KR20070032258A - 향상된 부하 계단 상승 과도응답을 갖는 다중위상 컨버터 - Google Patents

향상된 부하 계단 상승 과도응답을 갖는 다중위상 컨버터 Download PDF

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KR20070032258A
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Abstract

본 발명에 따르면, 다음과 같은 다중-위상 컨버터가 제공된다. 스위치된 전압을 컨버터의 출력단에 각각 제공하는 복수개의 스위칭 회로들 - 여기서, 상기 각각의 스위칭 회로는 상기 컨버터의 출력전압이 발달되는 상기 출력단에 스위치된 출력전압을 연속적으로 공급함 - 과; 각각의 스위칭 회로가 상기 스위치된 전압을 상기 출력단에 언제 제공하여야 하는지를 결정하기 위해, 위상이 다른 복수개의 클럭신호들을 상기 스위칭 회로들에 제공하는 클럭회로와; 각각의 스위칭 회로는 직류 전압 버스를 가로질러 연결되며 직렬로 연결된 제1 및 제2스위치를 포함하여 이루어지며; 상기 컨버터의 상기 출력단에서의 출력전압과 제1기준전압과의 차이에 비례하는 제1신호와 램프 신호를 포함하여 구성되는 제2신호를 비교하고, 연결된 스위칭 회로의 스위치들의 온 타임들을 제어하는 펄스 폭 변조된 신호를 생산하는 제1회로를 더 포함하며; 상기 출력전압과 상기 제1기준 신호와의 차이에 비례하는 상기 제1신호를 제2기준전압과 비교하며, 상기 제1신호가 상기 제2기준전압을 소정 양만큼 초과하는 경우, 상기 클럭신호의 발생전에 스위치된 출력전압을 상기 출력노드에 제공키 위해 적어도 하나의 스위칭 회로를 턴온시키는 제2회로를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 다중 위상 컨버터.
다중-위상 컨버터, 벅 컨버터, 과도응답

Description

향상된 부하 계단 상승 과도응답을 갖는 다중위상 컨버터{MULTI-PHASE CONVERTER WITH IMPROVED LOAD STEP-UP TRANSIENT RESPONSE}
본 발명은 후술할 상세한 설명에서 다음과 같이 첨부된 도면을 참조로 상세히 설명될 것이다.
도1에는 본 발명이 적용될 수 있는 6-위상 다중-위상 컨버터가 도시되어 있다.
도2에는 도1의 다중-위상 컨버터가 상세히 도시되었는 바, 두개의 위상만을 상세히 도시하고 있다.
도3은 4개의 위상에 대해 도2의 파형을 도시하고 있다.
도5에는 본 발명의 일실시예에 따라, 벅 컨버터 출력 스테이지를 제어하기 위한 하나의 위상 제어 회로에 관한 블록 다이어 그램이 도시되어 있다.
도6에는 도5에 도시된 회로의 파형이 도시되어 있다.
도7에는 계단 상승(step-up) 부하 과도에 대해 회로가 어떻게 대응하는지가 도시되어 있다.
본 발명은 직류-직류(DC to DC) 컨버터(converter)들에 관한 것이며, 보다 상세하게는 복수개의 커플된 스위칭 파워 공급기들의 공통 출력단에서 직류 출력전압을 생산할 수 있는 다중-위상 컨버터들, 예를 들면 복수개의 벅 컨버터들(buck converters)에 관한 것이다.
다중-위상 컨버터들은 알려져 왔다. 예를 들어, 다중-위상 벅 컨버터와 같은 전형적인 다중-위상 컨버터에서는, 출력 인덕터들을 출력노드에 연결시킨 복수개의 벅 컨버터들이 제공된다. 전형적인 어플리케이션에서는 각각의 벅 컨버터는 제어회로에 의해 제어되며, 다른 위상에서는 서로 다른 시간에 각각의 벅 컨버터 스위칭 스테이지의 제어 스위치가 턴온되도록 작동할 수 있다. 이러한 방식에서, 각각의 위상은 순차적으로 부하에 전력을 제공하며, 리플을 감소시키고 출력 캐패시턴스의 사이즈를 감소시킨다.
도1에는 예시적인 6-위상의 다중위상 컨버터가 도시되어 있는데, IR 3500 제어 집적회로(10)을 채용하고 있으며, 6-위상인 경우이므로 제어 집적회로에 의해 제어되는 6개의 IR3505 위상 집적회로들(30)이 채용되어 있다. 각각의 위상 집적회로(30)는 이상적이며, 각각의 벅 컨버터에 연결된 출력을 갖는 바, 각각의 벅 컨버터는 위쪽에 위치하여 제어 스위치 기능을 하는 스위치(Q1)와, 아래쪽에 위치하여 동기 스위치와 같은 역할을 하는 스위치(Q2)를 포함하여 이루어진다.
각각의 위상에 관한 스위치 노드 Vs1~ Vs6 는, 각각의 위상에 대해 출력 인덕터 L1 부터 출력인덕터 L6 에 연결되어 있으며, 출력인덕터 L1~L6 들은 공통노드 인 VC 에 연결되어 있으며, 임의의 분배 임피던스를 통해 출력노드인 VOUT에 연결되어 있다. 출력 캐패시터인 COUT 는 스위치된 출력 전압을 필터링하기 위해 출력단을 가로질러 커플되어 있다.
전형적인 다중-위상 컨버터에서, 각각의 제어 스위치 Q1은 출력전류를 제공하기 위해 턴온되는데, 이는 클럭 펄스(제어 집적회로에 의해 제공될 수도 있음)에 의해 결정되는 소정시간에 출력 인덕터를 충전함으로서 부하에 전류를 공급하기 위함이다. 따라서, 제어 스위치는 오직 클럭 펄스가 발생한 때에만 턴온될 것이다. 각각의 위상 집적회로(PHSIN 이라고 명명됨)를 위한 클럭 펄스들이 도3에 도시되어 있다. 도3에 도시된 바와같이, PHSIN 신호들(집적회로1 PHSIN, 집적회로2 PHSIN, 집적회로3 PHSIN, 집적회로4 PHSIN)은, 서로 위상이 다른 각각의 위상 제어 스위치들인 Q1 을 턴온시키기 위해 각각 지연된다. 동기 스위치들인 Q2 의 턴온은 이와 유사하게 지연되지만, 제어 스위치들에 상보적인 방식으로 턴온된다.
비록, 단지 2개의 위상 집적회로(30)가 도시되어 있지만, 도1의 회로를 좀더 상세히 보여주고 있는 도2를 참조하면, 제어 집적회로(10)로부터의 CLKOUT 에서 클럭 펄스가 공급된다. 도4의 A와 도2를 참조하면, 클럭 펄스가 발생했을 때, 램프(ramp) 신호인 PWMRMP가 시작되고, 이는 도2의 PWM 비교기(45)의 비반전 입력에서 볼 수 있다. 도4의 C를 참조하면, 이는 또한 제어 스위치 Q1 을 턴온하며, PWMRMP는 도4의 파형 B에 도시되어 있다. PWMRMP 신호의 기본(base) 레벨은 신호 VDAC 이며, VDAC 신호는 VID0 에서 VID7 까지의 VID 신호에 의해 설정된 기준(reference) 전압 레벨에 기초하여 제어 집적회로(10)에 의해 제공된다(도1을 참 조). PWMRMP 신호가 제어 칩(10)내의 에러 증폭기(2)의 출력과 동등할 때(여기서, 에러 증폭기는 도2에 도시된 바와같이, 컨버터의 출력전압으로부터의 피드백인 FB와 기준 전압인 VDAC 를 비교한다), 제어 스위치(또는 위쪽에 위치한 스위치)인 Q1은 턴 오프되며, 동기 스위치(또는 낮은 쪽에 위치한 스위치)인 Q2는 턴온 된다. 도4의 파형 C와 D 를 참조하면, 도시된 바와같이, 클럭 펄스가 발생한 때에 제어 스위치(또는 위쪽에 위치한 스위치) Q1은 턴온되며, 램프 전압이 에러 증폭기의 출력과 동등해지면 제어 스위치(또는 위쪽에 위치한 스위치) Q1은 턴 오프된다. 이러한 점이 에러 증폭기 신호의 범위에 대해서 도4B에 도시되어 있다. 도시된 바와같이, 에러 증폭기의 출력이, 도4B의 I에 도시된 부하 계단 상승(step-up) 때문에 증가하는 때는 제어 스위치 Q1응 클럭 펄스가 발생한 때에만 턴온되며, PWM 램프 전압이 상기 에러 증폭기의 출력인 EAIN에 도달한 때에만 턴 오프된다. 도4에 도시된 바와같이, 에러 증폭기의 증가된 출력은 Q1의 듀티 싸이클(duty cycle)의 증가를 가져온다. 그러므로, 듀티 싸이클은 에러 증폭기 신호를 뒤따르며, 예를 들면 부하의 감소로 인해 에러 증폭기의 출력이 일단 감소하면 듀티 싸이클도 감소하는데, 이는 도4의 C에 도시된 바와 같다.
따라서, 상술한 바에서 이해될 수 있듯이 제어 스위치는 오직 클럭 펄스가 발생한 때에만 턴온된다. 따라서, 컨버터가 부하 과도(load transient)에 대해 응답하기 전에, 클럭 펄스가 발생할 때 까지는 지연시간이 존재한다. 그러므로, 예를 들어, 만일 도4에 도시된 파형 B의 I에서의 점선과 같이, 부하 과도가 클럭 펄스보다 먼저 발생한다면, 컨버터는 클럭 펄스가 발생할 때 까지는 제어 스위치를 턴온 하여 응답할 수가 없다.
이러한 점은 다음과 같은 상황에서 더욱 악화될 수 있는데, 매우 큰 부하 과도가 발생하고 다음번 위상 제어 스위치(Q1)의 턴온이 부하 과도에 의해 야기된 현 요구조건들을 해결하기에 적절치 못한 상황이다.
따라서, 부하 과도에 대한 즉각적인 반응을 할 수 있으며, 적어도 하나 이상의 컨버터 제어 스위치들과 바람직하게는 모든 위상 제어 스위치들을 턴온시키기 위해 클럭 펄스가 발생할 때까지 기다릴 필요가 없는 다중 위상 컨버터를 제공할 수 있는 것이 바람직하다.
따라서, 본 발명의 목적은 증가된 부하 과도에 대해 빠른 응답을 제공할 수 있는 다중 위상 컨버터를 제공하는 것이다.
관련출원
본 출원은, 2005년 9월 16일자로 미국에 가 특허출원된 "IR3550/3505 CHIP"(가출원번호 60/717,841)에 근거하며 이의 우선권을 주장한다. 상기 가 특허출원의 전체 내용은 참조로서 본 출원에 편입된다.
본 발명은 직류-직류(DC to DC) 컨버터(converter)들에 관한 것이며, 보다 상세하게는 복수개의 커플된 스위칭 파워 공급기들의 공통 출력단에서 직류 출력전압을 생산할 수 있는 다중-위상 컨버터들, 예를 들면 복수개의 벅 컨버터들(buck converters)에 관한 것이다.
본 발명에 따르면, 다중 위상 컨버터의 적어도 하나의 제어 스위치 그리고 바람직하게는 모든 제어 스위치들이, 시스템 클럭 펄스가 발생되는 것을 기다리지 않고, 증가된 부하 과도의 발생에 즉각 응답하여 턴온되는 다중 위상 컨버터가 제공된다.
본 발명에 따르면, 스위치된 전압을 컨버터의 출력단에 각각 제공하는 복수개의 스위칭 회로들 - 여기서, 상기 각각의 스위칭 회로는 상기 컨버터의 출력전압이 발달되는 상기 출력단에 스위치된 출력전압을 연속적으로 공급함 - 과; 각각의 스위칭 회로가 상기 스위치된 전압을 상기 출력단에 언제 제공하여야 하는지를 결정하기 위해, 위상이 다른 복수개의 클럭신호들을 상기 스위칭 회로들에 제공하는 클럭회로와; 각각의 스위칭 회로는 직류 전압 버스를 가로질러 연결되며 직렬로 연결된 제 1 및 제 2 스위치를 포함하여 이루어지며; 상기 컨버터의 상기 출력단에서의 출력전압과 제 1 기준전압과의 차이에 비례하는 제 1 신호와 램프 신호를 포함하여 구성되는 제 2 신호를 비교하고, 연결된 스위칭 회로의 스위치들의 온 타임들을 제어하는 펄스 폭 변조된 신호를 생산하는 제 1 회로를 더 포함하며; 상기 출력전압과 상기 제 1 기준 신호와의 차이에 비례하는 상기 제 1 신호를 제 2 기준전압과 비교하며, 상기 제 1 신호가 상기 제 2 기준전압을 소정 양만큼 초과하는 경우, 상기 클럭신호의 발생전에 스위치된 출력전압을 상기 출력노드에 제공키 위해 적어도 하나의 스위칭 회로를 턴온시키는 제 2 회로를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 다중 위상 컨버터가 제공된다.
본 발명의 다른 목적들, 특징들 그리고 장점들은 후술할 상세한 설명에서 명 확해질 것이다.
도면들을 참조하면, 도 1 및 2는 본 발명이 적용될 수 있는 다중-위상 컨버터를 도시한다. 도 2는 도 1의 회로를 더욱 상세히 도시하는 것으로서, 2개의 동일한 위상 집적회로들(30)만을 상세히 도시한다. 각 집적회로(30)는 2개의 트랜지스터들(Q1 및 Q2)과 출력 인덕터(LN)를 포함하는 벅 컨버터를 제어한다. 트랜지스터(Q1)는 제어 스위치이며, 트랜지스터(Q2)는 동기 스위치이다. 비록, 동기 스위치의 사용이 보다 큰 효율성을 제공하지만, 동기 스위치는 기술분야의 당업자들에게 공지된 바와같이 다이오드에 의해 대체될 수 있다.
비록 도 1 및 2가 개별적인 제어 집적회로(10) 및 위상 집적회로(30)를 도시하지만은, 회로는 예를 들어, 단일 집적회로 또는 개별 회로 또는 임의 개수의 집적회로들(예를 들어, 모든 위상들이 하나의 집적회로에 해당됨) 을 사용할 수 있다.
도 2에서 도시된 바와같이, 제어 집적회로(10)는 도 3에 도시된 바와같은 위상 집적회로들 각각의 입력(CLKIN)에 클럭 신호(CLKOUT)를 제공한다. 도 2의 점선들(15)은 추가적인 위상들 또는 위상 집적회로들이 부하 요건들에 따라 이용될 수 있음을 보여주는데, 이 경우에 신호 라인들(16)은 추가적인 위상 집적회로들로 추가될 것이다.
도 2 및 3에서 도시된 바와같이, 클럭 신호(CLKIN)가 각 위상 집적회로(30)에 제공된다. 이에 추가하여, 감소된 주파수 신호(PSHIN)가 제 1 위상 집적회로에 제공되는데, 이는 위상 집적회로의 PWM 주파수를 설정하는 클럭 신호이다. 제 1 위상 집적회로는 후속 위상 집적회로의 입력에 제공되는 신호(PHSOUT)를 제공하는데, 이는 후속 위상 집적회로에 지연된 클럭 신호(PHSIN)를 제공한다. 이는 도 1의 6-위상 컨버터에서 더욱 상세히 도시된다. 도 3은 각 벅 컨버터들 각각의 제어 스위치 및 동기 스위치의 각각의 온 타임들을 제어하기 위해, 위상이 다른(out of phase) 클럭 신호들(PHSIN)이 어떻게 각 위상 집적회로들에 순차적으로 제공되는지를 도시한다. 도 3은 위상 집적회로 1 내지 위상 집적회로 4의 4개의 집적회로들 각각에 대한 순차적으로 지연된 클럭 신호들(PHSIN)을 도시한다. 도 3에서 알 수 있는 바와같이, 각각의 위상 집적회로에 대한 클럭 신호들(PHSIN) 각각은, 위상이 다른 타이밍 제어를 제공하기 위해 순차적으로 지연되는 바, 이는 각 위상의 각 스위치들(Q1 및 Q2)을 턴 온시키기 위함이다.
상술한 바와같이, 도 4는 단일 위상에 대한 위상 집적회로 클럭 펄스인 PHSIN, 예시적인 PWM 램프, 에러 증폭기(EAIN) 신호들, 및 제어 및 동기(SYNC) 스위치들에 대한 게이트 출력 신호들을 도시한다.
상술한 바와같이, 만일 클럭 펄스(도 4B의 I 참조) 이전에 스텝-업 부하 과도가 발생하는 경우, 컨버터는 과도에 응답하기 이전에 클럭 펄스까지 대기해야 한다는 점에서 문제가 발생한다. 이러한 지연은 출력 전압의 바람직하지 않은 감소를 야기할 수 있다.
본 발명에 따라, 이러한 문제에 대처하기 위해, 에러 증폭기 전압이 규정된 량만큼 기준 전압 이상인지를 결정하는 회로가 이용된다. 만일, 에러 증폭기 출력 전압이 규정된 량만큼 기준 전압을 초과하는 경우에는, 제어 스위치에 대한 게이트 신호는 즉시 턴 온되며, 동기 스위치에 대한 게이트 신호는 턴 오프된다. 이는 단일 위상에 대해 수행되지만, 바람직하게 모든 위상들에 대한 제어 스위치들이 동시에 턴 온됨으로써 부하 요건들을 만족하는 즉시적인 전력 버스트(burst of power)를 제공한다.
도 2, 5 및 6을 참조하면, 정상 동작에서, 출력 전압(VOUT)은 에러 증폭기(20)에 의해 모니터링된다(도 2를 참조). 제어 집적회로(10)내에 있다고 도시된 에러 증폭기(20)는 원격 감지 증폭기(32)로부터 신호(FB)를 수신하는데, 원격 감지 증폭기는 단자들(VOSENSE+ 및 VOSENSE-)의 양단 출력 전압을 감지하여 출력(VO)을 발생한다. 이 출력(VO)(도 2)은 전압 분배기 회로(35)를 통해 에러 증폭기(20)의 반전 입력에 제공된다. 에러 증폭기(20)의 비반전 입력에는 신호(VDAC)가 제공되는데, 이는 입력(VSEPT)에서 제공된다. 이는 원하는 컨버터 출력 전압을 설정한다. VDAC 신호는 그 자체가, 출력 전압을 설정하기 위해 마이크로프로세서로부터 디지털 입력들(VID0 내지 VID7)을 수신하는 제어 칩(10)내의 디지털-대-아날로그 컨버터의 출력이다. 에러 증폭기(EAOUT) 출력은 기준(VDAC)로부터 출력 전압의 편차를 나타낸다. 위상 집적회로들(30)의 입력에서 EAIN으로 도시되는 이 에러 증폭기 신호는, 각 위상 집적회로에서의 PWM 비교기(45)에 의해 클럭 펄스(PHSIN)가 발생할 때에 도 4에서 도시된 바와같이 시작하는 램프 전압(PWM RMP)과 비교된다. 클럭 신호가 발생하는 때에, PWM 래치(70)가 세팅되어 제어 스위치(Q1)를 턴 온한다. 동기 스위치(Q2)는 슈트-쓰루(shoot-through)를 피하기 위해 제어 스위치(Q1)가 턴 온되기 이전에 턴 오프된다. 일단 램프 전압이 에러 증폭기 전압과 일치하게 되면, PWM 비교기(45) 출력은 PWM 래치(70)를 리셋하여, 제어 스위치(Q1)를 턴 오프함과 아울러 약간의 시간 지연 이후에 동기 스위치(Q2)를 턴 온함으로써 다시 슈트-쓰루를 방지한다.
도 6은 도2 의 회로를 보다 세부적으로 보여주는 도 5의 회로의 동작을 보여준다. 각 위상 집적회로(30) 안에는 전류 감지 증폭기(62)가 또한 있고, 이것은 그 상에 대한 출력 인덕터 안의 전류를 모니터한다. 전류 감지 증폭기(62)의 출력은 덧셈 스테이지(summing stage)(40)에서 전압 VDAC(DAC IN)와 더해지고, 분담 조절 에러 증폭기(share adjust error amplifier)(60)에서 평균 전류 신호 ISHARE와 비교된다. 분담 조절 에러 증폭기(60)의 출력은 전체 출력 전류의 위상들의 분담을 조절하기 위해 충전 커패시터 Cc의 충전률(charge rate)을 조절한다. 예를 들어, 특정한 위상에서 감지된 전류가 평균(ISHARE)보다 더 높다면, PWM 램프 생성기(PWM ramp generator)(80)는 평균에 더 근접하도록 그 위상에서의 전류를 감소시키기 위해 PWM 램프를 조절한다. 이것은, 각 위상이 부하로의 전체 전류 공급을 균등하게 부담하도록, 각 위상 집적회로들 각각에서 행해진다.
도 6에는 도시된 바와같이, 출력 전압에서의 과전압에 대해 회로의 반응(과전압 보호-OVP)이 도시되어 있는데, 여기서 출력 전압이 OVP 임계값을 초과할 때, 제어 집적회로 내의 폴트 래치(fault latch)가 동작되어 제어 스위치 Q1이 다음 클 럭 펄스 (clock pulse) 동안 턴 온되지 않도록 하고, 결과적으로 출력 전압을 감소시키기 위해 위상 집적회로들에서의 에러 증폭 출력 EAIN이 감소한다.
도 7은 계단 상승 부하 과도기(stepped-up load transient)에 대해 회로의 응답을 보여준다. 계단 상승 부하 과도기가 발생할 때, 에러 증폭기 출력 전압은 컨버터(converter) 출력 전압이 감소하기 때문에 증가한다. 에러 증폭기(20)의 출력 전압 EAIN이 규정된 양(도 7에서 보이는 대로, 예시적으로 기준 전압 VDAC1 이상의 1.3 볼트)을 초과한다면, 비교기(50)(비교기는 예시적으로 전압 VDAC1 이상의 1.3 볼트의 기준(55) 전압을 가지고 있고, 이 전압은 덧셈 스테이지(65)을 통해 분담 조절 증폭기(60)에 의해 차례로 설정된다.) 출력은 PWM 래치(70)를 높게 설정한다. VDAC1은 VDAC의 수정된 형태임을 주의해야 한다. 왜냐면 이것은 분담 조절 증폭기(60)의 출력에 의해 조절된 것이기 때문이다. 분담 조절 증폭기(60)가 없다면, VDAC과 VDAC1은 동일하다. PWM 래치의 설정은 출력 게이트 H(제어 스위치 Q1의 게이트)를 게이트(75)와 드라이버(80)을 통해 하이(high)로 조정한다. 이 시간의 조금 전에, PWM 래치(70)의 상보적 출력(complementary output)은 PWM 램프 발생기(80)을 재설정하고, 게이트(90, 95, 100)와 게이트 드라이버(105)를 통해 동기 스위치(Q2)를 턴 오프한다.
이것은 도 7에서 보여지며, 여기서 제어 스위치로의 게이트 신호(게이트 H)는 Ⅳ에서의 클럭 신호 펄스 전에 Ⅲ에서 턴 온된다. 도 7에서 보이는 바와 같이, 일단 클럭 신호가 발생하면, PWM 램프는 Ⅴ에서 보이는 바와 같이 다시 시작하고, Ⅵ에서 보이는 바와 같이 제어 스위치를 턴 온한다.
본 발명에 따라, 상부 스위치(Q1)가 너무 오래 도통(conducting)하는 것을 방지하기 위해, PWM 램프 슬로프(slope)는 이 동작 모드 동안 증가한다(예를 들어 2배 증가한다.). 이것은 도 7의 Ⅶ에서 증가된 슬로프에 의해 보여진다. 일단, PWM 램프 신호가 에러 증폭기 출력 이상으로 상승하면, 위상 집적회로(30)는 이 모드로부터 빠져나온다.
본 발명은 특정한 실시예에 관하여 서술되었지만, 많은 다른 변형과 수정 그리고 다른 사용이 이 분야에서 통상의 기술을 가진 자에게는 명백할 것이다. 따라서, 본 발명은 본 명세서에서 특정한 개시에 의해 제한되지 않으며, 단지 첨부된 특허청구범위에 의해 제한되어야 한다.
본 발명에 따르면, 부하 과도에 대한 즉각적인 반응을 할 수 있으며, 적어도 하나 이상의 컨버터 제어 스위치들과 바람직하게는 모든 위상 제어 스위치들을 턴온시키기 위해 클럭 펄스가 발생할 때까지 기다릴 필요가 없는 다중 위상 컨버터를 제공할 수 있다.

Claims (10)

  1. 스위치된 전압을 컨버터의 출력단에 각각 제공하는 복수개의 스위칭 회로들 - 여기서, 상기 각각의 스위칭 회로는 상기 컨버터의 출력전압이 발달되는 상기 출력단에 스위치된 출력전압을 연속적으로 공급함 - 과;
    각각의 스위칭 회로가 상기 스위치된 전압을 상기 출력단에 언제 제공하여야 하는지를 결정하기 위해, 위상이 다른 복수개의 클럭신호들을 상기 스위칭 회로들에 제공하는 클럭회로와;
    각각의 스위칭 회로는 직류 전압 버스를 가로질러 연결되며 직렬로 연결된 제 1 및 제 2 스위치를 포함하여 이루어지며;
    상기 컨버터의 상기 출력단에서의 출력전압과 제 1 기준전압과의 차이에 비례하는 제 1 신호와 램프 신호를 포함하여 구성되는 제 2 신호를 비교하고, 연결된 스위칭 회로의 스위치들의 온 타임들을 제어하는 펄스 폭 변조된 신호를 생산하는 제 1 회로를 더 포함하며;
    상기 출력전압과 상기 제 1 기준 신호와의 차이에 비례하는 상기 제 1 신호를 제 2 기준전압과 비교하며, 상기 제 1 신호가 상기 제 2 기준전압을 소정 양만큼 초과하는 경우, 상기 클럭신호의 발생전에 스위치된 출력전압을 상기 출력노드에 제공키 위해 적어도 하나의 스위칭 회로를 턴온시키는 제 2 회로
    를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 다중 위상 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    각각의 스위칭 회로는
    상기 2개의 스위치들간의 공통 접점에서 스위치된 노드와 갖게 직렬연결된 제어 스위치와 동기 스위치를 포함하여 이루어지며
    상기 스위칭 회로들 중에서 적어도 하나의 스위칭 회로의 상기 제어 스위치는, 소정 양만큼 상기 제 2 기준전압을 초과하는 에러 증폭기의 출력 전압에 응답하여 턴온되는 것을 특징으로 하는 다중 위상 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 적어도 2개 이상의 스위칭 회로들의 상기 제어 스위치들은, 소정 양만큼 상기 제 2 기준전압을 초과하는 에러 증폭기의 출력 전압에 응답하여 턴온되는 것을 특징으로 하는 다중 위상 컨버터.
  4. 제3항에 있어서, 상기 각각의 스위칭 회로들의 상기 제어 스위치는
    소정 양만큼 상기 제 2 기준전압을 초과하는 에러 증폭기의 출력 전압에 응답하여 턴온되는 것을 특징으로 하는 다중 위상 컨버터.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제 2 회로는
    비교기 회로를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 다중 위상 컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제 2 기준 전압은 전류 분배 회로의 출력에 의해 조절되며, 상기 전류 분배 회로는 상기 스위칭 회로에 의해 제공되는 출력전류에 응답하여 제 2 기준전압을 발생하도록 제 1 기준전압을 조절하며 이는 상기 스위칭 회로들에 의해 제공되는 출력전류들을 균등하게 하기 위함임을 특징으로 하는 다중 위상 컨버터.
  7. 제1항에 있어서,상기 램프 신호는 제 1 슬로프를 가지며, 상기 제 1 신호가 상기 제 2 기준전압을 소정 양만큼 초과할 때 상기 슬로프는 증가하는 것을 특징으로 하는 다중 위상 컨버터.
  8. 제1항에 있어서, 상기 증가된 슬로프는 제 1 슬로프의 2배인 것을 특징으로 하는 다중 위상 컨버터.
  9. 제1항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 기준 전압은 동일한 것을 특징으로 하는 다중 위상 컨버터.
  10. 제2항에 있어서, 각각의 스위칭 회로는
    상기 스위치된 노드를 상기 컨버터의 출력노드와 연결하는 출력 인덕터를 갖는 벅 컨버터를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 다중 위상 컨버터.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR20220029104A (ko) * 2020-09-01 2022-03-08 고려대학교 산학협력단 다중 위상 하이브리드 승/강압 dc-dc 컨버터 및 그 동작 방법

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