CN101826810A - 一种用于开关电源的同步整流电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于开关电源的同步整流电路，包括：功率管，连接于变压器副边绕组和输出电容之间；控制电路，根据功率管两端的电压状态产生控制信号；该控制信号被用来控制功率管的开关状态。功率MOSFET的背栅与源或漏构成寄生体二极管，此二极管被连接成与MOSFET的源漏两端并联。当此二极管由反向偏置向正向偏置转换时，控制电路使MOSFET导通；当MOSFET导通后，二极管的正偏电压减小到低于设定的阈值时，控制电路使MOSFET关断一段设定的时间；当二极管由正向偏置转变为反向偏置后，控制电路使功率MOSFET关断。根据本发明，通过降低整流管的损耗来改善电源的转换效率，同时简化了电路设计从而降低了成本。

Description

一种用于开关电源的同步整流电路
技术领域
本发明涉及一种用于开关电源的同步整流电路，尤其涉及一种采用电压检测的用于开关电源的同步整流电路。
背景技术
与传统线性电源相比，开关电源具有体积小，转换效率高的特点，广泛应用于移动电话充电器，笔记本电脑适配器等需要交流-直流转换的电子设备中。在各种开关电源中，反激式开关电源最为常见。反激式电源变换器的核心是变压器，它提供了输入和输出的电气隔离。通常该变压器具有原边绕组和副边绕组，有些情况下为了控制目的增加一个或多个辅助绕组。反激式变换器通常用于低成本，低功率的场合中。
随着功能逐渐增加，尺寸不断减小，电子设备需要更低输出电压更大输出电流的电源。二极管整流已经广泛应用于开关电源中。但是因为二极管的正向导通电压不能进一步降低，所以采用二极管整流技术已经很难满足对电源进一步小型化，高效率的要求。而且因为整流二极管的损耗和输出电流成比例关系，二极管整流在大电流输出的场合损耗会很大。例如在低输出电压的场合中，一个肖特基二极管的正向导通压降大约为500mV，如果输出电压为3V，如果不算其他因素造成的损耗，理论上转换效率的上限为86％。在2V的输出电压场合，肖特基二极管整流因其效率太低而不能被接受。
因此，当今采用有源器件取代肖特基二极管的同步整流技术受到越来越多的关注。同步整流用一个功率MOSFET来替代肖特基二极管。虽然功率MOSFET同样存在导通损耗，但是由于MOSFET的导通电阻Rds很小，所以仍可以达到很高的转换效率。在DC/DC电源转换器中，同步整流已经被广泛的应用。当前，大部分的同步整流技术是用在正激变换器和谐振变换器中，在反激变换器中，同步整流技术刚刚开始应用。同时，大多数的同步整流是用电流检测器来检测副边线圈中电流的流向，这种方法通常需要另一个线圈和其他分立器件，这就导致了电路设计的复杂性和成本的增加。
反激变换器是一种典型的AC/DC变换器。AC/DC变换器的目的是把AC输入的线电压转换成与AC输入电压无关的稳定DC输出。如图1所示，反激变换器包含一个由整流桥输出的输入直流Vin，直流Vin被接到变压器的原边绕组101的一端。在原边绕组101的另一端和原边地之间接的是开关管102，此开关管102通常是功率MOSFET或者是双极型晶体管。副边绕组103接的是整流二极管106和输出电容104。
当开关管102导通时，原边绕组101中的电流开始增加，同时由于输出侧的整流二极管106反偏，输出侧的电流通路被阻断，能量存储在原边线圈101中。当开关管102断开时，原边电流由最大值降为零，能量通过副边绕组103传递给负载。
发明内容
本发明的主要目的是提高反激变换器的转换效率并消除可能发生的副边整流管电流回流现象，同时简化电路设计从而降低成本。
根据本发明的一方面，提供了一种用于开关电源的同步整流电路，包括：功率管，连接于开关电源的变压器副边绕组和开关电源的输出电容之间；控制电路，根据功率管两端的电压状态产生控制信号；控制信号被用来控制功率管的开关状态。功率管是由源极、漏极、栅极和背栅构成的4端MOSFET，该MOSFET的背栅与源或漏构成寄生的体二极管，此寄生的体二极管被连接成与MOSFET的源漏两端并联，其中，当寄生的体二极管由反向偏置向正向偏置转换时，控制电路使MOSFET开始导通；在MOSFET导通后，当寄生的体二极管的正偏电压减小到低于设定的阈值时，控制电路使MOSFET关断一段设定的时间；当寄生的体二极管由正向偏置变为反向偏置后，控制电路使MOSFET处于关断状态。
这种利用检测整流管两端电压来控制同步整流管的方法省掉了传统同步整流电路所需要的线圈或者霍尔器件，同时可将功率MOSFET与控制电路集成到一个芯片上，该芯片可以采用低成本的3只管脚封装，从而减少了变换器中的元件数目与成本。
变压器是应用本发明的反激变换器的核心。变压器的原边绕组一端接经过整流的DC输入，一端接功率开关管。副边绕组的一端接同步整流电路一个端口，另一端接副边地。反激变换器控制芯片通过控制原边开关管的导通与关断来给输出供电。当原边开关管导通时，变压器原边绕组内电流逐渐增加，能量开始存储，当原边绕组内的电流达到一定的值时，开关管关断，变压器原边内的能量通过变压器的磁芯传到副边绕组，最终储存在输出电容中。
本发明使用功率MOSFET以及与其源漏并联的寄生体二极管作为整流器件。本发明的同步整流电路还包括电压比较器单元，此电压比较器单元的两端分别接在功率MOSFET的漏端和源端，同时也就接到了寄生体二极管的两端，因为体二极管被接成与功率MOSFET的漏源并联的状态。电压比较器通过检测体二极管两端的电压来控制功率MOSFET的状态。当体二极管由反向偏置转变为正向偏置后，控制电路使功率MOSFET处于导通状态。当体二极管正向偏置电压小于设定的电压值时，控制电路使功率MOSFET关断一段时间；当体二极管由正向偏置转变为反向偏置以后，控制电路使功率MOSFET处于关断状态。
在一个开关周期中，当原边的开关管关断后，在同步整流控制电路使MOSFET导通之前，副边电流流经与功率MOSFET的源漏并联的寄生体二极管。这样在体二极管的两端就有一个大约0.7V的电压降。这个电压降被电压比较器采样，比较器输出一信号，经过内部的逻辑处理以后，把MOSFET开通。当MOSFET开通以后，副边的大部分电流流经MOSFET，寄生体二极管被旁路。因为MOSFET的导通电阻很小，此时MOSFET两端的电压降到0.3V左右。当副边电流逐渐减小，MOSFET两端的电压也逐渐降低。当MOSFET两端的电压低于指定的阈值时，整流控制电路把MOSFET关断一段设定的时间，直至体二极管由正偏转为反偏。当体二极管由正向偏置转变为反向偏置以后，控制电路继续使功率MOSFET处于关断状态。当原边开关管再次导通，转换器重新进入储能阶段。至此，一个开关周期结束。
为避免整流MOSFET的误动作，在电压比较器和整流MOSFET的栅极之间增加了一个逻辑处理电路。为了提高性能，这个逻辑处理电路采用了最少的逻辑单元来减小传输延时。
此外，本发明的控制电路不需应用系统增加分立器件，控制电路可以与功率管集成在同一硅片上，构成低成本的三个管脚的集成同步整流器。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于开关电源的集成的三端整流器，包括：第一端口，连接开关电源的变压器，用作电压检测以及整流端口；第二端口，连接开关电源的输出级，用于给三端整流器内部电路提供电源，同时作为另一整流端口；接地端口，连接开关电源输出级参考“地”，作为三端整流器内部电路的“地”；功率MOSFET，其背栅与源或漏构成寄生的体二极管，此寄生的体二极管被连接成与MOSFET的源端和漏端并联；与功率MOSFET集成在同一硅片上的控制电路，当寄生的体二极管由反向偏置向正向偏置转换时，控制电路使MOSFET开始导通；在MOSFET导通后，当寄生的体二极管的正偏电压减小到低于设定的阈值时，控制电路使MOSFET关断一段设定的时间；当寄生的体二极管由正向偏置变为反向偏置后，控制电路使MOSFET处于关断状态。
附图说明
图1示出了传统的使用二极管作为整流器件的反激变换器的结构；
图2是采用根据本发明一优选实施例的同步整流电路的同步整流反激变换器结构；
图3示出了图2中所采用的根据本发明一优选实施例的同步整流电路；
图4是采用根据本发明另一优选实施例的同步整流电路的同步整流反激变换器结构；
图5示出了图3中所采用的根据本发明另一优选实施例的同步整流电路；
图6是图3中的逻辑驱动电路单元的一个优选实施方式；
图7示出了图2和图3中的电路工作的时序图；
图8示出了图6中的逻辑驱动电路单元的工作时序图；
图9是根据本发明的控制电路中电压比较器单元的一个优选实施方式。
具体实施方式
下面，结合附图详细描述根据本发明的优选实施例。
图2是采用根据本发明一优选实施例的同步整流电路的同步整流反激变换器结构，其中功率管为N型MOSFET。与图1中使用二极管作为整流器件的反激变换器相比，图2中的电路用虚线框内的结构217代替了图1中的整流二极管106。此结构与图1相比具有更高的电源转换效率。同步整流反激变换器包括提供变换器输入功率的整流DC线电压，此DC线电压接到原边绕组207的一端，原边绕组207的另一端接到开关管208。原边控制IC 210控制开关管208的开关状态。开关管208开通，变压器中的能量增加，开关管208关断时，能量由原边绕组207传到副边绕组206，最后储存在输出电容214上。变换器的副边包含与同步整流电路相连接的副边绕组206、输出电容214和输出负载215。
图3示出了图2中所采用的根据本发明一优选实施例的同步整流电路。如图3所示，同步整流电路包括电压比较器单元303和逻辑驱动电路单元305。电压比较器单元303有两个分别接到整流功率MOSFET 301两端的差分输入端。在体二极管302阴极和比较器的负输入端之间有失调电压源304。失调电压源304用来设置电压比较器单元303的失调电压。当体二极管302的正偏电压超过这个失调电压时，整流控制电路使得MOSFET 301导通，否则使其关断。通过合理设置失调电压源304的失调电压，可以设置电压比较器的翻转点处在副边电流过零之前，从而有效阻止反向电流的产生。失调电压源304可以被集成到电压比较器单元303中。电压比较器单元303的输出被接到逻辑驱动电路单元305的输入端，这样做的原因在后面有详细的阐述。逻辑驱动电路单元305的输出被接到同步整流功率管MOSFET 301的栅极，从而根据体二极管302的偏置电压来控制MOSFET 301的栅电压。逻辑驱动电路单元305可以集成驱动电路以便可以快速的打开同步整流功率管MOSFET 301。总而言之，与同步整流功率管301漏源两端并联的体二极管302的偏置电压被采样，此采样电压与失调电压源304相比较，比较的结果被逻辑驱动电路单元305处理用来控制同步整流功率管301的开关状态。
图4是采用根据本发明另一优选实施例的同步整流电路的同步整流反激变换器结构。其工作的基本原理和图2所示的同步整流反激变换器类似。图5示出了图4中所采用的根据本发明另一优选实施例的同步整流电路，其与图3中所示的同步整流电路的区别在于，其采用P型的MOSFET作为整流功率器件，工作原理与N型的同步整流电路相类似。为了描述的简洁，这里就不再赘述。
根据本发明的P型同步整流电路和N型同步整流电路只有三个节点。如图2-5所示，VA、VB、VC是所述的三个节点。根据本发明的同步整流电路的控制电路可通过输出电容的两端来供电。
图7示出了图2和图3中的电路工作的时序图，尤其示出了图2的电路中关键节点的波形图。IDRV是功率开关管208的驱动电流，IP是变压器原边绕组207中的电流，Is是变压器副边绕组206中的电流，VA与VC的电压差是同步整流电路中与功率MOSFET 201的漏源并联的体二极管202的偏置电压。
对于工作在断续工作模式(discoutineous mode，DCM)的反激变换器，原边控制电路在t0到t1时间段内给功率开关管208提供驱动电流。变压器原边绕组207中的电流Ip线性增加，直到功率开关管208关断。开关管208关断以后，原边绕组207开路，副边绕组206的电流IS从t1时刻开始线性下降。在副边同步整流控制电路使功率MOSFET 201导通之前，副边电流流经功率MOSFET 201的寄生体二极管202，并在MOSFET 201的漏源两端产生0.7V左右的压降。这个压降被电压比较器单元203感应，输出一个使能信号，使能信号经过逻辑驱动电路单元205后把MOSFET 201打开。MOSFET 201打开之后，电流流经MOSFET 201，体二极管202被旁路，因为MOSFET 201的导通电阻很小，所以体二极管202的正向偏置电压下降。与此同时，副边绕组206内的电流Is也在线性下降，体二极管202的正向偏置电压(VA-VC)下降。当体二极管202的正向偏置电压(VA-VC)低于指定的失调电压204时(对应t2时刻)，整流控制电路把MOSFET 201关断一段预先设定的时间，直到体二极管202稳定处于反偏状态(t3之后)。体二极管202由正向偏置转变为稳定反向偏置以后，控制电路使功率MOSFET 201处于关断状态。此后，原边开关管208再次打开，变压器再次进入储存能量的状态，一个开关周期结束。
在图3中，为了防止MOSFET 301在关断前副边电流已经过零，造成电流反冲现象，图3中失调电压源304的失调电压通常会合理设置，以便使MOSFET 301早一点关断。但是如果没有逻辑驱动电路单元305，当电压比较器单元303输出关断MOSFET 301的信号时，因为这时副边还有一定的电流，这些电流就会重新流经MOSFET 301的体二极管302，从而导致整流管源漏两端的电压再度升高到0.7V左右，这时会导致电压比较器单元303重新把MOSFET 301打开，最终的结果是导致同步整流管在关断的过程中出现反复关断与导通，造成不必要的功率损失和转换效率的降低。在电压比较器单元303的输出Vo与MOSFET 301的栅极Vg之间增加逻辑驱动电路单元305，可以实现体二极管302的正偏电压减小到低于失调电压源304设定的阈值时，使MOSFET301关断一段设定的时间，直到体二极管302由正向偏置转变为反向偏置。此后逻辑驱动电路单元305使功率MOSFET 301维持关断状态，直到体二极管302再次处于正向偏置。从图7中Vo的波形图中可以看到电压比较器单元303输出端的毛刺。
逻辑驱动电路单元305消除了同步整流管MOSFET 301控制信号可能出现的振荡现象。图8中的VG波形消除了Vo中的毛刺。
图6是图3中的逻辑驱动电路单元的一个优选实施方式。此电路单元包含延时电路609、SR触发器610、与非门611和驱动器612。电压比较器单元603的输出被接到SR触发器610的置位S端，延时信号被接到SR触发器610的复位R端。其中延时时间要大于可能出现的毛刺脉冲持续时间。触发器610的输出被接到与非门611的输入端，与非门611的另一输入端接电压比较器单元603的输出。与非门611的输出接到作为为驱动器的缓冲器612。这个逻辑驱动电路单元可以有效地消除MOSFET 601栅驱动电压可能出现的毛刺脉冲。为了提高性能，逻辑驱动电路单元602用最少的逻辑电路实现以提高其响应速度。
图8示出了图6中的逻辑驱动电路单元的工作时序图。在t0时刻，当原边功率开关管导通时，变压器的原边绕组电流线性增加，副边绕组被感应出负向的电压。此时同步整流MOSFET601的体二极管处于反向偏置状态，比较器单元的输出端Vo为低，把与非门611的输出置为高电平，从而把同步整流MOSFET 601关断。在t1时刻，当Vo变为高后，与非门611的两个输入端都是高电平，与非门输出(节点C)为低，通过驱动器612把功率MOSFET 601打开。在t2时刻，Vo变为低电位，置位SR触发器，这时不管Vo的电压是否抖动，SR触发器将保持一段时间的置位状态直到R端信号变为有效。在这段由延时单元609决定的时间内，触发器的输出(节点B)为低电平，经过与非门611和驱动器612把同步整流MOSFET 601关断。副边电流过零(时刻t3)之后，Vo维持为低电平，整流MOSFET 601处于关断状态，直到同步整流MOSFET 601的体二极管由反向偏置状态变为正偏状态，这时同步整流MOSFET 601再次打开。
图9是根据本发明的控制电路中电压比较器单元的一个优选实施方式。为了在CMOS工艺中简化此电路的设计，该电路用了两路带二极管的电压分压支路。如图9所示，在左边的第一支路中，第一二极管913的阳极连接到变压器905的副边绕组，阴极连接到第一电阻914，第一电阻914的另一端连接到比较器919的负向输入端，比较器919的负向输入端和地之间接了并联的第二电阻915和电容920。第一电阻914和第二电阻915构成电压分压结构，当变压器905的副边绕组有正向电压时，比较器919感应到此电压并把同步整流MOSFET打开。当变压器905的副边绕组为负电压时，第一二极管913不通，比较器919的负向输入端看到的电压几乎为零，小于正向输入端的电压，此时控制电路把同步整流MOSFET关断。第二条电压分压支路由第二二极管916、第三电阻917和第四电阻918组成，工作原理和第一条支路类似。通过合理设置第一和第二电阻914和915以及第三和第四电阻917和918的分压比，图5所示的失调电压源504就可以实现。电容920用来滤除输入高频信号和保护比较器919。
在高压BiCMOS或BCD工艺中，第一和第二二极管913和916以及第一至第四电阻914、915、917、918可以被集成到芯片中，从而构成一个集成的三端同步整流器。
由上可知，根据本发明的电路与以往的同步整流电路不同，其不包括任何电流感应线圈和霍尔器件，也不需要多余的电阻和其他的电流检测电路。它使电源转换器具有更好的性能。根据本发明的同步整流控制电路和同步整流MOSFET可以被集成到一个三个管脚的芯片中，代替二极管整流，同时相比于其他的同步整流具有低成本的优势。
本说明书中所描述的只是本发明的优选具体实施例，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对本发明的限制。凡本领域技术人员依本发明的构思通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在如权利要求所界定的本发明的范围之内。

Claims (10)

1.一种用于开关电源的同步整流电路，其特征在于，包括：
功率管，连接于开关电源的变压器副边绕组和开关电源的输出电容之间；
控制电路，根据所述功率管两端的电压状态产生控制信号；
所述控制信号被用来控制所述功率管的开关状态。
2.如权利要求1所述的用于开关电源的同步整流电路，其特征在于，所述功率管是由源极、漏极、栅极和背栅构成的4端MOSFET，该MOSFET的背栅与源或漏构成寄生的体二极管，此寄生的体二极管被连接成与MOSFET的源漏两端并联，其中，
当所述寄生的体二极管由反向偏置向正向偏置转换时，所述控制电路使MOSFET开始导通；在MOSFET导通后，当所述寄生的体二极管的正偏电压减小到低于设定的阈值时，所述控制电路使MOSFET关断一段设定的时间；当所述寄生的体二极管由正向偏置变为反向偏置后，所述控制电路使MOSFET处于关断状态。
3.如权利要求1所述的用于开关电源的同步整流电路，其特征在于，所述控制电路包括：
两个差分输入端，分别连接到所述功率管的两端，感应所述功率管两端的电压；
一个输出端，输出驱动信号以控制所述功率管；
电压比较器单元，根据从所述两个差分输入端输入的差分输入信号和指定的失调电压作出响应；
逻辑驱动电路单元，接收并处理来自所述电压比较器单元的信号，并将驱动信号提供到所述输出端。
4.如权利要求3所述的用于开关电源的同步整流电路，其特征在于，所述逻辑驱动电路单元包括：
SR触发器，其置位输入端直接接收来自所述电压比较器单元的信号；
延时单元，连接于所述电压比较器单元的输出端与所述SR触发器的复位输入端之间；
与非门，其一输入端连接到所述电压比较器单元的输出端，另一输入端接收来自所述SR触发器的信号；
驱动器，接收来自所述与非门的输出信号，并输出驱动信号以控制所述功率管的开关状态。
5.如权利要求3所述的用于开关电源的同步整流电路，其特征在于，所述电压比较器单元具有内部集成的失调电压。
6.如权利要求3所述的用于开关电源的同步整流电路，其特征在于，所述电压比较器单元包括比较器和两路带二极管的电压分压支路，其中，
在第一支路中，第一二极管的阳极连接到开关电源的变压器的副边绕组，阴极连接到第一电阻，第一电阻的另一端连接到比较器的负向输入端，比较器的负向输入端和地之间连接有并联的第二电阻和电容；
在第二支路中，第二二极管的阳极连接到功率管，阴极连接到第三电阻，第三电阻的另一端连接到比较器的正向输入端，比较器的正向输入端和地之间连接有第四电阻；
从而通过设置第一和第二电阻以及第三和第四电阻的分压比来设置失调电压的值，并保证输入的电压落入比较器的共模范围之内；并通过第一和第二二极管防止电流倒灌。
7.如权利要求2所述的用于开关电源的同步整流电路，其特征在于，所述MOSFET是P型的MOSFET或N型的MOSFET。
8.如权利要求1所述的用于开关电源的同步整流电路，其特征在于，该同步整流电路用单一电源供电或者用反激变换器的输出端供电。
9.如权利要求1所述的用于开关电源的同步整流电路，其特征在于，所述功率管集成在高压工艺的芯片上，所述控制电路集成在低压工艺的芯片上。
10.一种用于开关电源的集成的三端整流器，其特征在于，包括：
第一端口，连接开关电源的变压器，用作电压检测以及整流端口；
第二端口，连接开关电源的输出级，用于给三端整流器内部电路提供电源，同时也可以作为另一整流端口；
接地端口，连接开关电源输出级参考“地”，作为三端整流器内部电路的“地”，同时也可以作为另一整流端口；
功率MOSFET，其背栅与源或漏构成寄生的体二极管，此寄生的体二极管被连接成与MOSFET的源端和漏端并联；
与所述功率MOSFET集成在同一硅片上的控制电路，当所述寄生的体二极管由反向偏置向正向偏置转换时，所述控制电路使MOSFET开始导通；在MOSFET导通后，当所述寄生的体二极管的正偏电压减小到低于设定的阈值时，所述控制电路使MOSFET关断一段设定的时间；当所述寄生的体二极管由正向偏置变为反向偏置后，所述控制电路使MOSFET处于关断状态。
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