制信号和所述第三控制信号，所述开关周期包括所述第一定时相和所述第二定时相；
通过所述第一开关转换器电路、所述第二开关转换器电路、所述第一切换电容器电路和所述第二切换电容器电路，向包括至少一个电容器和至少一个电感器的至少一个LC电路生成一系列脉冲；
调整开关信号的所述占空比，以调整所述一系列脉冲，以设置输出电容器上的输出电压；以及
在所述输出电容器上提供所述输出电压，作为所述多相混合转换器的输出电压。
16.根据权利要求15所述的方法，包括以下步骤：
生成互补第四控制信号以接通和断开第三开关转换器电路的开关元件，其中第三定时相包括所述互补第三控制信号；以及
使用所述互补第二控制信号之一和所述互补第三控制信号之一生成第五控制信号，以接通和断开第三切换电容器电路的开关元件。
17.根据权利要求16所述的方法，所述方法包括以下步骤：
在启用所述第三开关转换器电路的操作的时间段期间，禁用至少所述第三开关转换器电路的操作。
18.一种多相混合转换器，包括：
第一切换电容器电路，包括第一开关元件、第二开关元件和第一电容器；
第一开关转换器电路，包括第三开关元件、第四开关元件和第一电感器，其中所述第二开关元件与所述第三开关元件耦合；
第二切换电容器电路，包括第五开关元件、第六开关元件和第二电容器；
第二开关转换器电路，包括第七开关元件、第八开关元件和第二电感器，其中所述第六开关元件与所述第七开关元件耦合；以及
控制电路，用于使用第一定时相控制所述第一开关转换器电路的操作，并使用第二定时相控制所述第二开关转换器电路的操作，所述控制电路用以进行以下步骤：
生成互补第一控制信号，以接通和断开所述第一开关转换器电路的开关元件；
生成互补第二控制信号，以接通和断开所述第二开关转换器电路的开关元件；以及
使用所述互补第一控制信号之一和所述互补第二控制信号之一生成第三控制信号，以接通和断开第一切换电容器电路和第二切换电容器电路的开关元件。
19.根据权利要求18所述的多相混合转换器，包括：
第三切换电容器电路，包括第九开关元件、第十开关元件和第三电容器；以及
第三开关转换器电路，包括第十一开关元件、第十二开关元件和第三电感器，其中所述第十开关元件与所述第十一开关元件耦合，
所述控制电路用以进行以下步骤：
生成互补第三控制信号，以接通和断开所述第三开关转换器电路的开关元件。
20.根据权利要求18所述的多相混合转换器，其中所述第一电感器与所述第二电感器共享磁芯。
CN202210025037.4A 2021-01-19 2022-01-10 多相混合转换器 Pending CN114825911A (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17/152,065 2021-01-19
US17/152,065 US11594956B2 (en) 2021-01-19 2021-01-19 Dual-phase hybrid converter
US17/375,830 US11601049B2 (en) 2021-01-19 2021-07-14 Multi-phase hybrid converter
US17/375,830 2021-07-14

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114825911A true CN114825911A (zh) 2022-07-29

Family

ID=78957748

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210025037.4A Pending CN114825911A (zh) 2021-01-19 2022-01-10 多相混合转换器

Country Status (3)

Country Link
EP (1) EP4030609A1 (zh)
CN (1) CN114825911A (zh)
TW (1) TWI801093B (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11581796B2 (en) 2021-01-19 2023-02-14 Analog Devices, Inc. Pulse width modulation controllers for hybrid converters
US11594956B2 (en) 2021-01-19 2023-02-28 Analog Devices, Inc. Dual-phase hybrid converter
US11601049B2 (en) 2021-01-19 2023-03-07 Analog Devices, Inc. Multi-phase hybrid converter
CN116505774A (zh) * 2023-07-03 2023-07-28 华南理工大学 一种快瞬态高电压转换比的混合降压变换器
CN117833667A (zh) * 2024-02-04 2024-04-05 希荻微电子集团股份有限公司 功率转换器
CN117955215A (zh) * 2024-03-21 2024-04-30 希荻微电子集团股份有限公司 一种电压转换电路与充电器

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20240266953A1 (en) * 2023-02-07 2024-08-08 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Power converter integrated circuit
CN117060693B (zh) * 2023-10-12 2023-12-19 希荻微电子集团股份有限公司 开关管控制方法与混合电压转换器

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7282896B2 (en) * 2004-07-15 2007-10-16 Intersil Americas, Inc. Apparatus and method for sliding-mode control in a multiphase switching power supply
ITMI20042004A1 (it) * 2004-10-21 2005-01-21 St Microelectronics Srl "dispositivo per la correzione del fattore di potenza in alimentatori a commutazione forzata."
WO2013086445A1 (en) * 2011-12-09 2013-06-13 The Regents Of The University Of California Switched-capacitor isolated led driver
US9071142B2 (en) * 2012-06-22 2015-06-30 Monolithic Power Systems, Inc. Multi-phase SMPS with load transient control and associated control method
US10698430B2 (en) * 2012-12-19 2020-06-30 Intel Corporation Method and apparatus of current balancing for multiple phase power converter
JP6394030B2 (ja) * 2014-03-31 2018-09-26 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 インバータ制御装置
TW201832454A (zh) * 2017-02-21 2018-09-01 力智電子股份有限公司 直流對直流轉換裝置
US10897195B2 (en) * 2018-09-14 2021-01-19 Chaoyang Semiconductor Jiangyin Technology Co., Ltd. Apparatus and method for charge pump power conversion
US10615697B1 (en) * 2019-02-27 2020-04-07 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multi-level switching converter with flying capacitor voltage regulation
US11749454B2 (en) * 2019-04-29 2023-09-05 Infineon Technologies Austria Ag Power supply multi-tapped autotransformer
CN110224599A (zh) * 2019-05-31 2019-09-10 中北大学 一种多相buck-boost交错并联DC/DC变换电路
CN110545039B (zh) * 2019-08-29 2024-05-03 杭州士兰微电子股份有限公司 开关变换器及其控制电路和控制方法
US10833661B1 (en) * 2019-12-04 2020-11-10 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman) Ltd. Slope compensation for peak current mode control modulator

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11581796B2 (en) 2021-01-19 2023-02-14 Analog Devices, Inc. Pulse width modulation controllers for hybrid converters
US11594956B2 (en) 2021-01-19 2023-02-28 Analog Devices, Inc. Dual-phase hybrid converter
US11601049B2 (en) 2021-01-19 2023-03-07 Analog Devices, Inc. Multi-phase hybrid converter
CN116505774A (zh) * 2023-07-03 2023-07-28 华南理工大学 一种快瞬态高电压转换比的混合降压变换器
CN116505774B (zh) * 2023-07-03 2023-09-26 华南理工大学 一种快瞬态高电压转换比的混合降压变换器
CN117833667A (zh) * 2024-02-04 2024-04-05 希荻微电子集团股份有限公司 功率转换器
CN117955215A (zh) * 2024-03-21 2024-04-30 希荻微电子集团股份有限公司 一种电压转换电路与充电器

Also Published As

Publication number Publication date
EP4030609A1 (en) 2022-07-20
TW202304117A (zh) 2023-01-16
TWI801093B (zh) 2023-05-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN114825911A (zh) 多相混合转换器
US11601049B2 (en) Multi-phase hybrid converter
US10355591B2 (en) Multilevel boost DC to DC converter circuit
US20210067041A1 (en) Buck converter including inductor current sensing via high- and low-side switching device current sensing
TWI797955B (zh) 功率轉換系統、功率轉換方法、以及脈寬調變控制器
US8148967B2 (en) PWM clock generation system and method to improve transient response of a voltage regulator
US6912144B1 (en) Method and apparatus for adjusting current amongst phases of a multi-phase converter
US7132820B2 (en) Synthetic ripple regulator
US20090108823A1 (en) Control circuit and method for maintaining high efficiency in switching regulator
US11228243B2 (en) Power converter with reduced RMS input current
KR20050031440A (ko) 다중위상 합성 리플전압 발생기 및 이를 구비한 리플 조정기
US10170986B2 (en) Hybrid buck
US11594956B2 (en) Dual-phase hybrid converter
CN210724566U (zh) 开关变换器及其控制电路
KR20180033178A (ko) 인덕터 전류에 기반하여 부스트 스위칭 조절기를 제어하기 위한 회로들 및 방법들
JP4251021B2 (ja) 電源装置及びそれを用いたハードディスク装置，ｉｃ
US12003174B2 (en) Pole compensation in reconfigurable power converter
EP3010151B1 (en) Method and apparatus for a buck converter with pulse width modulation and pulse frequency modulation mode
US11456663B2 (en) Power converter with reduced root mean square input current
CN107482914B (zh) 多相开关变换器及其控制电路和均流方法
US10797593B1 (en) Kappa switching DC-DC converter with continuous input and output currents
US20220376622A1 (en) Switched mode power supply (smps)
US20240186902A1 (en) Multiphase switching converter with stackable controllers
CN116054543B (zh) 一种多相降压转换器以及电流控制方法
CN115549660A (zh) 电子转换器电路和方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination