CN117955215A - 一种电压转换电路与充电器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种电压转换电路与充电器，涉及电子电路技术领域。电压转换电路包括输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制支路。第三储能支路分别与第一储能支路及第二储能支路连接。控制支路分别与第一储能支路、第二储能支路以及第三储能支路中的各开关的第一端连接，控制支路用于控制各开关分两相交替周期性地导通与关断，以使输入端与输出端的电压比值为N:1，N为大于2的整数。通过上述方式，能够提供一种成本较低且电压转换效率较高的电压转换电路。

Description

一种电压转换电路与充电器

技术领域

本申请涉及电子电路技术领域，特别是涉及一种电压转换电路与充电器。

背景技术

随着手机快速充电的普及，电荷泵电压变换电路凭借其高功率转换效率逐渐得到越来越广泛的应用。单节电池的快充功率也从最初的25W提升到今天的65W。对应的USB适配器的输出电压也从最初的10V提升到20V。最基本的2：1电荷泵已经不能满足输入电压为20V的USB适配器给单节电池快充的需求。兼容2：1降压功能的3：1和4：1等高降压比的电荷泵电路将取代传统的2：1电荷泵，用以将15V或20V转换到5V以及用于单节电池的快充。

在相关技术中，常见的高降压比电荷泵降压电路如图1A、图1B所示，图1A和图1B分别以4：1和3：1的电荷泵电路为例。然而，该电路的电路结构较为复杂，所需的电路元件的数量较多，从而导致成本较高，并且电压转换效率仍较低。

发明内容

本申请实施例旨在提供一种电压转换电路与充电器，能够提供一种成本较低且电压转换效率较高的电压转换电路。

为实现上述目的，第一方面，本申请提供一种电压转换电路，包括：输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制支路；

所述第一储能支路包括第一电容、第一开关、第二开关与第三开关，所述第一开关的第三端与所述第一电容的第一端连接，所述第一开关的第二端与所述第二开关的第三端连接于所述输出端，所述第二开关的第二端与所述第三开关的第三端、所述第一电容的第二端连接，所述第三开关的第二端接地；

所述第二储能支路包括第二电容、第四开关、第五开关与第六开关，所述第四开关的第三端与所述第二电容的第一端连接，所述第四开关的第二端与所述第五开关的第三端连接于所述输出端，所述第五开关的第二端与所述第六开关的第三端、所述第二电容的第二端连接，所述第六开关的第二端接地；

所述第三储能支路包括第三电容、第四电容、第七开关、第八开关、第九开关与第十开关，所述第七开关的第三端与所述第八开关的第三端连接于所述输入端，所述第七开关的第二端与所述第九开关的第三端连接，所述第八开关的第二端与所述第十开关的第三端连接，所述第四电容连接在所述第九开关的第三端与所述第十开关的第二端之间，所述第三电容连接在所述第十开关的第三端与所述第九开关的第二端之间，所述第九开关的第二端与所述第一开关的第三端连接，所述第十开关的第二端与所述第四开关的第三端连接；

所述控制支路分别与所述第一储能支路、所述第二储能支路以及所述第三储能支路中的各开关的第一端连接，所述控制支路用于控制所述各开关分两相交替周期性地导通与关断，以使所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为N：1，其中，N为大于2的整数。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第十开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关与所述第九开关导通，并控制其他开关关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为3：1。

在一种可选的方式中，所述控制支路还用于：

控制所述第九开关和所述第十开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第八开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第四开关与所述第六开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第四开关与所述第六开关导通，并控制第二开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第八开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

在一种可选的方式中，所述第三储能支路还包括第十一开关与第十二开关；

其中，所述第十一开关与所述第三电容串联连接在所述第十开关的第三端和所述第九开关的第二端之间，所述第十二开关与所述第四电容串联连接在所述第九开关的第三端和所述第十开关的第二端之间。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

控制所述第十一开关和所述第十二开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第十开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关与所述第九开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关与所述第九开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第十开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为3：1。

在一种可选的方式中，所述控制支路还用于：

控制所述第十一开关和所述第十二开关保持关断，并控制所述第七开关和所述第八开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第十开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第九开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第九开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第十开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

在一种可选的方式中，所述控制支路还用于：

控制所述第十一开关和所述第十二开关保持关断，并控制所述第九开关和所述第十开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第八开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第七开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第七开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第八开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

在一种可选的方式中，所述第三储能支路还包括第五电容、第六电容、第十三开关与第十四开关；

其中，所述第十三开关的第三端与所述第九开关的第二端连接，所述第十三开关的第二端与所述第一开关的第三端连接，所述第十四开关的第三端与所述第十开关的第二端连接，所述第十四开关的第二端与所述第四开关的第三端连接，所述第五电容连接在所述第十四开关的第三端和所述第十三开关的第二端之间，所述第六电容连接在所述第十三开关的第三端和所述第十四开关的第二端之间。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关与所述第十四开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关与所述第十三开关导通，并控制其他开关关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为4:1。

在一种可选的方式中，所述控制支路还用于：

控制所述第九开关、所述第十开关、所述第十三开关和所述第十四开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第八开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第四开关与所述第六开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第四开关与所述第六开关导通，并控制第二开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第八开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

在一种可选的方式中，所述第三储能支路还包括第十五开关与第十六开关；

其中，所述第十五开关与所述第五电容串联连接在所述第十四开关的第三端和所述第十三开关的第二端之间，所述第十六开关与所述第六电容串联连接在所述第十三开关的第三端和所述第十四开关的第二端之间。

在一种可选的方式中，所述控制支路还用于：

控制所述第十五开关和所述第十六开关保持关断，并控制所述第七开关、所述第八开关、所述第九开关和所述第十开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第十四开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第十三开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第十三开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第十四开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

控制所述第十五开关和所述第十六开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关，所述第九开关与所述第十四开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关与所述第十三开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关与所述第十三开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关与所述第十四开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为4：1。

在一种可选的方式中，所述第三储能支路还包括第十七开关和第十八开关；

其中，所述第十七开关连接在所述第九开关和所述第十三开关的公共节点与所述第三电容和所述第六电容的公共节点之间，所述第十八开关连接在所述第十开关和所述第十四开关的公共节点与所述第四电容和所述第五电容的公共节点之间。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

控制所述第十七开关和所述第十八开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关，所述第九开关与所述第十四开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关与所述第十三开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关与所述第十三开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关与所述第十四开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为4：1。

在一种可选的方式中，所述控制支路还用于：

控制所述第十七开关和所述第十八开关保持关断，并控制所述第九开关、所述第十开关、所述第十三开关和所述第十四开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第八开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第七开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第七开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第八开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

在一种可选的方式中，所述第十七开关和所述第十八开关为体端子连接可切换的场效应管，且所述控制支路用于配置所述第十七开关和所述第十八开关的体端子的连接方式；

其中，所述第十七开关的第二端与所述第九开关和所述第十三开关的公共节点连接，所述第十七开关的第三端与所述第三电容和所述第六电容的公共节点连接，所述第十八开关的第二端与所述第十开关和所述第十四开关的公共节点连接，所述第十八开关的第三端与所述第四电容和所述第五电容的公共节点连接。

在一种可选的方式中，所述控制支路还用于：

控制所述第十七开关和所述第十八开关保持关断，并控制所述第九开关、所述第十开关、所述第十三开关和所述第十四开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，配置所述第十七开关的体端子与所述第十七开关的第二端连接、所述第十八开关的体端子与所述第十八开关的第三端连接，同时控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第八开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第七开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，配置所述第十七开关的体端子与所述第十七开关的第三端连接、所述第十八开关的体端子与所述第十八开关的第二端连接，同时控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第七开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第八开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

在一种可选的方式中，所述电压转换电路还包括K个扩展支路；

所述K个扩展支路中的第K个扩展支路的第一端和第二端分别与所述第九开关的第二端和所述第十开关的第二端连接，所述K个扩展支路中的第一个扩展支路的第三端和第四端分别与所述第一开关的第三端和第四开关的第三端连接，所述K个扩展支路中的第J个扩展支路的第一端和第二端分别与所述K个扩展支路中的第J+1个扩展支路的第三端和第四端连接；

所述K个扩展支路中的每个扩展支路均包括第一扩展开关、第二扩展开关、第三扩展开关、第四扩展开关、第一扩展电容、第二扩展电容、第三扩展电容和第四扩展电容，其中，所述第一扩展开关的第三端与所述第一扩展电容的第一端连接于对应扩展支路的第一端，所述第二扩展开关的第三端与所述第二扩展电容的第一端连接于对应扩展支路的第二端，所述第一扩展开关的第二端与所述第二扩展电容的第二端、所述第三扩展开关的第三端和所述第三扩展电容的第一端连接，所述第二扩展开关的第二端与所述第一扩展电容的第二端、所述第四扩展开关的第三端和所述第四扩展电容的第一端连接，所述第三扩展开关的第二端与所述第四扩展电容的第二端连接于对应扩展支路的第三端，第四扩展开关的第二端与第三扩展电容的第二端连接于对应扩展支路的第四端；

所述控制支路还分别与所述K个扩展支路中的各扩展开关的第一端连接，所述控制支路还用于控制所述各扩展开关分两相交替周期性地导通与关断，以使所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为（3+2K）：1，其中K为正整数，J为非负整数且J≤K-1。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十开关、所述K个扩展支路中所有的第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关、所述第九开关、所述K个扩展支路中所有的第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断。

在一种可选的方式中，还包括K个扩展支路；

所述K个扩展支路中的第K个扩展支路的第一端和第二端分别与所述第十三开关的第二端和所述第十四开关的第二端连接，所述K个扩展支路中的第一个扩展支路的第三端和第四端分别与所述第一开关的第三端和第四开关的第三端连接，所述K个扩展支路中的第J个扩展支路的第一端和第二端分别与所述K个扩展支路中的第J+1个扩展支路的第三端和第四端连接；

所述K个扩展支路中的每个扩展支路均包括第一扩展开关、第二扩展开关、第三扩展开关、第四扩展开关、第一扩展电容、第二扩展电容、第三扩展电容和第四扩展电容，其中，所述第一扩展开关的第三端与所述第一扩展电容的第一端连接于对应扩展支路的第一端，所述第二扩展开关的第三端与所述第二扩展电容的第一端连接于对应扩展支路的第二端，所述第一扩展开关的第二端与所述第二扩展电容的第二端、所述第三扩展开关的第三端和所述第三扩展电容的第一端连接，所述第二扩展开关的第二端与所述第一扩展电容的第二端、所述第四扩展开关的第三端和所述第四扩展电容的第一端连接，所述第三扩展开关的第二端与所述第四扩展电容的第二端连接于对应扩展支路的第三端，第四扩展开关的第二端与第三扩展电容的第二端连接于对应扩展支路的第四端；

所述控制支路还分别与所述K个扩展支路中的各扩展开关的第一端连接，所述控制支路还用于控制所述各扩展开关分两相交替周期性地导通与关断，以使所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为（4+2K）：1，其中，K为正整数，J为非负整数且J≤K-1。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十四开关和所述K个扩展支路中的所有第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十三开关、所述K个扩展支路中的所有第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

控制所述第一储能支路和第二储能支路中各开关均以50%的占空比交替导通与关断。

第二方面，本申请提供一种充电器，包括如上所述的电压转换电路。

附图说明

一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。

图1A为相关技术中的电荷泵电路的电路结构示意图一；

图1B为相关技术中的电荷泵电路的电路结构示意图二；

图2为本申请实施例提供的电压转换电路的电路结构示意图一；

图3为本申请实施例提供的图2所示的电压转换电路的输入端的电压与输出端的电压为3:1时各开关的控制信号的示意图一；

图4为本申请实施例提供的图2所示的电压转换电路的输入端的电压与输出端的电压为2:1时各开关的控制信号的示意图一；

图5为本申请实施例提供的采用图4所示的控制信号控制图2中的电压转换电路时图2所示的电压转换电路的等效电路图；

图6为本申请实施例提供的电压转换电路的电路结构示意图二；

图7为本申请实施例提供的图6所示的电压转换电路的输入端的电压与输出端的电压为2:1时各开关的控制信号的示意图一；

图8为本申请实施例提供的图6所示的电压转换电路的输入端的电压与输出端的电压为2:1时各开关的控制信号的示意图二；

图9为本申请实施例提供的电压转换电路的电路结构示意图三；

图10为本申请实施例提供的电压转换电路的电路结构示意图四；

图11为本申请实施例提供的电压转换电路的电路结构示意图五；

图12为本申请实施例提供的图11所示的电压转换电路的输入端的电压与输出端的电压为4:1时各开关的控制信号的示意图一；

图13为本申请实施例提供的图11所示的电压转换电路的输入端的电压与输出端的电压为2:1时各开关的控制信号的示意图一；

图14为本申请实施例提供的采用图13所示的控制信号控制图11中的电压转换电路时图11所示的电压转换电路的等效电路图；

图15为本申请实施例提供的电压转换电路的电路结构示意图六；

图16为本申请实施例提供的图15所示的电压转换电路的输入端的电压与输出端的电压为2:1时各开关的控制信号的示意图一；

图17为本申请实施例提供的电压转换电路的电路结构示意图七；

图18为本申请实施例提供的图17所示的电压转换电路的输入端的电压与输出端的电压为2:1时各开关的控制信号的示意图一；

图19为本申请实施例提供的电压转换电路的电路结构示意图八；

图20为本申请实施例提供的电压转换电路的电路结构示意图九；

图21为本申请实施例提供的电压转换电路的电路结构示意图十；

图22为本申请实施例提供的图21所示的电压转换电路的输入端的电压与输出端的电压为（3+2K）：1时各开关的控制信号的示意图一；

图23为本申请实施例提供的电压转换电路的电路结构示意图十一；

图24为本申请实施例提供的图21所示的电压转换电路的输入端的电压与输出端的电压为（4+2K）：1时各开关的控制信号的示意图一。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

请参阅图1A，图1A为相关技术中的4：1的电荷泵电路的电路结构示意图。如图1A所示，在该电荷泵电路工作时，所有开关管在特定工作频率以接近50%的占空比交替开关。

具体地，在一个工作周期的开始时刻，开关管111、开关管113、开关管115和开关管117导通，开关管112、开关管114、开关管116和开关管118关断。电压输入端VIN1通过开关管111和开关管115为飞跨电容121和输出电容102串联充电，并为电压输出端VOUT1供电。飞跨电容120通过开关管113、开关管115和开关管117为飞跨电容119和输出电容102串联充电，并为电压输出端VOUT1供电。同时，开关管132、开关管134、开关管136和开关管138导通，开关管131、开关管133开关管135和开关管137关断。飞跨电容141通过开关管132、开关管136和开关管138为飞跨电容140和输出电容102串联充电，并为电压输出端VOUT1供电。飞跨电容139通过开关管134和开关管136为输出电容102充电，并为电压输出端VOUT1供电。

继而，在一个工作周期的中间时刻，开关管112、开关管114、开关管116和开关管118导通而开关管111、开关管113、开关管115和开关管117关断。飞跨电容121通过开关管112、开关管116和开关管118对飞跨电容120和输出电容102串联充电并为电压输出端VOUT1供电。同时飞跨电容119通过开关管114和开关管116对输出电容102充电并为电压输出端VOUT1供电。同时，开关管131、开关管133、开关管135和开关管137导通而开关管132、开关管134、开关管136和开关管138关断。电压输入端VIN1通过开关管131和开关管135对飞跨电容141和输出电容102串联充电，并为电压输出端VOUT1供电。飞跨电容140通过开关管133和开关管135及开关管137对飞跨电容139和输出电容102串联充电，并为电压输出端VOUT1供电。当开关频率足够快时，飞跨电容119、飞跨电容120、飞跨电容121、飞跨电容139、飞跨电容140、飞跨电容141和输出电容102上的电压均在一个恒定值的附近波动。其中飞跨电容119、飞跨电容139和输出电容102的两端电压差的恒定值为电压输入端VIN1的电压的四分之一，飞跨电容120和140的两端的电压差的恒定值为电压输入端VIN1的电压的一半。而飞跨电容121和飞跨电容141的两端的电压差恒定为电压输入端VIN1的电压的四分之三。从而，实现对电压输入端VIN1的电压的四等分输出。

然而，图1A中的4:1的电荷泵电路总共有16个开关管和6个飞跨电容，导致电荷泵电路的成本较高，且也导致电荷泵电路所占用的面积较大。具体的，图1A中的4:1的电荷泵电路中三组飞跨电容（第一组为飞跨电容119和飞跨电容139，第二组为飞跨电容120和飞跨电容140及第三组为飞跨电容121和飞跨电容141）在电路稳态工作时所承载的电压都不一样，由于当电容的等效电容值在不同直流电压下呈现不同的电容值降额，这也导致在实际应用中，飞跨电容的选取非常困难，同时导致基于图1A所示的电荷泵电路产品的一致性比较差。另外，从版图设计的角度来说，图1A中的4:1的电荷泵电路需要所有飞跨电容的一端都与几对下管（及开关管135/开关管136，开关管137/开关管138，开关管117/118开关管和开关管115/开关管116）之间的节点连接，从而带来版图设计上的困难，以至于在飞跨电容和几对下管之间的开关节点的连线上的损耗很大，显著影响了图1A中所示电路的电压转化效率。

基于此，本申请提供一种电压转换电路，该电压转换电路在能够实现输入端的电压与输出端的电压为3：1、4：1、…、N：1的基础上，减少开关管与飞跨电容的数量，简化版图设计，以降低电路的成本、提高电压转换效率并减小电路所占用的面积。此外，本申请的提供的电压转换电路同时可以兼容2:1的降压比，从而使电压转换电路能够应用于为单节锂电池进行快充充电的应用场景中。

如图2所示，以实现输入端的电压与输出端的电压为3：1的电压转换电路为例，该电压转换电路包括输入端VIN、输出端VOUT、第一储能支路10、第二储能支路20、第三储能支路30与控制支路（图未示）。其中，第一储能支路10包括第一电容C1、第一开关Q1、第二开关Q2与第三开关Q3，第二储能支路20包括第二电容C2、第四开关Q4、第五开关Q5与第六开关Q6，第三储能支路30包括第三电容C3、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9与第十开关Q10。

具体地，第一开关Q1的第二端与第二开关Q2的第三端连接于输出端VOUT。第二开关Q2的第二端与第三开关Q3的第三端、第一电容C1的第二端连接。第三开关Q3的第二端接地GND。第四开关Q4的第二端与第五开关Q5的第三端连接于输出端VOUT。第五开关Q5的第二端与第六开关Q6的第三端、第二电容C2的第二端连接。第六开关Q6的第二端接地。第七开关Q7的第三端与第八开关Q8的第三端连接于输入端VIN。第七开关Q7的第二端与第九开关Q9的第三端连接。第八开关Q8的第二端与第十开关Q10的第三端连接。第四电容C4连接在第九开关Q9的第三端与第十开关Q10的第二端之间。第三电容C3连接在第十开关Q10的第三端与第九开关Q9的第二端之间。第九开关Q9的第二端与第一开关Q1的第三端和第一电容的第一端连接。第十开关Q10的第二端与第四开关Q4的第三端和第二电容的第二端连接。

控制支路与第一储能支路10、第二储能支路20以及第三储能支路30中的各开关（包括第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9与第十开关Q10）连接。控制支路用于控制各开关分两相交替周期性地导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为N：1，其中，N为大于2的整数。

在此实施例中，仅需10个开关管（包括第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9与第十开关Q10）与四个飞跨电容（包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3与第四电容C4）即可实现使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为3：1。而在相关技术中，3：1的电荷泵电路如图1B所示，该电路结构的具体实现过程可参照针对图1A的描述，这里不再赘述。可见，在相关技术中，实现使输入端的电压与输出端的电压的比值为3：1至少需要14个开关。则在实现同样地降压比时，相对于相关技术而言，本申请的方案所需的开关管数量较少，从而成本较低。

并且，相对于相关技术而言，图2所示电路不再需要所有飞跨电容都连接到两对下管的公共节点，比如第三电容C3无需连接至第二开关Q2与第三开关Q3之间的公共节点。从而，降低了电路走线的困难，在版图中走线空间固定的前提下，更少的走线有助于降低走线所带来的功率损耗，换言之即提高了电压转换效率。

需要说明的是，在本申请的实施例中，以各开关均为MOS管为例。而在其他的实施例中，各开关还可以是任何可控开关，诸如绝缘栅双极晶体管（IGBT）器件，集成门极换流晶闸管（IGCT）设备，可关断晶闸管（GTO）装置，硅控整流器（SCR）设备，结型栅场效应晶体管(JFET)器件、MOS控制晶闸管(MCT)器件、氮化镓(GaN)基功率器件、碳化硅(SiC)基功率器件等。本申请实施例对比不做限制。

同时，以第一开关Q1为例，当第一开关Q1选用MOS管时，MOS管的栅极为第一开关Q1的第一端，MOS管的源极为第一开关Q1的第二端，MOS管的漏极为第一开关Q1的第三端。其他开关与第一开关Q1的应用情况相同，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。

在一实施例中，电压转换电路还可包括第一滤波电容CT1与第二滤波电容CT2。其中，第一滤波电容CT1的第一端与输出端VOUT连接，第一滤波电容CT1的第二端接地GND。第二滤波电容CT2的第一端与输入端VIN连接，第二滤波电容CT2的第二端接地GND。

请参照图3，图3示例性示出了图2所示的电压转换电路的第一种控制方式。在该种控制方式下，电压转换电路的输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压为3:1。如图3所示，曲线L32为第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8与第九开关Q9的控制信号的示意图；曲线L31为第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10的控制信号的示意图；时长T3表示一个工作周期；时长T31表示一个工作周期中的前半个周期；时长T32表示一个工作周期中的后半个周期。应理解，本申请任一实施例中的控制信号均由控制支路输出。

应理解，在本申请的实施例中，附图中的曲线的高电平表示控制对应的开关导通，低电平表示控制对应的开关关断。例如，曲线L32在时长T32内为高电平信号，此时，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8与第九开关Q9导通。

在此实施例中，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻（即时长T31开始的时刻），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10导通，并控制其他开关关断。即在该工作周期的前半个周期中，保持第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10导通,并保持其他开关关断。

由曲线L32可知，在一个工作周期的中间时刻（即时长T32开始的时刻），控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8与第九开关Q9导通，并控制其他开关关断。即在该工作周期的后半个周期中，保持第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8与第九开关Q9导通,并保持其他开关关断。

具体地，在一个工作周期的前半周期，第二电容C2、第四电容C4与第一滤波电容CT1串联。第二电容C2上的平均电压、第四电容C4上的平均电压与第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压。与此同时，第一电容C1通过第一开关Q1和第三开关Q3对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第一电容C1与第一滤波电容CT1并联，所以第一电容C1上的平均电压等于输出端VOUT上的电压。类似的，第三电容C3通过第一开关Q1、第五开关Q5和第十开关Q10与第二电容C2并联，所以第三电容C3上的平均电压与第二电容C2上的平均电压电压相等。

在一个工作周期的后半周期，第一电容C1、第三电容C3和第一滤波电容CT1串联在输入端VIN和地之间。则第三电容C3上的平均电压、第一电容C1上的平均电压和第一滤波电容CT1上的平均电压之和为输入端VIN的电压。与此同时，第二电容C2通过第四开关Q4与第六开关Q6对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第二电容C2与第一滤波电容CT1并联，所以第二电容C2上的平均电压等于输出端VOUT上的电压。这样则可以得到在图2所示的电压转换电路达到稳态工作时，所有飞跨电容（包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4）上的电压的平均值均与输出端VOUT上的电压（即第一滤波电容CT1上的电压）相等。且如前所述，第一电容C1、第三电容C3与第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压，则可以得到所有飞跨电容上的平均电压都等于输入端VIN上的电压的1/3，即输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为3:1。

通过上述方式，当各开关的开关频率足够快时，第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4和第一滤波电容CT1两端的电压均会在输出端VOUT上的电压附近波动。且输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为3：1。

可见，在此实施例中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9与第十开关Q10均以50%的占空比交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为3：1。

需要说明的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9与第十开关Q10均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断，比如49.5%。

在单节电池的充电器应用中，要求3：1降压电路还可以配置为支持2：1的降压比，即输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1，以兼容传统的快速充电架构。

图4即示例性示出了图2所示的电压转换电路的第二种控制方式。在该种控制方式下，电压转换电路的输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压为2:1。如图4所示，曲线L41为第一开关Q1、第三开关Q3、第四开关Q4与第六开关Q6的控制信号的示意图；曲线L42为第二开关Q2、第五开关Q5、第七开关Q7和第八开关Q8的控制信号的示意图；曲线L43为第十开关Q10和第九开关Q9的控制信号的示意图；时长T4表示一个工作周期；时长T41表示一个工作周期中的前半个周期；时长T42表示一个工作周期中的后半个周期。

在该实施例中，控制支路还用于：控制第九开关Q9和第十开关Q10保持导通。亦即，在时长T4内，第九开关Q9和第十开关Q10保持导通。在一个工作周期的前半周期（即时长T41内），控制第二开关Q2、第五开关Q5、第七开关Q7与第八开关Q8导通，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第四开关Q4与第六开关Q6保持关断。在一个工作周期的后半周期（即时长T42内），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第四开关Q4与第六开关Q6导通，并控制第二开关Q2、第五开关Q5、第七开关Q7与第八开关Q8保持关断。

其中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7与第八开关Q8均以50%的占空比交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7与第八开关Q8均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

在此实施例中，通过保持第九开关Q9和第十开关Q10导通，并配置其余开关分两相交替周期性地导通与关断，能够在不增加开关前提下，实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1，以满足高降压比的电压转换电路在单节电池充电器应用中对传统的2：1降压比需求的兼容适配。

为了更好的理解本申请，以下将以图2所示的电路结构采用图4所示的控制信号来实现2：1的降压比为例进行说明。

请参照图5，图5为图2所示的电路结构在一个工作周期内采用图4所示的控制信号控制各开关后的简化图（即等效电路图）。由于第九开关Q9和第十开关Q10保持导通，第三电容C3和第四电容C4则保持并联于第一开关Q1的第三端和第四开关Q4的第三端之间。

当图5所示的电路结构处于一个工作周期中的前半个周期，第一电容C1和第一滤波电容CT1串联，输入端VIN通过第一电容C1为第一滤波电容CT1充电并为负载供电。同时，第二电容C1和第一滤波电容CT1串联，输入端VIN也通过第二电容C2为第一滤波电容CT1充电并为负载供电。由于在前一个工作周期结束时，第一电容C1、第二电容C2和第一滤波电容CT1上的电压相等，均为输出端VOUT的电压，这样，输入端VIN的电压则为输出端VOUT的电压的两倍。同时，第三电容C3和第四电容C4两端的电压相等，均为输入端VIN的电压，所以第三电容C3和第四电容C4并不储存电荷且也无电流流过第三电容C3或第四电容C4。

当图5所示的电路结构处于一个工作周期的后半周期时，第一电容C1与第二电容C2与第一滤波电容CT1并联为负载供电。第三电容C3和第四电容C4两端的电压相等，均为输出端VOUT的电压，所以第三电容C3和第四电容C4并不储存电荷且也无电流流过第三电容C3或第四电容C4。

综上可得，采用图4所示的控制信号，可以有效地将第三电容C3和第四电容C4旁路，以使其不参与电压转换过程，从而实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1。

然而，采用图4所示的控制信号所实现的2：1降压是单相的，即电压转换电路只有在工作周期的前半周期内从输入端VIN汲取电流。这会导致输入端VIN的RMS电流增加，影响电压转换效率。同时，单相的工作方式也会带来更高的输出纹波。基于此，本申请实施例还提供另外一种实现2:1降压，并且具有双相的工作方式的电压转换电路，以解决上述问题。

具体地，在一实施例中，可以通过在图2所示电路的基础上增加开关的方法，实现双相的2：1降压，以实现对传统快速充电架构的兼容。

如图6所示，第三储能支路30还包括第十一开关Q11和第十二开关Q12。第十一开关Q11和第十二开关Q12的第一端均与控制支路连接，第十一开关Q11与所述第三电容C3串联连接在第十开关Q10的第三端和第九开关Q9的第二端之间，第十二开关Q12与第四电容C4串联连接在第九开关Q9的第三端和第十开关Q10的第二端之间。

在该实施例中，以第十一开关Q11连接于第三电容C3与第九开关Q9的第二端之间，且第十二开关Q12连接于第四电容C4与第十开关Q10的第二端之间为例说明其工作原理。需要指出的是，当第十一开关Q11连接于第三电容C3与第十开关Q10的第三端之间，或当第十二开关Q12连接于第四电容C4与第九开关Q9的第二端之间时，该电路的工作原理是相同的。

可以理解的是，当图6所示电路工作在第一种控制方式以实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为3：1时，可以沿用图3所示的控制方法，唯一区别在于控制支路需要控制第十一开关Q11和第十二开关Q12在工作周期内保持导通。具体工作原理在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。

请参照图7，图7示出了图6所示的电压转换电路的第二种控制方式。在该种控制方式下，电压转换电路的输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压为2:1。如图7所示，曲线L71为第八开关Q8和第七开关Q7的控制信号的示意图；曲线L72为第十一开关Q11和第十二开关Q12的控制信号的示意图；曲线L73为第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第十开关Q10的控制信号的示意图；曲线L74为第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第九开关Q9的控制信号的示意图；时长T7表示一个工作周期；时长T71表示一个工作周期中的前半个周期；时长T72表示一个工作周期中的后半个周期。

在此实施例中，控制支路还用于：控制第十一开关Q11和第十二开关Q12保持关断，并控制第七开关Q7和第八开关Q8保持导通。亦即，在时长T7内，第十一开关Q11和第十二开关Q12保持关断，第七开关Q7和第八开关Q8保持导通。在一个工作周期的前半周期（即时长T71内），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第十开关Q10导通，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第九开关Q9保持关断。在一个工作周期的后半周期（即时长T72内），控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第九开关Q9导通，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第十开关Q10保持关断。

在一个工作周期的前半周期，输入端VIN通过第八开关Q8、第五开关Q5与第十开关Q10为第二电容C2和第一滤波电容CT1串联充电，并为输出端VOUT供电。此时的第二电容C2和第一滤波电容CT1串联。第二电容C2和第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压。与此同时，第一电容C1通过第一开关Q1与第三开关Q3对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第一电容C1与第一滤波电容CT1并联，所以第一电容C1上的平均电压等于输出端VOUT上的电压。

在一个工作周期的后半周期，输入端VIN通过第七开关Q7、第二开关Q2与第九开关Q9为第一电容C1和第一滤波电容CT1串联充电，并为输出端VOUT供电。此时，第一电容C1和第一滤波电容CT1串联。第一电容C1和第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压。如前所述，第一电容C1的平均电压等于输出端VOUT上的电压。因此，第一电容C1和第一滤波电容CT1上的平均电压等于输入端VIN上的电压的一半。与此同时，第二电容C2通过第四开关Q4与第六开关Q6对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第二电容C2与第一滤波电容CT1并联，所以第二电容C2上的平均电压等于输出端VOUT上的电压，也等于输入端VIN上的电压的一半。

这样，当各开关的开关频率足够快时，第一电容C1、第二电容C2和第一滤波电容CT1上的电压均在一个恒定值的附近波动，以实现对输入端VIN的电压的二等分输出。

可见，在此实施例中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第九开关Q9与第十开关Q10均以50%的占空比交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第九开关Q9与第十开关Q10均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

在本实施例中，由于第十一开关Q11与第十二开关Q12始终保持关断，第三电容C3和第四电容C4两端的电压为0，且没有电流流过第三电容C3和第四电容C4。而且，第十一开关Q11与第十二开关Q12的第三端和第二端之间的电压差始终维持在输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的差值，也就是与输出端VOUT的电压相等。在单节电池充电器的应用中，第十一开关Q11与第十二开关Q12可以采用低压的器件实现，使得在图2所示电路中增加第十一开关Q11与第十二开关Q12的成本并不高。

由于在此实施例中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第九开关Q9与第十开关Q10分两相交替周期性地导通与关断，即电压转换电路在工作周期的前半周期和后半周期内都从输入端VIN汲取电流，相较于图5所示的单相2：１工作模式而言，这样操作会有效地降低输入端VIN的RMS电流，从而提高电压转换效率。同时，双相的工作方式也会带来较低的输出纹波。

请参照图8，图8示出了图6所示的电压转换电路的第三种控制方式。在该种控制方式下，电压转换电路的输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压仍为2:1。如图8所示，曲线L81为第九开关Q9和第十开关Q10的控制信号的示意图；曲线L82为第十一开关Q11和第十二开关Q12的控制信号的示意图；曲线L83为第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第八开关Q8的控制信号的示意图；曲线L84为第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第七开关Q7的控制信号的示意图；时长T8表示一个工作周期；时长T81表示一个工作周期中的前半个周期；时长T82表示一个工作周期中的后半个周期。

在此实施例中，控制支路还用于：控制第十一开关Q11和第十二开关Q12保持关断，并控制第九开关Q9和第十开关Q10保持导通。亦即，在时长T8内，第十一开关Q11和第十二开关Q12保持关断，第九开关Q9和第十开关Q10保持导通。在一个工作周期的前半周期（即时长T81内），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第七开关Q7导通，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第八开关Q8保持关断。在一个工作周期的后半周期（即时长T82内），控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第八开关Q8导通，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第七开关Q7保持关断。

在一个工作周期的前半周期，输入端VIN通过第八开关Q8、第五开关Q5与第十开关Q10为第二电容C2和第一滤波电容CT1串联充电，并为输出端VOUT供电。此时的第二电容C2和第一滤波电容CT1串联。第二电容C2和第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压。与此同时，第一电容C1通过第一开关Q1与第三开关Q3对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第一电容C1与第一滤波电容CT1并联，所以第一电容C1上的平均电压等于输出端VOUT上的电压。此时，由于第十开关Q10的第三端的电压与输入端VIN的电压相同，而第九开关Q9的第二端的电压与输出端VOUT的电压相同，这也就使得第十二开关Q12的体二极管导通，电流通过第十二开关Q12的体二极管为第四电容C4充电，直至第四电容C4两端的电压差为输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压之差。

在一个工作周期的后半周期，输入端VIN通过第七开关Q7、第二开关Q2与第九开关Q9为第一电容C1和第一滤波电容CT1串联充电，并为输出端VOUT供电。此时，第一电容C1和第一滤波电容CT1串联。第一电容C1和第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压。如前所述，第一电容C1的平均电压等于输出端VOUT上的电压。因此，第一电容C1和第一滤波电容CT1上的平均电压等于输入端VIN上的电压的一半。与此同时，第二电容C2通过第四开关Q4与第六开关Q6对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第二电容C2与第一滤波电容CT1并联，所以第二电容C2上的平均电压等于输出端VOUT上的电压，也等于输入端VIN上的电压的一半。此时，由于第九开关Q9的第三端的电压与输入端VIN的电压相同，而第十开关Q10的第二端的电压与输出端VOUT的电压相同，这也就使得第十一开关Q11的体二极管导通，电流通过第十一开关Q11的体二极管为第三电容C3充电，直至第三电容C3两端的电压差为输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压之差。同时，第十二开关Q12的第三端和第二端之间的电压差与输入端VIN的电压相同。

这样，当各开关的开关频率足够快时，第一电容C1、第二电容C2和第一滤波电容CT1上的电压均在一个恒定值的附近波动，以实现对输入端VIN的电压的二等分输出。

可见，在此实施例中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7与第八开关Q8均以50%的占空比交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7与第八开关Q8均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

由于在此实施例中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7与第八开关Q8分两相交替周期性地导通与关断，即电压转换电路在工作周期的前半周期和后半周期内都从输入端VIN汲取电流，相较于图５所示的单相2:1工作模式而言，这样操作会有效地降低输入端VIN的RMS电流，从而提高电压转换效率。同时，双相的工作方式也会带来较低的输出纹波。

在本实施例中，虽然第十一开关Q11与第十二开关Q12始终保持关断，但是其体二极管会在其第二端和第三端的电压差足够大时导通，给第三电容C3和第四电容C4充电。由于第三电容C3和第四电容C4两端的电压为输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压之差，那么第十一开关Q11与第十二开关Q12的第三端和第二端之间的电压差会在输入端VIN的电压与0之间周期性的切换。在单节电池充电器的应用中，第十一开关Q11与第十二开关Q12需要采用耐压为两倍电池电压的器件来实现，对电路的成本和效率的影响比较大。为了解决这个问题，可以将第十一开关Q11与第十二开关Q12配置为隔离开关，以防止体二极管导通为第三电容C3或第四电容C4充电。

具体请参照图9，其中第十一开关Q11与第十二开关Q12被配置为由两个串联的对顶场效应管组成的隔离开关。当第十一开关Q11和第十二开关Q12关断时，由于其内部两个串联的场效应管的寄生体二极管的极性相反，第十二开关Q12在一个工作周期的前半周期不能支持电流为第四电容C4充电，第十一开关Q11在一个工作周期的后半周期也不能支持电流为第三电容C3充电。使得第三电容C3和第四电容C4上不会储存电荷，进而降低了在一个工作周期的前半周期中第十一开关Q11和在一个工作周期的后半周期中第十二开关Q12所需要承受的反相电压。具体的，第十一开关Q11与第十二开关Q12只需要承受输出端VOUT的电压即可。

由于对顶的隔离开关实施方式会带来更大的导通电阻和损耗，在有些实施例中，可以更进一步将第十一开关Q11与第十二开关Q12这两个隔离开关配置为体端子可切换的场效应管以进一步降低其导通损耗。

如图10所示，第十一开关Q11与第十二开关Q12被配置为由体端子连接可切换的场效应管实现的隔离开关。场效应管的体端子可以根据需求切换连接方式，进而控制体二极管的方向。具体地，当第十一开关Q11的体端子被配置为与其第二端连接时，则第十一开关Q11的体二极管可以阻断由第十开关Q10的第三端流向第九开关Q9的第二端的电流。而当第十一开关Q11的体端子被配置为与其的第三端连接时，则第十一开关Q11的体二极管可以阻断由第九开关Q9的第二端流向第十开关Q10的第三端的电流。在应用中，可以在图8所示的控制方法基础上，在一个工作周期的前半周期，控制第十一开关Q11的体端子与其第二端连接，并控制第十二开关Q12的体端子与其第三端连接，在一个工作周期的后半周期，控制第十一开关Q11的体端子与其第三端连接，并控制第十二开关Q12的体端子与其第二端连接，使第十一开关Q11和第十二开关Q12分别不能支持电流为第三电容C3和第四电容C4充电。这样一来，既降低了第十一开关Q11和第十二开关Q12的耐压需求，又保持了较低的导通损耗。

为了实现更高的降压比，在一实施例中，如图11所示，第三储能支路30还包括第五电容C5、第六电容C6、第十三开关Q13与第十四开关Q14。

其中，第十三开关Q13的第三端与第九开关Q9的第二端连接，第十三开关Q13的第二端与第一开关Q1的第三端连接，第十四开关Q14的第三端与第十开关Q10的第二端连接，第十四开关Q14的第二端与第四开关Q4的第三端连接，第五电容C5连接在第十四开关Q14的第三端和第十三开关Q13的第二端之间，第六电容C6连接在第十三开关Q13的第三端和第十四开关Q14的第二端之间。控制支路分别与第十三开关Q13的第一端及第十四开关Q14的第一端连接。

在此实施例中，仅需12个开关管（包括第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关Q13、第十四开关Q14）与六个飞跨电容（包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5与第六电容C6）即可实现使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1。而在相关技术中，同样为了实现入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1的电路结构则如图1A所示，需要使用16个开关。可见，相对于相关技术而言，本申请能够减少开关的使用，有利于降低成本。

其次，相对于相关技术中，即图1A所示的电荷泵电路，图11所示电路不再需要所有飞跨电容都连接到两对下管的公共节点，从而降低了电路走线的困难，在版图中走线空间固定的前提下，更少的走线有助于降低了走线所带来的功率损耗。

请参照图12，图12示例性示出了图11所示的电压转换电路的第一种控制方式。在该种控制方式下，电压转换电路的输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压为4:1。如图12所示，曲线L121为第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9与第十四开关Q14的控制信号的示意图；曲线L122为第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十开关Q10与第十三开关Q13的控制信号的示意图；时长T12表示一个工作周期；时长T121表示一个工作周期中的前半个周期；时长T122表示一个工作周期中的后半个周期。应理解，本申请任一实施例中的控制信号均由控制支路输出。

在此实施例中，控制支路进一步用于：在一个工作周期的前半周期（即时长T121内），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9与第十四开关Q14导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的后半周期（即时长T122内），控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十开关Q10与第十三开关Q13导通，并控制其他开关关断。

具体地，在一个工作周期的前半周期，第二电容C2、第三电容C3、第六电容C6与第一滤波电容CT1串联。第二电容C2、第三电容C3、第六电容C6与第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压。与此同时，第一电容C1通过第一开关Q1和第三开关Q3对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第一电容C1与第一滤波电容CT1并联，所以第一电容C1上的平均电压等于输出端VOUT上的电压。第五电容C5通过第一开关Q1、第五开关Q5、第十四开关Q14与第二电容C2并联，所以第五电容C5上的平均电压与第二电容C2上的平均电压电压相等。类似的，第四电容C4通过第九开关Q9和第十四开关Q14与第六电容C6并联，所以第四电容C4上的平均电压与第六电容C6上的平均电压相等。

在一个工作周期的后半周期，第一电容C1、第四电容C4、第五电容C5和第一滤波电容CT1串联在输入端VIN和地之间。则第四电容C4、第一电容C1、第五电容C5和第一滤波电容CT1上的平均电压之和为输入端VIN的电压。与此同时，第二电容C2通过第四开关Q4与第六开关Q6对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第二电容C2与第一滤波电容CT1并联，所以第二电容C2上的平均电压等于输出端VOUT上的电压。第六电容C6通过第二开关Q2、第四开关Q4、第十三开关Q13与第一电容C1并联，所以第六电容C6上的平均电压与第一电容C1上的平均电压电压相等。类似的，第三电容C3通过第十开关Q10和第十三开关Q13与第五电容C5并联，所以第三电容C3上的平均电压与第五电容C5上的平均电压电压相等。

这样则可以得到在图11所示的电压转换电路达到稳态工作时，所有飞跨电容（包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5和第六电容C6）上的电压的平均值均与输出端VOUT上的电压（即第一滤波电容CT1上的电压）相等。且如前所述，第一电容C1、第三电容C3、第五电容C5与第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压，则可以得到所有飞跨电容上的平均电压都等于输入端VIN上的电压的1/4，即输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4:1。

通过上述方式，当各开关的开关频率足够快时，第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6和第一滤波电容CT1两端的电压均会在输出端VOUT上的电压附近波动。且输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1。

其中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关Q13与第十四开关Q14均以50%的占空比交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关Q13与第十四开关Q14均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

与如图1A所示的4：1电压转换电路的现有技术相比，在此实施例中，电路稳态工作时各个飞跨电容（包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6）所承载的电压都与输出端VOUT的电压相等，可以选取同样耐压和／或电容值的电容，从而有效地解决了现有技术中电压转换电路飞跨电容选取困难和产品的一致性差的问题。

如前所述，在单节电池的充电器应用（即在为单节电池充电的应用场景）中，要求4：1的电压转换电路可以配置为支持2：1的降压比（即输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1），以兼容传统的快速充电架构。

请参照图13，图13示例性示出了图11所示的电压转换电路的第二种控制方式。在该种控制方式下，电压转换电路的输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压为2:1。如图13所示，曲线L131为第一开关Q1、第三开关Q3、第四开关Q4与第六开关Q6的控制信号的示意图；曲线L132为第二开关Q2、第五开关Q5、第七开关Q7和第八开关Q8的控制信号的示意图；曲线L133为第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14的控制信号的示意图；时长T13表示一个工作周期；时长T131表示一个工作周期中的前半个周期；时长T132表示一个工作周期中的后半个周期。

在此实施例中，控制支路还用于：控制第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14保持导通。亦即，在时长T13内，第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14保持导通。在一个工作周期的前半周期（即时长T131内），控制第二开关Q2、第五开关Q5、第七开关Q7与第八开关Q8导通，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第四开关Q4与第六开关Q6保持关断。在一个工作周期的后半周期（即时长T132内），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第四开关Q4与第六开关Q6导通，并控制第二开关Q2、第五开关Q5、第七开关Q7与第八开关Q8保持关断。

其中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7与第八开关Q8均以50%的占空比交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7与第八开关Q8均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

在此实施例中，通过保持第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关 Q13和第十四开关Q14导通，并配置其余开关以单相的模式工作，能够在不增加开关前提下，实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1，以满足高降压比的电压转换电路在单节电池充电器应用中对传统的2：1降压比需求的兼容适配。

为了更好的理解本申请，以下将以图11所示的电路结构采用图13所示的控制信号来实现2：1的降压比为例进行说明。

请参照图14，图14为图11所示的电路结构在一个工作周期内采用图13所示的控制信号控制各开关后的简化图（即等效电路图）。由于第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14保持导通，第三电容C3、第四电容C4、第五电容Q5和第六电容Q6则保持并联于第一开关Q1的第三端和第四开关Q4的第三端之间。

当图14所示的电路结构处于一个工作周期中的前半个周期时，第一电容C1和第一滤波电容CT1串联，输入端VIN通过第一电容为第一滤波电容CT1充电并为负载供电。同时，第二电容C2也和第一滤波电容CT1串联，输入端VIN也通过第二电容C2为第一滤波电容CT1充电并为负载供电。由于在前一个工作周期结束时，第一电容C1、第二电容C2和第一滤波电容CT1上的电压相等，均为输出端VOUT的电压，这样，输入端VIN的电压则为输出端VOUT的电压的两倍。同时，第三电容C3、第四电容C4、第五电容Q5和第六电容Q6两端的电压相等，均为输入端VIN的电压，所以第三电容C3、第四电容C4、第五电容Q5和第六电容Q6并不储存电荷且也无电流流过第三电容C3、第四电容C4、第五电容Q5或第六电容Q6。

在一个工作周期的后半周期时，第一电容C1与第二电容C2与第一滤波电容CT1并联为负载供电。第三电容C3、第四电容C4、第五电容Q5和第六电容Q6两端的电压相等，均为输出端VOUT的电压，所以第三电容C3、第四电容C4、第五电容Q5和第六电容Q6并不储存电荷且也无电流流过第三电容C3、第四电容C4、第五电容Q5或第六电容Q6。

综上可得，采用图13所示的控制信号，可以有效地将第三电容C3、第四电容C4、第五电容Q5和第六电容Q6旁路，以使其不参与电压转换过程，从而实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1。

然而，采用图13所示的控制信号所实现的2：1降压是单相的，即电压转换电路只有在工作周期的前半周期内从输入端VIN汲取电流。这会导致输入端VIN的RMS电流增加，影响电压转换效率。同时，单相的工作方式也会带来更高的输出纹波。基于此，本申请实施例还提供一种实现2:1降压，并且具有双相的工作方式的电压转换电路，以解决上述问题。

具体地，在一实施例中，可以通过在图11所示电路的基础上增加开关的方法，实现双相的2：1降压，以实现对传统快速充电架构的兼容。如图15所示，第三储能支路30还包括第十五开关Q15和第十六开关Q16。第十五开关Q15和第十六开关Q16的第一端均与控制支路连接。第十五开关Q15与第五电容C5串联连接在第十四开关Q14的第三端和第十三开关Q13的第二端之间，第十六开关Q16与第六电容C6串联连接在第十三开关Q13的第三端和第十四开关Q14的第二端之间。

在该实施例中，以第十五开关Q15连接于第五电容C5与第十三开关Q13的第二端之间，且第十六开关Q16连接于第六电容C6与第十四开关Q14的第二端之间为例说明其工作原理。需要指出的是，当第十五开关Q15连接于第五电容C5与第十四开关Q14的第三端之间，或当第十六开关Q16连接于第六电容C6与第十三开关Q13的第二端之间时，该电路的工作原理是相同的。

可以理解的是，当图15所示电路工作在第一种控制方式以实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1时，可以沿用图12所示的控制方法，唯一区别在于控制支路需要控制第十五开关Q15和第十六开关Q16在工作周期内保持导通。具体工作原理在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。

请参照图16，图16示出了图15所示的电压转换电路的第二种控制方式。在该种控制方式下，电压转换电路的输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压为2:1。如图16所示，曲线L161为第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9和第十开关Q10的控制信号的示意图；曲线L162为第十五开关Q15和第十六开关Q16的控制信号的示意图；曲线L163为第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第十四开关Q14的控制信号的示意图；曲线L164为第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第十三开关Q13的控制信号的示意图；时长T16表示一个工作周期；时长T161表示一个工作周期中的前半个周期；时长T162表示一个工作周期中的后半个周期。

在此实施例中，控制支路还用于：控制第十五开关Q15和第十六开关Q16保持关断，并控制第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9和第十开关Q10保持导通。亦即，在时长T16内，第十五开关Q15和第十六开关Q16保持关断，第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9和第十开关Q10保持导通。在一个工作周期的前半周期（即时长T161内），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第十四开关Q14导通，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第十三开关Q13保持关断。在一个工作周期的后半周期（即时长T162内），控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第十三开关Q13导通，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第十四开关Q14保持关断。

在一个工作周期的前半周期，输入端VIN通过第八开关Q8、第十四开关Q14、第五开关Q5与第十开关Q10为第二电容C2和第一滤波电容CT1串联充电，并为输出端VOUT供电。此时的第二电容C2和第一滤波电容CT1串联。第二电容C2和第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压。与此同时，第一电容C1通过第一开关Q1与第三开关Q3对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第一电容C1与第一滤波电容CT1并联，所以第一电容C1上的平均电压等于输出端VOUT上的电压。

在一个工作周期的后半周期，输入端VIN通过第七开关Q7、第十三开关Q13、第二开关Q2与第九开关Q9为第一电容C1和第一滤波电容CT1串联充电，并为输出端VOUT供电。此时，第一电容C1和第一滤波电容CT1串联。第一电容C1和第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压。如前所述，第一电容C1的平均电压等于输出端VOUT上的电压。因此，第一电容C1和第一滤波电容CT1上的平均电压等于输入端VIN上的电压的一半。与此同时，第二电容C2通过第四开关Q4与第六开关Q6对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第二电容C2与第一滤波电容CT1并联，所以第二电容C2上的平均电压等于输出端VOUT上的电压，也等于输入端VIN上的电压的一半。

这样，当各开关的开关频率足够快时，第一电容C1、第二电容C2和第一滤波电容CT1上的电压均在一个恒定值的附近波动，以实现对输入端VIN的电压的二等分输出。

可见，在此实施例中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第十三开关Q13与第十四开关Q14均以50%的占空比交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第十三开关Q13与第十四开关Q14均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

在本实施例中，由于第十五开关Q15与第十六开关Q16始终保持关断，且第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9与第十开关Q10均保持导通，第三电容C3和第四电容C4两端的电压为0，且没有电流流过第五电容C5和第六电容C6。而且，第十五开关Q15与第十六开关Q16的第三端和第二端之间的电压差始终维持在输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的差值，也就是与输出端VOUT的电压相等。在单节电池充电器的应用中，第十五开关Q15与第十六开关Q16可以采用低压的器件实现，使得在图11所示电路中增加第十五开关Q15与第十六开关Q16的成本并不高。

由于在此实施例中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第十三开关Q13与第十四开关Q14分两相交替周期性地导通与关断，即电压转换电路在工作周期的前半周期和后半周期内都从输入端VIN汲取电流，相较于图13所示的单相2：1工作模式而言，这样操作会有效地降低输入端VIN的RMS电流，从而提高电压转换效率。同时，双相的工作方式也会带来较低的输出纹波。

然而，如前面的分析可以看到，在图15所示电压转换电路的输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压为4:1且处于稳态时，流过第十五开关Q15与第十六开关Q16的电流为由输入端VIN输入的电流的两倍。相比而言，在图6所示电压转换电路的输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压为3:1且处于稳态时，流过第十一开关Q11与第十二开关Q12的电流与由输入端VIN输入的电流相等。所以在图11所示电路的基础上增加第十五开关Q15与第十六开关Q16会带来更高的功率损耗。

基于此，在另一些实施例中，在图11所示的电路的基础上，可以选取电流更低的路径增加用于实现兼容2:1降压工作模式的开关，以降低所加入开关所带来的在4:1工作模式下的功率损耗。

如图17所示，第三储能支路30还包括第十七开关Q17和第十八开关Q18。第十七开关Q17和第十八开关Q18的第一端均与控制支路连接。第十七开关Q17连接在第九开关Q9和第十三开关Q13的公共节点与第三电容C3和第六电容C6的公共节点之间。第十八开关Q18连接在第十开关Q10和第十四开关Q14的公共节点与第四电容C4和第五电容C5的公共节点之间。

可以理解的是，当图17所示电路工作在第一种控制方式以实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1时，可以沿用图12所示的控制方法，唯一区别在于控制支路需要控制第十七开关Q17和第十八开关Q18在工作周期内保持导通。具体工作原理在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。

请参照图18，图18示出了图17所示的电压转换电路的第二种控制方式。在该种控制方式下，电压转换电路的输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压为2:1。如图18所示，曲线L181为第九开关Q9、第十开关Q10，第十三开关Q13和第十四开关Q14的控制信号的示意图；曲线L182为第十五开关Q15和第十六开关Q16的控制信号的示意图；曲线L183为第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第八开关Q8的控制信号的示意图；曲线L184为第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第七开关Q7的控制信号的示意图；时长T18表示一个工作周期；时长T181表示一个工作周期中的前半个周期；时长T182表示一个工作周期中的后半个周期。

在此实施例中，控制支路还用于：控制第十七开关Q17和第十八开关Q18保持关断，并控制第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14保持导通。亦即，在时长T18内，第十七开关Q17和第十八开关Q18保持关断，第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14保持导通。在一个工作周期的前半周期（即时长T181内），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第八开关Q8导通，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第七开关Q7保持关断。在一个工作周期的后半周期（即时长T182内），控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第七开关Q7导通，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第八开关Q8保持关断。

在一个工作周期的前半周期，输入端VIN通过第八开关Q8、第五开关Q5、第十开关Q10和第十四开关Q14为第二电容C2和第一滤波电容CT1串联充电，并为输出端VOUT供电。此时的第二电容C2和第一滤波电容CT1串联。第二电容C2和第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压。与此同时，第一电容C1通过第一开关Q1与第三开关Q3对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第一电容C1与第一滤波电容CT1并联，所以第一电容C1上的平均电压等于输出端VOUT上的电压。此时，由于第十四开关Q14的第三端的电压与输入端VIN的电压相同，而第十三开关Q13的第二端、第九开关Q9的第三端的电压与输出端VOUT的电压相同，这也就使得第十八开关Q18的体二极管导通，电流通过第十八开关Q18的体二极管分别为第四电容C4和第五电容C5充电，直至第五电容C5和第四电容C4两端的电压差为输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压之差。

在一个工作周期的后半周期，输入端VIN通过第七开关Q7、第二开关Q2、第九开关Q9与第十三开关Q13为第一电容C1和第一滤波电容CT1串联充电，并为输出端VOUT供电。此时，第一电容C1和第一滤波电容CT1串联。第一电容C1和第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压。如前所述，第一电容C1的平均电压等于输出端VOUT上的电压。因此，第一电容C1和第一滤波电容CT1上的平均电压等于输入端VIN上的电压的一半。与此同时，第二电容C2通过第四开关Q4与第六开关Q6对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第二电容C2与第一滤波电容CT1并联，所以第二电容C2上的平均电压等于输出端VOUT上的电压，也等于输入端VIN上的电压的一半。此时，由于第九开关Q9的第二端的电压与输入端VIN的电压相同，而第十开关Q10的第三端、第十四开关Q14的第二端的电压均与输出端VOUT的电压相同，这也就使得第十七开关Q17的体二极管导通，电流通过第十七开关Q17的体二极管为第三电容C3和第六电容C6充电，直至第三电容C3和第六电容C6两端的电压差为输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压之差。同时，第十八开关Q18的第三端和第二端之间的电压差于输入端的电压VIN相同。

这样，当各开关的开关频率足够快时，第一电容C1、第二电容C2和第一滤波电容CT1上的电压均在一个恒定值的附近波动，以实现对输入端VIN的电压的二等分输出。

可见，在此实施例中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7与第八开关Q8均以50%的占空比交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7与第八开关Q8均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

由于在此实施例中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7与第八开关Q8分两相交替周期性地导通与关断，即电压转换电路在工作周期的前半周期和后半周期内都从输入端VIN汲取电流，相较于图13所示的单相2:1工作模式而言，这样操作会有效地降低输入端VIN的RMS电流，从而提高电压转换效率。同时，双相的工作方式也会带来较低的输出纹波。

在本实施例中，虽然第十七开关Q17与第十八开关Q18始终保持关断，但是其体二极管会在其第二端和第三端的电压差足够大时导通，给第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5和第六电容C6充电。由于第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5和第六电容C6两端的电压均为输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压之差，那么第十七开关Q17与第十八开关Q18的第二端和第三端之间的电压差会在输入端VIN的电压与0之间周期性的切换。在单节电池充电器的应用中，第十七开关Q17与第十八开关Q18需要采用耐压为两倍电池电压的器件来实现，对电路的成本和效率的影响比较大。为了解决这个问题，可以将第十七开关Q17与第十八开关Q18配置为隔离开关，以防止体二极管导通为第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5或第六电容C6充电。

具体请参照图19，其中第十七开关Q17与第十八开关Q18被配置为由两个串联的对顶场效应管组成的隔离开关。当第十七开关Q17和第十八开关Q18关断时，由于其内部两个串联的场效应管的寄生体二极管的极性相反，第十八开关Q18在一个工作周期的前半周期不能支持电流为第四电容C4或第五电容C5充电，第十七开关Q17在一个工作周期的后半周期也不能支持电流为第三电容C3或第六电容C6充电。使得第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5和第六电容C6上不会储存电荷，进而降低了在一个工作周期的前半周期里第十七开关Q17和在一个工作周期的后半周期里第十八开关Q18所需要承受的反向电压。具体的，第十七开关Q17与第十八开关Q18只需要承受输出端VOUT的电压即可。

由于对顶的隔离开关实施方式会带来更大的导通电阻和损耗，在有些实施例中，可以更进一步将第十七开关Q17与第十八开关Q18这两个隔离开关配置为体端子可切换的场效应管开关以进一步降低其导通损耗。如图20所示，第十七开关Q17与第十八开关Q18被配置为由体端子连接可切换的场效应管实现的隔离开关，即场效应管的体端子可以根据需求切换连接方式，进而控制体二极管的方向。

具体地，第十七开关Q17和第十八开关Q18为体端子连接可切换的场效应管。且控制支路用于配置第十七开关Q17和第十八开关Q18的体端子的连接方式，连接方式为体端子是与对应开关的第二端连接还是第三端连接。比如，第十七开关Q17的体端子的连接方式为第十七开关Q17的体端子与其第二端连接，或者，第十七开关Q17的体端子与其第三端连接。

其中，第十七开关Q17的第二端与第九开关Q9和第十三开关Q13的公共节点连接，第十七开关Q17的第三端与第三电容C3和第六电容C6的公共节点连接，第十八开关Q18的第二端与第十开关Q10和第十四开关Q14的公共节点连接，第十八开关Q18的第三端与第四电容C4和第五电容C5的公共节点连接。

在该实施例中，当第十七开关Q17的体端子被配置为与其第二端连接时，则第十七开关Q17的体二极管可以阻断由第十开关Q10的第三端流向第九开关Q9的第二端的电流。而当第十七开关Q17的体端子被配置为与其第三端连接时，则第十七开关Q17的体二极管可以阻断由第九开关Q9的第二端流向第十开关Q10的第三端的电流。在应用中，可以在图18所示的控制方法基础上，在一个工作周期的前半周期，控制第十七开关Q17的体端子与其第二端连接，并控制第十八开关Q18的体端子与其第三端连接；在一个工作周期的后半周期，控制第十七开关Q17的体端子与其第三端连接，并控制第十八开关Q18的体端子与其第二端连接，使第十七开关Q17不能支持电流为第三电容C3或第六电容C6充电，以及第十八开关Q18分别不能支持电流为第四电容C4或第五电容C5充电。

具体实现过程为，控制支路进一步用于：控制第十七开关Q17和第十八开关Q18保持关断，并控制第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14保持导通。在一个工作周期的前半周期，配置第十七开关Q17的体端子与第十七开关Q17的第二端连接、第十八开关Q18的体端子与第十八开关Q18的第三端连接，同时控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第八开关Q8导通，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第七开关Q7保持关断。在一个工作周期的后半周期，配置第十七开关Q17的体端子与第十七开关Q17的第三端连接、第十八开关Q18的体端子与第十八开关Q18的第二端连接，同时控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6与第七开关Q7导通，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第八开关Q8保持关断。

由于对第十七开关Q17和第十八开关Q18的体二极管的切换，第十八开关Q18在一个工作周期的前半周期不能支持电流为第四电容C4或第五电容C5充电，第十七开关Q17在一个工作周期的后半周期也不能支持电流为第三电容C3或第六电容C6充电。使得第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5和第六电容C6上不会储存电荷，进而降低了在一个工作周期的前半周期里第十七开关Q17和在一个工作周期的后半周期里第十八开关Q18所需要承受的反向电压。具体的，第十七开关Q17与第十八开关Q18只需要承受输出端VOUT的电压即可。然而由于图20所示电路中的第十七开关Q17和第十八开关Q18都只用了一个体端子可切换的场效应管来实现，比图19所示电路中用对顶的两个场效应管的实现方式在输入端电压与输出端电压比为4:1的工作模式下有更低的导通损耗。通过上述方式，既降低了第十七开关Q17和第十八开关Q18的耐压需求，又保持了较低的导通损耗和较高的电压转换效率。

本申请实施例还提供一种在图2所示的结构上增加K个扩展支路的电路结构。请参照图21，图21中的（a1）部分示出了图2中的第三储能支路30；图21中的（a2部分）示出了图2中的第一储能支路10与第二储能支路20；图21中的（a3部分）示出了K个扩展支路。K个扩展支路包括第一个扩展支路U1、第二个扩展支路U2、…、第K个扩展支路UK。

K个扩展支路连接于图21中的（a1）部分与（a2）部分之间。其中，K个扩展支路中的第K个扩展支路UK的第一端和第二端分别与第九开关Q9的第二端和第十开关Q10的第二端连接。K个扩展支路中的第一个扩展支路U1的第三端和第四端分别与第一开关Q1的第三端和第四开关Q4的第三端连接。K个扩展支路中的第J个扩展支路UJ的第一端和第二端分别与K个扩展支路中的第J+1个扩展支路UJ+1的第三端和第四端连接，其中，K为正整数，J为非负整数，且J≤K-1。

K个扩展支路中的每个扩展支路均包括第一扩展开关Qe1、第二扩展开关Qe2、第三扩展开关Qe3、第四扩展开关Qe4、第一扩展电容Ce1、第二扩展电容Ce2、第三扩展电容Ce3和第四扩展电容Ce4。其中，第一扩展开关Qe1的第三端与第一扩展电容Ce1的第一端连接于对应扩展支路的第一端，第二扩展开关Qe2的第三端与第二扩展电容Ce2的第一端连接于对应扩展支路的第二端，第一扩展开关Qe1的第二端与第二扩展电容的第二端、第三扩展开关Qe3的第三端和第三扩展电容Ce3的第一端连接，第二扩展开关Qe2的第二端与第一扩展电容Ce1的第二端、第四扩展开关Qe4的第三端和第四扩展电容Ce4的第一端连接，第三扩展开关Qe3的第二端与第四扩展电容Ce4的第二端连接于对应扩展支路的第三端，第四扩展开关Qe4的第二端与第三扩展电容Ce4的第二端连接于对应扩展支路的第四端。

控制支路还分别与K个扩展支路中的各扩展开关的第一端连接，控制支路用于控制第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路和K个扩展支路中的各个开关和扩展开关分两相交替周期性地导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为（3+2K）：1。

请参阅图22，图22示出了图21所示的电压转换电路的一种控制方式，在该种控制方式下，电压转换电路的输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压为（3+2K）：1。如图22所示，曲线L221为第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、K个扩展支路中所有的第一扩展开关Qe1和第四扩展开关Qe4的控制信号的示意图；曲线L222为第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、K个扩展支路中所有的第二扩展开关Qe2和第三扩展开关Qe3的控制信号的示意图；时长T22表示一个工作周期；时长T221表示一个工作周期中的前半个周期；时长T222表示一个工作周期中的后半个周期。

在该实施例中，控制支路进一步用于：在一个工作周期的前半周期（即时长T221内），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、K个扩展支路中所有的第一扩展开关Qe1和第四扩展开关Qe4导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的后半周期（即时长T222内），控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、K个扩展支路中所有的第二扩展开关Qe2和第三扩展开关Qe3导通，并控制其他开关关断。

其中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9、第十开关Q10、K个扩展支路中所有的第一扩展开关Qe1、第二扩展开关Qe2、第三扩展开关Qe3和第四扩展开关Qe4均以50%的占空比交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为（3+2K）：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9、第十开关Q10、K个扩展支路中所有的第一扩展开关Qe1、第二扩展开关Qe2、第三扩展开关Qe3和第四扩展开关Qe4均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

综上可得，在图2所示的电路结构上增加一个扩展支路，比如第一个扩展支路U1，即增加四个开关（包括第一扩展开关Qe1、第二扩展开关Qe2、第三扩展开关Qe3和第四扩展开关Qe4）与四个电容（包括第一扩展电容Ce1、第二扩展电容Ce2、第三扩展电容Ce3与第四扩展电容Ce4），可将输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值从3：1增大至5：1。

在图2所示的电路结构上增加两个扩展支路，比如第一个扩展支路U1与第二个扩展支路U2，即增加八个开关（包括两个第一扩展开关Qe1、两个第二扩展开关Qe2、两个第三扩展开关Qe3和两个第四扩展开关Qe4）与八个电容（包括两个第一扩展电容Ce1、两个第二扩展电容Ce2、两个第三扩展电容Ce3与两个第四扩展电容Ce4），可将输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值从3：1增大至7：1。

在图2所示的电路结构上增加三个扩展支路，比如第一个扩展支路U1、第二个扩展支路U2和第三个扩展支路U3，即增加十二个开关与十二个电容，可将输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值从3：1增大至9：1。

以此类推，通过在图2所示的电路结构上增加K个扩展支路，能够实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为（3+2K）：1。具体实现过程与上述针对图2所描述的过程类似，其各开关可控制信号与图3所描述的信号类似，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。

本申请实施例还提供一种在图11所示的结构上增加K个扩展支路的电路结构。请参照图23，图23中的（b1）部分示出了图11中的第三储能支路30；图23中的（b2部分）示出了图11中的第一储能支路10与第二储能支路20；图23中的（b3部分）示出了K个扩展支路。K个扩展支路包括第一个扩展支路U1、第二个扩展支路U2、…、第K个扩展支路UK。图23所示的K个扩展支路与图21所示的K个扩展支路的结构相同。区别在于，此时的K个扩展支路连接于图23中的（b1）部分与（b2）部分之间，并且输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为（4+2K）：1。

具体地，K个扩展支路中的第K个扩展支路UK的第一端和第二端分别与第十三开关Q13的第二端和第十四开关Q14的第二端连接，K个扩展支路中的第一个扩展支路U1的第三端和第四端分别与第一开关Q1的第三端和第四开关Q4的第三端连接，K个扩展支路中的第J个扩展支路UJ的第一端和第二端分别与K个扩展支路中的第J+1个扩展支路UJ+1的第三端和第四端连接。其中，K为正整数，J为非负整数，且J≤K-1。

控制支路还分别与K个扩展支路中的各扩展开关的第一端连接，控制支路用于控制第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路和K个扩展支路中的各个开关和各扩展开关分两相交替周期性地导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为（4+2K）：1。

请参阅图24，图24示出了图23所示的电压转换电路的一种控制方式，在该种控制方式下，电压转换电路的输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压为（4+2K）：1。如图24所示，曲线L241为第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9、第十四开关Q14、K个扩展支路中所有的第一扩展开关Qe1和第四扩展开关Qe4的控制信号的示意图；曲线L222为第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十开关Q10、第十三开关Q13、K个扩展支路中所有的第二扩展开关Qe2和第三扩展开关Qe3的控制信号的示意图；时长T24表示一个工作周期；时长T241表示一个工作周期中的前半个周期；时长T242表示一个工作周期中的后半个周期。

在该实施例中，控制支路进一步用于：在一个工作周期的前半周期（即时长T241内），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9、第十四开关Q14、K个扩展支路中所有的第一扩展开关Qe1和第四扩展开关Qe4导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的后半周期（即时长T242内），控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十开关Q10、第十三开关Q13、K个扩展支路中所有的第二扩展开关Qe2和第三扩展开关Qe3导通，并控制其他开关关断。

其中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关Q13、第十四开关Q14、K个扩展支路中所有的第一扩展开关Qe1、第二扩展开关Qe2、第三扩展开关Qe3和第四扩展开关Qe4均以50%的占空比交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为（4+2K）：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9、第十开关Q10、第十三开关Q13、第十四开关Q14、K个扩展支路中所有的第一扩展开关Qe1、第二扩展开关Qe2、第三扩展开关Qe3和第四扩展开关Qe4均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

综上可得，在图11所示的电路结构上增加一个扩展支路，比如第一个扩展支路U1，即增加四个开关（包括第一扩展开关Qe1、第二扩展开关Qe2、第三扩展开关Qe3和第四扩展开关Qe4）与四个电容（包括第一扩展电容Ce1、第二扩展电容Ce2、第三扩展电容Ce3与第四扩展电容Ce4），可将输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值从4：1增大至6：1。

在图11所示的电路结构上增加两个扩展支路，比如第一个扩展支路U1与第二个扩展支路U2，即增加八个开关（包括两个第一扩展开关Qe1、两个第二扩展开关Qe2、两个第三扩展开关Qe3和两个第四扩展开关Qe4）与八个电容（包括两个第一扩展电容Ce1、两个第二扩展电容Ce2、两个第三扩展电容Ce3与两个第四扩展电容Ce4），可将输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值从4：1增大至8：1。

在图11所示的电路结构上增加三个扩展支路，比如第一个扩展支路U1、第二个扩展支路U2和第三个扩展支路U3，即增加十二个开关与十二个电容，可将输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值从4：1增大至10：1。

以此类推，通过在图11所示的电路结构上增加K个扩展支路，能够实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为（4+2K）：1。具体实现过程与上述针对图11所描述的过程类似，其各开关可控制信号与图12所描述的信号类似，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。

可以理解的是，在本申请的实施例中，是以实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为N：1为例。而在其他的实施例中，还可以将本申请实施例中的输入端VIN作为输出电压的一端，并将本申请实施例中的输出端VOUT作为输入电压的一端，同时采用与本申请实施例相同的控制方式，即可实现输入的电压与输出的电压的比值为1：N。

本申请实施例还提供一种充电器，该充电器包括如上述任一实施例中的电压转换电路。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；在本申请的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本申请的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (24)

1.一种电压转换电路，其特征在于，包括：

输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制支路；

所述第一储能支路包括第一电容、第一开关、第二开关与第三开关，所述第一开关的第三端与所述第一电容的第一端连接，所述第一开关的第二端与所述第二开关的第三端连接于所述输出端，所述第二开关的第二端与所述第三开关的第三端、所述第一电容的第二端连接，所述第三开关的第二端接地；

所述第二储能支路包括第二电容、第四开关、第五开关与第六开关，所述第四开关的第三端与所述第二电容的第一端连接，所述第四开关的第二端与所述第五开关的第三端连接于所述输出端，所述第五开关的第二端与所述第六开关的第三端、所述第二电容的第二端连接，所述第六开关的第二端接地；

所述第三储能支路包括第三电容、第四电容、第七开关、第八开关、第九开关与第十开关，所述第七开关的第三端与所述第八开关的第三端连接于所述输入端，所述第七开关的第二端与所述第九开关的第三端连接，所述第八开关的第二端与所述第十开关的第三端连接，所述第四电容连接在所述第九开关的第三端与所述第十开关的第二端之间，所述第三电容连接在所述第十开关的第三端与所述第九开关的第二端之间，所述第九开关的第二端与所述第一开关的第三端连接，所述第十开关的第二端与所述第四开关的第三端连接；

所述控制支路分别与所述第一储能支路、所述第二储能支路以及所述第三储能支路中的各开关的第一端连接，所述控制支路用于控制所述各开关分两相交替周期性地导通与关断，以使所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为N：1，其中，N为大于2的整数。

2.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第十开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关与所述第九开关导通，并控制其他开关关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为3：1。

3.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路还用于：

控制所述第九开关和所述第十开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第八开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第四开关与所述第六开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第四开关与所述第六开关导通，并控制第二开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第八开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

4.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述第三储能支路还包括第十一开关与第十二开关；

其中，所述第十一开关与所述第三电容串联连接在所述第十开关的第三端和所述第九开关的第二端之间，所述第十二开关与所述第四电容串联连接在所述第九开关的第三端和所述第十开关的第二端之间。

5.根据权利要求4所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

控制所述第十一开关和所述第十二开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第十开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关与所述第九开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关与所述第九开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第十开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为3：1。

6.根据权利要求4所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路还用于：

控制所述第十一开关和所述第十二开关保持关断，并控制所述第七开关和所述第八开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第十开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第九开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第九开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第十开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

7.根据权利要求4所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路还用于：

控制所述第十一开关和所述第十二开关保持关断，并控制所述第九开关和所述第十开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第八开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第七开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第七开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第八开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

8.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述第三储能支路还包括第五电容、第六电容、第十三开关与第十四开关；

其中，所述第十三开关的第三端与所述第九开关的第二端连接，所述第十三开关的第二端与所述第一开关的第三端连接，所述第十四开关的第三端与所述第十开关的第二端连接，所述第十四开关的第二端与所述第四开关的第三端连接，所述第五电容连接在所述第十四开关的第三端和所述第十三开关的第二端之间，所述第六电容连接在所述第十三开关的第三端和所述第十四开关的第二端之间。

9.根据权利要求8所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关与所述第十四开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关与所述第十三开关导通，并控制其他开关关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为4:1。

10.根据权利要求8所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路还用于：

控制所述第九开关、所述第十开关、所述第十三开关和所述第十四开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第八开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第四开关与所述第六开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第四开关与所述第六开关导通，并控制第二开关、所述第五开关、所述第七开关与所述第八开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

11.根据权利要求8所述的电压转换电路，其特征在于，所述第三储能支路还包括第十五开关与第十六开关；

其中，所述第十五开关与所述第五电容串联连接在所述第十四开关的第三端和所述第十三开关的第二端之间，所述第十六开关与所述第六电容串联连接在所述第十三开关的第三端和所述第十四开关的第二端之间。

12.根据权利要求11所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路还用于：

控制所述第十五开关和所述第十六开关保持关断，并控制所述第七开关、所述第八开关、所述第九开关和所述第十开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第十四开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第十三开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第十三开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第十四开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

13.根据权利要求11所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

控制所述第十五开关和所述第十六开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关，所述第九开关与所述第十四开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关与所述第十三开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关与所述第十三开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关与所述第十四开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为4：1。

14.根据权利要求8所述的电压转换电路，其特征在于，所述第三储能支路还包括第十七开关和第十八开关；

其中，所述第十七开关连接在所述第九开关和所述第十三开关的公共节点与所述第三电容和所述第六电容的公共节点之间，所述第十八开关连接在所述第十开关和所述第十四开关的公共节点与所述第四电容和所述第五电容的公共节点之间。

15.根据权利要求14所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

控制所述第十七开关和所述第十八开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关，所述第九开关与所述第十四开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关与所述第十三开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关与所述第十三开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关与所述第十四开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为4：1。

16.根据权利要求14所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路还用于：

控制所述第十七开关和所述第十八开关保持关断，并控制所述第九开关、所述第十开关、所述第十三开关和所述第十四开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第八开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第七开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第七开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第八开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

17.根据权利要求14所述的电压转换电路，其特征在于，所述第十七开关和所述第十八开关为体端子连接可切换的场效应管，且所述控制支路用于配置所述第十七开关和所述第十八开关的体端子的连接方式；

其中，所述第十七开关的第二端与所述第九开关和所述第十三开关的公共节点连接，所述第十七开关的第三端与所述第三电容和所述第六电容的公共节点连接，所述第十八开关的第二端与所述第十开关和所述第十四开关的公共节点连接，所述第十八开关的第三端与所述第四电容和所述第五电容的公共节点连接。

18.根据权利要求17所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路还用于：

控制所述第十七开关和所述第十八开关保持关断，并控制所述第九开关、所述第十开关、所述第十三开关和所述第十四开关保持导通；

在一个工作周期的前半周期，配置所述第十七开关的体端子与所述第十七开关的第二端连接、所述第十八开关的体端子与所述第十八开关的第三端连接，同时控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第八开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第七开关保持关断；

在一个工作周期的后半周期，配置所述第十七开关的体端子与所述第十七开关的第三端连接、所述第十八开关的体端子与所述第十八开关的第二端连接，同时控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关与所述第七开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关与所述第八开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

19.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述电压转换电路还包括K个扩展支路；

所述K个扩展支路中的第K个扩展支路的第一端和第二端分别与所述第九开关的第二端和所述第十开关的第二端连接，所述K个扩展支路中的第一个扩展支路的第三端和第四端分别与所述第一开关的第三端和第四开关的第三端连接，所述K个扩展支路中的第J个扩展支路的第一端和第二端分别与所述K个扩展支路中的第J+1个扩展支路的第三端和第四端连接；

所述K个扩展支路中的每个扩展支路均包括第一扩展开关、第二扩展开关、第三扩展开关、第四扩展开关、第一扩展电容、第二扩展电容、第三扩展电容和第四扩展电容，其中，所述第一扩展开关的第三端与所述第一扩展电容的第一端连接于对应扩展支路的第一端，所述第二扩展开关的第三端与所述第二扩展电容的第一端连接于对应扩展支路的第二端，所述第一扩展开关的第二端与所述第二扩展电容的第二端、所述第三扩展开关的第三端和所述第三扩展电容的第一端连接，所述第二扩展开关的第二端与所述第一扩展电容的第二端、所述第四扩展开关的第三端和所述第四扩展电容的第一端连接，所述第三扩展开关的第二端与所述第四扩展电容的第二端连接于对应扩展支路的第三端，第四扩展开关的第二端与第三扩展电容的第二端连接于对应扩展支路的第四端；

所述控制支路还分别与所述K个扩展支路中的各扩展开关的第一端连接，所述控制支路还用于控制所述各扩展开关分两相交替周期性地导通与关断，以使所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为（3+2K）：1，其中K为正整数，J为非负整数且J≤K-1。

20.根据权利要求19所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十开关、所述K个扩展支路中所有的第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关、所述第九开关、所述K个扩展支路中所有的第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断。

21.根据权利要求8所述的电压转换电路，其特征在于，还包括K个扩展支路；

所述K个扩展支路中的第K个扩展支路的第一端和第二端分别与所述第十三开关的第二端和所述第十四开关的第二端连接，所述K个扩展支路中的第一个扩展支路的第三端和第四端分别与所述第一开关的第三端和第四开关的第三端连接，所述K个扩展支路中的第J个扩展支路的第一端和第二端分别与所述K个扩展支路中的第J+1个扩展支路的第三端和第四端连接；

所述K个扩展支路中的每个扩展支路均包括第一扩展开关、第二扩展开关、第三扩展开关、第四扩展开关、第一扩展电容、第二扩展电容、第三扩展电容和第四扩展电容，其中，所述第一扩展开关的第三端与所述第一扩展电容的第一端连接于对应扩展支路的第一端，所述第二扩展开关的第三端与所述第二扩展电容的第一端连接于对应扩展支路的第二端，所述第一扩展开关的第二端与所述第二扩展电容的第二端、所述第三扩展开关的第三端和所述第三扩展电容的第一端连接，所述第二扩展开关的第二端与所述第一扩展电容的第二端、所述第四扩展开关的第三端和所述第四扩展电容的第一端连接，所述第三扩展开关的第二端与所述第四扩展电容的第二端连接于对应扩展支路的第三端，第四扩展开关的第二端与第三扩展电容的第二端连接于对应扩展支路的第四端；

所述控制支路还分别与所述K个扩展支路中的各扩展开关的第一端连接，所述控制支路还用于控制所述各扩展开关分两相交替周期性地导通与关断，以使所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为（4+2K）：1，其中，K为正整数，J为非负整数且J≤K-1。

22.根据权利要求21所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十四开关和所述K个扩展支路中的所有第一扩展开关和第四扩展开关导通，并控制其他开关关断；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十三开关、所述K个扩展支路中的所有第二扩展开关和第三扩展开关导通，并控制其他开关关断。

23.根据权利要求1-22任意一项所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

控制所述第一储能支路和第二储能支路中各开关均以50%的占空比交替导通与关断。

24.一种充电器，其特征在于，包括如权利要求1-23任意一项所述的电压转换电路。