CN109995241B - 一种电源及其电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明属于电源技术领域，提供了一种电源及其电源电路。在本发明中，通过在电源电路中设置包括电源偏置模块、开启检测模块、关闭检测模块、控制模块、驱动模块、输出电压检测模块及阈值处理模块的次级控制芯片，使得次级整流开关管在对变压器的输出进行次级整流时，控制模块根据开启检测模块的检测结果控制驱动模块打开次级整流开关管，控制模块还根据关闭检测模块的检测结果控制驱动模块关闭次级整流开关管，以此实现次级整流开关管的导通与关闭，并且在次级整流开关管关闭时，阈值处理模块根据输出电压检测模块的检测结果对关闭检测模块的关闭电压阈值进行调整，使得次级整流开关管实现“0”电流关断，从而提高电源电路的效率和稳定性。

Description

一种电源及其电源电路
技术领域
本发明属于电源技术领域，尤其涉及一种电源及其电源电路。
背景技术
为了解决传统小功率交流-直流(ACDC)电源充电功率小的缺陷，现有技术提出了一种通过提高输出电压来提高充电功率及速度的ACDC电源系统，例如图1所示的ACDC电源系统，其输出电压范围可达12V，甚至更大。如图1所示，该ACDC电源系统主要是由整流桥、变压器初级绕组、次级绕组、反馈绕组、初级控制IC、功率开关器件、初级电流检测电阻R4、反馈整流二极管D1、反馈电压检测电阻R2和R3、次级整流二级管D2以及电容等组成。在该ACDC电源系统中，由于变压器次级采用二极管D2进行整流，而二极管D2正向导通有约0.3～0.8V左右的电压降，因此会损耗较大的能量，电源转换效率降低。
为了解决图1所示的ACDC电源系统的电源转换效率低的缺陷，现有技术提出了一种新的ACDC电源系统，如图2所示。图2所示的ACDC电源系统和传统的ACDC电源系统相比，主要区别是：图2所示的ACDC电源系统采用低内阻的金属-氧化层半导体场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)代替传统的次级整流二级管D2，并通过次级同步整流控制IC，精准地控制MOSFET开关，以在实现能量的传递的同时，降低压降及损耗，提升系统效率。
图3是图2所示的ACDC电源系统中的次级整流系统的初次级开关时序图。根据图2与图3可知，初级MOSFET开通后，初级电感开始存储能量，当初级MOSFET关闭时，初级向次级传递能量，次级同步整流IC对SR端电压进行采样，根据采样结果开启次级MOSFET，并在能量耗尽时，及时关闭次级MOSFET，以此实现同步整流。
理论上，当次级同步整流IC控制次级MOSFET关闭时，关闭的电压点所对应的MOSFET电流值应该为“0”，而由于实际应用中图2所示的ACDC电源系统中的次级同步整流IC控制次级MOSFET关闭时，关断电压VTH1是固定的，因此当输出电压Vo不同时，关闭电压点将会出现超前或滞后的情况，如此将使得次级MOSFET无法完全做到“0”电流下关断，从而降低ACDC电源系统的效率与稳定性。
综上所述，现有的ACDC电源系统存在效率与稳定性低的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种电源及其电源电路，旨在解决现有的ACDC电源系统存在效率与稳定性低的问题。
本发明是这样实现的，一种电源电路，用于向用电设备充电，包括整流桥、变压器、初级控制芯片、功率开关管以及次级整流开关管，所述整流桥接收交流电，并与所述变压器以及所述初级控制芯片连接，所述变压器与所述功率开关管、所述初级控制芯片以及所述次级整流开关管连接，所述功率开关管与所述初级控制芯片连接，所述电源电路还包括次级控制芯片，并且所述次级控制芯片包括：电源偏置模块、开启检测模块、关闭检测模块、控制模块、驱动模块、输出电压检测模块以及阈值处理模块；
所述电源偏置模块根据所述变压器输出的充电电压向所述次级控制芯片中的其他模块提供工作电压；
当变压器传递的能量达到开启电压阈值时，所述开启检测模块对传递能量进行采样，并根据采样结果输出开启控制信号至所述控制模块，所述控制模块根据所述开启控制信号输出开启驱动信号至所述驱动模块，所述驱动模块根据所述开启驱动信号驱动所述次级整流开关管导通，所述变压器在所述次级整流开关管导通时根据所述充电电压向所述用电设备充电；
当所述传递能量达到关闭电压阈值时，所述关闭检测模块对所述传递能量进行采样，并根据采样结果输出关闭控制信号至所述控制模块，所述控制模块根据所述关闭控制信号输出关闭驱动信号至所述驱动模块，所述驱动模块根据所述关闭驱动信号驱动所述次级整流开关管关闭；
所述输出电压检测模块对所述充电电压进行采样，并根据基准电压对采样结果进行检测，且根据检测结果输出阈值选择信号至所述阈值处理模块，所述阈值处理模块根据所述阈值选择信号对所述关闭电压阈值进行调整，并将调整后的关闭电压阈值输出至所述关闭检测模块。
本发明的另一目的在于提供一种电源，所述电源包括上述的电源电路。
在本发明中，通过在电源电路中设置包括电源偏置模块、开启检测模块、关闭检测模块、控制模块、驱动模块、输出电压检测模块以及阈值处理模块的次级控制芯片，使得电源电路在对用电设备充电时，电源偏置模块为次级控制芯片中的其他模块供电，同时向输出电压检测模块提供基准电压，并且开启检测模块在变压器传递的能量达到开启电压阈值时，对传递能量进行采样，以根据采样结果输出开启控制信号至控制模块，控制模块根据开启控制信号控制驱动模块打开次级整流开关管；当传递能量达到关闭电压阈值时，关闭检测模块对传递能量进行采样，并根据采样结果输出关闭控制信号至控制模块，控制模块根据关闭控制信号控制驱动模块关闭次级整流开关管，以此实现次级整流开关管的导通与关闭，而输出电压检测模块对变压器输出的充电电压进行采样，并根据基准电压对采样结果进行检测，且根据检测结果输出阈值选择信号至阈值处理模块，阈值处理模块根据阈值选择信号对关闭检测模块的关闭电压阈值进行调整，使得次级控制芯片在控制次级整流二极管的关闭时，可以根据变压器输出的充电电压对关闭电压阈值进行调整，进而使得次级整流开关管实现“0”电流关断，从而提高电源电路的效率和稳定性，解决了现有的ACDC电源系统存在效率与稳定性低的问题。
附图说明
图1是现有技术提供的电源电路的电路结构示意图；
图2是现有技术提供的另一电源电路的电路结构示意图；
图3是图2所示的电源电路的工作时序示意图；
图4是本发明一实施例所提供的电源电路的模块结构示意图；
图5是本发明另一实施例所提供的电源电路的模块结构示意图；
图6是本发明实施例一所提供的输出电压检测模块和阈值处理模块的电路结构示意图；
图7是本发明实施例二所提供的输出电压检测模块和阈值处理模块的电路结构示意图；
图8是本发明实施例三所提供的输出电压检测模块和阈值处理模块的电路结构示意图；
图9是本发明一实施例所提供的电源电路的工作时序示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
以下结合具体附图对本发明的实现进行详细的描述：
图4示出了本发明一实施例所提供的电源电路的模块结构，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：
如图4所示，本发明实施例所提供的电源电路用于向用电设备充电，其包括整流桥10、变压器20、初级控制芯片30、功率开关管M0、次级整流开关管M1以及次级控制芯片40，并且该次级控制芯片40包括电源偏置模块401、开启检测模块402、关闭检测模块403、控制模块404、驱动模块405、输出电压检测模块406以及阈值处理模块407。
其中，整流桥10接收交流电，并与变压器20以及初级控制芯片30连接，变压器20与功率开关管M0、初级控制芯片30以及次级整流开关管M1连接，功率开关管M0与初级控制芯片30连接，电源偏置模块401与变压器20以及次级控制芯片40中的其他模块连接，开启检测模块402、关闭检测模块403以及输出电压检测模块406均与变压器20连接，控制模块404与开启检测模块402、关闭检测模块403以及驱动模块405连接，驱动模块405与次级整流开关管M1连接，阈值处理模块407与输出电压检测模块406以及关闭检测模块403连接。
具体的，整流桥10将交流电整流为直流电后输出至变压器20与初级控制芯片30，初级控制芯片30根据直流电控制功率开关管M0开启，并且当流过功率开关管M0的电流达到预设电流时控制功率开关管M0关闭；当功率开关管M0开启时，变压器20的初级绕组根据直流电进行能量存储，当功率开关管M0关闭时，变压器20的初级绕组向次级绕组传递能量，次级绕组根据传递的能量输出充电电压Vo。
电源偏置模块401根据变压器20输出的充电电压Vo向次级控制芯片40中的其他模块提供工作电压，以使得次级控制芯片40中的其他模块在该工作电压的作用下工作。
当变压器20传递的能量达到开启电压阈值VTH0时，开启检测模块402对变压器20传递的能量进行采样，并根据采样结果输出开启控制信号至控制模块404，控制模块404根据开启控制信号输出开启驱动信号至驱动模块405，驱动模块405根据开启驱动信号驱动次级整流开关管M1导通，变压器20在次级整流开关管M1导通时根据充电电压Vo向用电设备充电。
当变压器20传递的能量达到关闭电压阈值VTH1时，关闭检测模块403对传递的能量进行采样，并根据采样结果输出关闭控制信号至控制模块404，控制模块404根据关闭控制信号输出关闭驱动信号至驱动模块405，驱动模块405根据关闭驱动信号驱动次级整流开关管M1关闭。
输出电压检测模块406对充电电压Vo进行采样，并根据基准电压VREF对采样结果进行检测，且根据检测结果输出阈值选择信号至阈值处理模块407，阈值处理模块407根据阈值选择信号对关闭电压阈值VTH1进行调整，并将调整后的关闭电压阈值输出关闭检测模块403。
进一步的，作为本发明一优选实施例，如图5所示，本发明实施例所提供的电源电路还包括欠压保护模块408。
其中，欠压保护模块408与电源偏置模块401以及控制模块404连接。
具体的，欠压保护模块408对电源偏置模块401输出的工作电压进行检测，并在工作电压低于预设电压时，控制控制模块404断开。
需要说明的是，在本发明实施例中，预设电压指的是可保障电源电路正常工作的最低电压阈值。
在本实施例中，由于电源偏置模块401输出的工作电压是根据变压器20输出的充电电压Vo进行转换而得的，因此，当电源偏置模块401输出的工作电压低于预设电压时，则表明变压器20输出的充电电压Vo偏低，而通过在电源电路中设置欠压保护模块408，使得该欠压保护模块408在充电电压Vo偏低时，可控制控制模块404断开，进而对电源电路进行保护，防止电源电路产生低压损坏。
进一步的，以图9所示的时序示意图和图4所示的电路图为例对本发明实施例提供的电源电路的工作原理进行具体说明，详述如下：
如图4和图9所示，整流桥10在接收到交流电后对该交流电进行整流处理，将该交流电整流为直流电后输出，该直流电经过电阻R1和电容C1的滤波电路滤波后输出至变压器20的初级绕组和初级控制芯片30的电压端VCC，初级控制芯片30在接收到该直流电后输出高电平的初始开关信号控制功率开关管M0开启，从而使得变压器20的初级绕组根据直流电进行能量存储。同时，初级控制芯片30通过电阻R4检测流过功率开关管M0的电流，当流过功率开关管M0的电流达到预设电流时，初级控制芯片30控制功率开关管M0关闭，当功率开关管M0关闭时，变压器20的初级绕组向次级绕组传递能量。
当功率开关管M0关闭，变压器20的初级绕组向次级绕组传递能量，此时变压器20的次级绕组的SR端电压急剧下降，次级控制芯片40对次级绕组的SR端电压进行检测，以根据检测结果控制次级整流开关管M1的导通与关闭，在次级整流开关管M1导通时，变压器20的次级绕组根据传递的能量输出充电电压Vo，该充电电压Vo可向用电设备充电。
具体的，在t1阶段，当变压器20的次级绕组的SR端电压低于0V，并且该SR端电压达到开启电压阈值VTH0时，开启检测模块402对该SR端电压进行采样，并在采样时间t1后，开启检测模块402根据采样结果输出开启控制信号至控制模块404，控制模块404根据开启检测模块402发送的开启控制信号输出开启驱动信号至驱动模块405，驱动模块405根据该开启驱动信号使得输出至次级整流开关管M1的驱动电压VG开始上升。
在t2阶段，次级整流开关管M1的驱动电压VG开始上升，并且随着驱动电压VG的上升到次级整流开关管M1的开启阈值电压，次级整流开关管M1慢慢开启。当驱动电压VG继续上升到一定值时，次级整流开关管M1完全开启。
在t3阶段，当次级整流开关管M1完全开启后，由变压器20的次级绕组上的能量转换的充电电压Vo开始向用电设备充电，随着充电过程的进行，流过次级整流开关管M1的电流开始逐渐减小，直至次级整流开关管M1开始关闭。
在t4阶段，随着流过次级整流开关管M1的电流开始逐渐减小，变压器20的次级绕组的SR端电压逐渐增大，但仍然小于0V。当SR端电压达到关闭电压阈值VTH1时，此时充电电压Vo为V1，并且关闭检测模块403开始对SR端电压进行采样，并在采样时间t4后，关闭检测模块403根据采样结果输出关闭控制信号至控制模块404，控制模块404根据关闭检测模块403发送的关闭控制信号输出关闭驱动信号至驱动模块405，驱动模块405根据该关闭驱动信号使得输出至次级整流开关管M1的驱动电压VG开始下降，次级整流开关管M1开始关闭。
在t5阶段，随着驱动电压VG的缓慢下降，次级整流开关管M1逐渐关闭，并且当次级整流开关管M1完全关闭时，流过次级整流开关管M1的电流减小为“0”，以此实现次级整流开关管M1的“0”电流关断。
此外，在之后的周期中，随着充电过程的进行，充电电压Vo在不断发生变化，当充电电压Vo变化为VN时，本发明实施例所提供的电源电路对关闭电压阈值进行调整，使得在电压点VN时，次级整流开关管M1的关闭电压阈值为VTHN，从图9可以看出，在电压点VN，将次级整流开关管M1的关闭电压阈值调整为VTHN，使得次级整流开关管M1实现“0”电流关断。
请同时参考图3和图9，由于在图3中，当充电电压Vo为V1时，关闭电压阈值为VTH1使得次级整流开关管M1关断超前，进而在次级整流开关管M1完全关闭时，流经次级整流开关管M1的电流未减小到“0”，使得次级整流开关管M1的体二极管再次开始导通，而体二极管的导通，使得电流从次级整流开关管M1的二极管流过，使得能量大量损耗，降低了电源电路的效率，而在图9中，本发明实施例提供的电源电路使得充电电压Vo为V1时，根据充电电压Vo的变压将V1点的关闭电压阈值VTH1进行调整，使得在次级整流开关管M1完全关闭时，流经次级整流开关管M1的电流减小到“0”，实现次级整流开关管M1的“0”电流关断，降低了能量损耗，提高了电源电路的效率。
此外，在图3中，当充电电压Vo为VN时，由于此时充电电压Vo增大，因此，SR端电压变化速度更大，而关闭电压阈值仍然是TVH1，如此将导致关断之后，进而使得流经次级整流开关管M1的电流已经减小为“0”，变压器20的电感消磁结束，而次级整流开关管M1还没关断，电流开始反向逐渐增大，直到次级整流开关管M1完全关断，电流消失，而在VN电压点的关断阶段，如果初级功率开关管M0再次开通，则初次级将同时导通，进而使得能量损耗增大，降低了系统效率及稳定性，而在图9中，本发明实施例提供的电源电路使得充电电压Vo为VN时，根据充电电压Vo的变压将VN点的关闭电压阈值调整为VTHN，使得在次级整流开关管M1完全关闭时，流经次级整流开关管M1的电流减小到“0”，实现次级整流开关管M1的“0”电流关断，降低了能量损耗，提高了电源电路的效率及稳定性。
在本实施例中，本发明实施例提供的电源电路根据充电电压Vo的变化对关闭检测模块403的关闭电压阈值进行调整，使得在充电电压Vo的不同时刻，次级整流开关管M1的关闭电压阈值不同，以此实现次级整流开关管M1的“0”电流关断，进而降低能量损耗，提高电源电路的效率及稳定性。
下面将以几种不同的实施方式对本发明实施例提供的电源电路可根据充电电压Vo的变化调整关闭电压阈值的原理进行具体说明，详述如下：
请参考图4所示的电源电路，如图4所示，输出电压检测模块406对变压器20输出的充电电压Vo进行检测，之后输出电压检测模块406根据公式K1*Vo+a1对充电电压Vo进行运算处理，并将处理结果输出至阈值处理模块407，阈值处理模块407接收处理结果，并根据函数VTH(Vo)＝K2*(K1*Vo+a1)+a2对关闭电压阈值进行调整；其中，Vo为充电电压Vo的电压值，K1、K2、a1以及a2为预先设置的预设参数。
当阈值处理模块407根据VTH(Vo)＝K2*(K1*Vo+a1)+a2函数对关闭电压阈值VTH进行调整时，根据该VTH(Vo)＝K2*(K1*Vo+a1)+a2函数可以看出，关闭电压阈值VTH是一个与充电电压Vo有关的函数，并且每一个充电电压Vo对应一个关闭电压阈值VTH，因此，通过合理设置K1、K2、a1以及a2四个参数的数值，可使得次级整流开关管M1实现“0”电流关断。
在本实施中，输出电压检测模块406对充电电压Vo进行检测，并根据公式K1*Vo+a1对充电电压Vo进行运算处理，之后阈值处理模块407根据函数VTH(Vo)＝K2*(K1*Vo+a1)+a2使得充电电压Vo与与关闭电压阈值VTH有一一对应关系，以此实现根据充电电压Vo对关闭电压阈值VTH进行调整，使得次级整流开关管M1实现“0”电流关断，并且方法简单便捷。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图5所示，输出电压检测模块406包括：采样单元406a、检测单元406b以及处理单元406c。
其中，采样单元406a与变压器20以及检测单元406b连接，检测单元406b与处理单元406c连接，处理单元406c与阈值处理模块407连接。
具体的，采样单元406a对充电电压Vo进行采样，并将采样结果输出至检测单元406b，检测单元406b接收基准电压，并根据基准电压对采样结果进行检测，且将检测结果输出至处理单元406c，处理单元406c根据检测结果输出阈值选择信号至阈值处理模块407。
当阈值处理模块407接收到处理单元406c发送的阈值选择信号后，阈值处理模块407对阈值选择信号进行译码运算处理，并根据处理结果对关闭电压阈值进行调整，以使得充电电压Vo不同时，关闭检测模块403的关闭电压阈值VTH也不同。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图6所示，采样单元406a包括一个采样点，基准电压包括N-1个基准子电压VREF2-1、VREF2-2、VREF2-3......VREF2-N-1，检测单元406b包括N-1个第一输入端、N-1个第二输入端以及N-1个输出端，N-1个第一输入端中的每个第一输入端接收一个基准子电压，N-1个第二输入端均与采样点连接，N-1个输出端与处理单元406c连接；其中，N为不小于3的整数。
具体的，采样点对充电电压Vo进行采样，并将采样结果输出至检测单元406b，检测单元406b根据N-1个基准子电压VREF2-1、VREF2-2、VREF2-3......VREF2-N-1对采样结果进行检测，并输出N-1个相应的检测结果至处理单元406c，处理单元406c根据N-1个检测结果输出N-1个阈值选择信号至阈值处理模块407。
阈值处理模块407接收N-1个阈值选择信号，并对N-1个阈值选择信号进行译码运算处理，且根据处理结果选择目标关闭电压阈值，以根据目标关闭电压阈值对关闭电压阈值VTH进行调整。
需要说明的是，在本发明实施例中，N-1个基准子电压VREF2-1、VREF2-2、VREF2-3......VREF2-N-1为预先设置的、且从第一个基准子电压VREF2-1起依次增大或减小的N-1个基准子电压，此处不做具体限制。
或者N-1个基准子电压是VREF2-1、VREF2-2、VREF2-3......VREF2-N-1由电源偏置模块401根据充电电压Vo输出设置的、且从第一个基准子电压VREF2-1起依次增大或减小的N-1个基准子电压，此处不做具体限制。
如图6所示，具体实施时，采样单元406a包括采样电阻R1和采样电阻R2，采样电阻R1的第一端与变压器20的次级绕组连接，采样电阻R1的第二端与采样电阻R2的第一端连接，并且连接点为采样点，采样电阻R2的第二端接地。
此外，检测单元406b包括N-1个比较器，N-1个比较器的负输入端构成了检测单元406b的N-1个第一输入端，N-1个比较器的正相输入端构成了检测单元406b的N-1个第二输入端，N-1个比较器的输出端构成了检测单元406b的N-1的输出端。
需要说明的是，在本发明其他实施例中，N-1个比较器的负相输入端也可以构成检测单元406b的N-1个第二输入端，N-1个比较器的正相输入端也可以构成检测单元406b的N-1个第一输入端，此处不做具体限制。
处理单元406c包括N-1个逻辑处理单元，每个逻辑处理单元的输入端与每个比较器的输出端一一对应连接，并且每个逻辑处理单元的输出端与阈值处理模块407的一个输入端一一对应连接，阈值处理模块407的多个输出端一一输出关闭电压阈值VTH1～VTHN。
具体的，采样电阻R1和采样电阻R2对充电电压Vo进行采样，并将采样结果输出至每一个比较器。假设N-1个比较器输入的基准电压VREF2-1、VREF2-2、VREF2-3......VREF2-N-1依次增大，当采样结果为小于基准电压VREF2-1时，则N-1比较器均输出低电平至各自对应的逻辑处理单元，各个逻辑处理单元根据低电平输出相应的阈值选择信号SWC1～SWCN-1至阈值处理模块407；其中，阈值选择信号SWC1～SWCN-1均为0。
阈值处理模块407在接收到各个逻辑处理单元发送的阈值选择信号SWC1至SWCN-1后，对阈值选择信号SWC1至SWCN-1进行逻辑运算处理，即阈值处理模块407对均为0的SWC1～SWCN-1进行逻辑运算处理，并根据逻辑运算处理结果输出导通控制信号至其内部与VTH1相关的第一个开关，而输出断开控制信号至其内部与VTH2～VHTN相关的开关；需要说明的是，阈值处理模块407在对阈值选择信号SWC1～SWCN-1进行逻辑运算处理时，可采用多输入多输出的译码器或者多输入多输出的逻辑控制电路实现，此处不再赘述。
之后阈值处理模块407根据导通控制信号控制与VTH1相关的第一个开关闭合，并根据断开控制信号控制与VTH2～VHTN相关的开关断开，进而根据闭合的第一个开关选择出目标关闭电压阈值VTH1，并根据该目标关闭电压阈值VTH1调整关闭检测模块403的关闭电压阈值VTH。
当充电电压Vo升高时，则采样单元406a的采样结果增大，当采样结果为大于基准电压VREF2-1、且小于基准电压VREF2-2时，则第一个比较器输出高电平至第一个逻辑处理单元而其他比较器则输出低电平至各自对应的逻辑处理单元，第一个逻辑处理单元根据高电平输出相应的阈值选择信号SWC1至阈值处理模块407，其他逻辑处理单元则分别根据低电平输出相应的阈值选择信号SWC2至SWCN-1至阈值处理模块407；其中，阈值选择信号SWC1为1，阈值选择信号SWC2～SWCN-1均为0。
阈值处理模块407在接收到各个逻辑处理单元发送的阈值选择信号SWC1至SWCN-1后，对阈值选择信号SWC1至SWCN-1进行逻辑运算处理，即阈值处理模块407对为1的阈值选择信号SWC1，以及对为0的SWC2～SWCN-1进行逻辑运算处理，并根据逻辑运算处理结果输出导通控制信号至其内部与VTH2相关的第二个开关，而输出断开控制信号至其内部与VTH1、VTH3～VHTN相关的开关。
之后阈值处理模块407根据导通控制信号控制与VTH2相关的第二个开关闭合，并根据断开控制信号控制与VTH1、VTH3～VHTN相关的开关断开，进而根据闭合的第二个开关选择出目标关闭电压阈值VTH2，并根据该目标关闭电压阈值VTH2调整关闭检测模块403的关闭电压阈值VTH。
当采样结果为大于基准电压VREF2-2、且小于基准电压VREF2-3时，则第一个比较器和第二个比较器分别输出高电平至第一个逻辑处理单元和第二个逻辑处理单元，而其他比较器则输出低电平至各自对应的逻辑处理单元，第一个逻辑处理单元和第二个逻辑处理单元根据高电平输出阈值选择信号SWC1和SWC2至阈值处理模块407，其他逻辑处理单元则分别根据低电平输出相应的阈值选择信号SWC3至SWCN-1至阈值处理模块407；其中，阈值选择信号SWC1和SWC2为1，阈值选择信号SWC3至SWCN-1均为0。
阈值处理模块407在接收到各个逻辑处理单元发送的阈值选择信号SWC1至SWCN-1后，对阈值选择信号SWC1至SWCN-1进行逻辑运算处理，并根据逻辑运算处理结果输出导通控制信号至其内部与VTH3相关的第三个开关，而输出断开控制信号至其内部与VTH1～VHT2、VTH4～VHTN相关的开关。
之后阈值处理模块407根据导通控制信号控制与VTH3相关的第三个开关闭合，并根据断开控制信号控制与VTH1～VHT2、VTH4～VHTN相关的开关断开，进而根据闭合的第三个开关选择出目标关闭电压阈值VTH3，并根据该目标关闭电压阈值VTH3调整关闭检测模块403的关闭电压阈值VTH。
以此类推，当采样结果为大于基准电压VREF2-N-2、且小于基准电压VREF2-N-1时，则第1～N-2个比较器输出高电平至各自对应的逻辑处理单元，而第N-1个比较器则输出低电平至对应的逻辑处理单元，第1～N-2个逻辑处理单元根据高电平输出阈值选择信号SWC1至SWCN-2至阈值处理模块407，第N-1个逻辑处理单元则根据低电平输出相应的阈值选择信号SWCN-1至阈值处理模块407；其中，阈值选择信号SWC1～SWCN-2为1，阈值选择信号SWCN-1为0。
阈值处理模块407在接收到各个逻辑处理单元发送的阈值选择信号SWC1至SWCN-1后，对阈值选择信号SWC1至SWCN-1进行逻辑运算处理，并根据逻辑运算处理结果输出导通控制信号至其内部与VTHN-1相关的第N-1个开关，而输出断开控制信号至其内部与VTH1～VHTN-2相关的开关。
之后阈值处理模块407根据导通控制信号控制与VTHN-1相关的第N-1个开关闭合，并根据断开控制信号控制与VTH1～VHTN-2相关的开关断开，进而根据闭合的第N-1个开关选择出目标关闭电压阈值VTHN-1，并根据该目标关闭电压阈值VTHN-1调整关闭检测模块403的关闭电压阈值VTH。
当采样结果为大于基准电压VREF2-N-1时，则N-1个比较器均输出高电平至各自对应的逻辑处理单元，N-1个逻辑处理单元根据高电平输出阈值选择信号SWC1至SWCN-1至阈值处理模块407；其中，阈值选择信号SWC1～SWCN-1均为1。
阈值处理模块407在接收到各个逻辑处理单元发送的阈值选择信号SWC1至SWCN-1后，对阈值选择信号SWC1至SWCN-1进行逻辑运算处理，并根据逻辑运算处理结果输出导通控制信号至其内部与VTHN相关的第N个开关，而输出断开控制信号至其内部与VTH1～VHTN-1相关的开关。
之后阈值处理模块407根据导通控制信号控制与VTHN相关的第N个开关闭合，并根据断开控制信号控制与VTH1～VHTN-1相关的开关断开，进而根据闭合的第N个开关选择出目标关闭电压阈值VTHN，并根据该目标关闭电压阈值VTHN调整关闭检测模块403的关闭电压阈值VTH。
在本实施例中，通过一个采样点对充电电压Vo进行采样，并采用VREF2-1、VREF2-2、VREF2-3......VREF2-N-1的N-1个基准电压对采样结果进行检测，根据不同的检测结果输出不同的阈值选择信号SWC1至SWCN-1至阈值处理模块407，阈值处理模块407根据阈值选择信号SWC1至SWCN-1选择相应的关闭电压阈值VTH1至VTHN，实现了根据充电电压Vo的变化对关闭电压阈值VTH的调整，并且结构简单。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图7所示，采样单元406a包括N-1个采样点，检测单元406b包括N-1个第一输入端、N-1个第二输入端以及N-1个输出端，N-1个第一输入端共接，并接收基准电压VREF，N-1个第二输入端与N-1个采样点一一对应连接，N-1个输出端与处理单元406c连接，N为不小于3的整数。
具体的，N-1个采样点对充电电压Vo进行采样，并输出N-1个采样结果至检测单元406b，检测单元406b根据基准电压VREF对N-1个采样结果进行检测，并输出N-1个相应的检测结果至处理单元406c，处理单元406c根据N-1个检测结果输出N-1个阈值选择信号至阈值处理模块407，以便于阈值处理模块407接收N-1个阈值选择信号，并对N-1个阈值选择信号进行译码运算处理，且根据处理结果选择目标关闭电压阈值，以根据目标关闭电压阈值对关闭电压阈值VTH进行调整。如图7所示，具体实施时，采样单元406a包括N个采样电阻R1至RN，N个采样电阻R1至RN串联，并且每相邻两个采样电阻的连接点为一个采样点。
需要说明的是，在本发明实施例中，图7所示的检测单元406b、处理单元406c以及阈值处理模块407的具体电路结构和图6中所示的检测单元406b、处理单元406c以及阈值处理模块407分别相同，具体结构可参考图6，此处不再赘述；此外，在本发明实施例中，图7所示的检测单元406b、处理单元406c以及阈值处理模块407的工作原理与图6所示的电路中检测单元406b、处理单元406c以及阈值处理模块407的工作原理相似，具体可参考图6中的具体描述，此处不再赘述。
在本实施例中，通过N-1个采样点对充电电压Vo进行采样，并采用基准电压VREF对采样结果进行检测，根据不同的检测结果输出不同的阈值选择信号SWC1至SWCN-1至阈值处理模块407，阈值处理模块407根据阈值选择信号SWC1至SWCN-1选择相应的关闭电压阈值VTH1至VTHN，实现了根据充电电压Vo的变化对关闭电压阈值VTH的调整，并且结构简单。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图8所示，采样单元406a包括N-1个采样点，基准电压包括N-1个基准子电压VREF2-1、VREF2-2、VREF2-3......VREF2-N-1，检测单元406b包括N-1个第一输入端、N-1个第二输入端以及N-1个输出端，N-1个第一输入端中的每个第一输入端接收一个基准子电压，N-1个第二输入端与N-1个采样点一一对应连接，N-1个输出端与处理单元406c连接，N为不小于3的整数。
具体的，N-1个采样点对充电电压Vo进行采样，并输出N-1个采样结果至检测单元406b，检测单元406b根据N-1个基准子电压VREF2-1、VREF2-2、VREF2-3......VREF2-N-1分别对N-1个采样结果进行检测，并输出N-1个相应的检测结果至处理单元406c，处理单元406c根据N-1个检测结果输出N-1个阈值选择信号至阈值处理模块407，以便于阈值处理模块407接收N-1个阈值选择信号，并对N-1个阈值选择信号进行译码运算处理，且根据处理结果选择目标关闭电压阈值，以根据目标关闭电压阈值对关闭电压阈值VTH进行调整。
需要说明的是，在本发明实施例中，图7所示的采样单元406a、检测单元406b、处理单元406c以及阈值处理模块407的具体电路结构和图6中所示的采样单元406a、检测单元406b、处理单元406c以及阈值处理模块407分别相同，具体结构可参考图6，此处不再赘述；此外，在本发明实施例中，图7所示的采样单元406a、检测单元406b、处理单元406c以及阈值处理模块407的工作原理与图6所示电路中的采样单元406a、检测单元406b、处理单元406c以及阈值处理模块407的工作原理相似，具体可参考图6中的具体描述，此处不再赘述。
在本实施例中，通过N-1个采样点对充电电压Vo进行采样，并采用N-1个基准电压VREF2-1、VREF2-2、VREF2-3......VREF2-N-1对采样结果进行检测，根据不同的检测结果输出不同的阈值选择信号SWC1至SWCN-1至阈值处理模块407，阈值处理模块407根据阈值选择信号SWC1至SWCN-1选择相应的关闭电压阈值VTH1至VTHN，实现了根据充电电压Vo的变化对关闭电压阈值VTH的调整，并且结构简单。
进一步地，本发明还提供了一种电源，该电源包括电源电路。需要说明的是，由于本发明实施例所提供的电源中的电源电路和图4至图9所述的电源电路相同，因此，本发明实施例所提供的电源中的电源电路的具体工作原理，可参考前述关于图4至图9的详细描述，此处不再赘述。
在本发明中，通过在电源电路中设置包括电源偏置模块、开启检测模块、关闭检测模块、控制模块、驱动模块、输出电压检测模块以及阈值处理模块的次级控制芯片，使得电源电路在对用电设备充电时，电源偏置模块为次级控制芯片中的其他模块供电，同时向输出电压检测模块提供基准电压，并且开启检测模块在变压器传递的能量达到开启电压阈值时，对传递能量进行采样，以根据采样结果输出开启控制信号至控制模块，控制模块根据开启控制信号控制驱动模块打开次级整流开关管；当传递能量达到关闭电压阈值时，关闭检测模块对传递能量进行采样，并根据采样结果输出关闭控制信号至控制模块，控制模块根据关闭控制信号控制驱动模块关闭次级整流开关管，以此实现次级整流开关管的导通与关闭，而输出电压检测模块对变压器输出的充电电压进行采样，并根据基准电压对采样结果进行检测，且根据检测结果输出阈值选择信号至阈值处理模块，阈值处理模块根据阈值选择信号对关闭检测模块的关闭电压阈值进行调整，使得次级控制芯片在控制次级整流二极管的关闭时，可以根据变压器输出的充电电压对关闭电压阈值进行调整，进而使得次级整流开关管实现“0”电流关断，从而提高电源电路的效率和稳定性，解决了现有的ACDC电源系统存在效率与稳定性低的问题。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (13)

1.一种电源电路，用于向用电设备充电，包括整流桥、变压器、初级控制芯片、功率开关管以及次级整流开关管，所述整流桥接收交流电，并与所述变压器以及所述初级控制芯片连接，所述变压器与所述功率开关管、所述初级控制芯片以及所述次级整流开关管连接，所述功率开关管与所述初级控制芯片连接，其特征在于，所述电源电路还包括次级控制芯片，并且所述次级控制芯片包括：电源偏置模块、开启检测模块、关闭检测模块、控制模块、驱动模块、输出电压检测模块以及阈值处理模块；
所述电源偏置模块根据所述变压器输出的充电电压向所述次级控制芯片中的其他模块提供工作电压；
当变压器传递的能量达到开启电压阈值时，所述开启检测模块对传递能量进行采样，并根据采样结果输出开启控制信号至所述控制模块，所述控制模块根据所述开启控制信号输出开启驱动信号至所述驱动模块，所述驱动模块根据所述开启驱动信号驱动所述次级整流开关管导通，所述变压器在所述次级整流开关管导通时根据所述充电电压向所述用电设备充电；
当所述传递能量达到关闭电压阈值时，所述关闭检测模块对所述传递能量进行采样，并根据采样结果输出关闭控制信号至所述控制模块，所述控制模块根据所述关闭控制信号输出关闭驱动信号至所述驱动模块，所述驱动模块根据所述关闭驱动信号驱动所述次级整流开关管关闭；
所述输出电压检测模块对所述充电电压进行采样，并根据基准电压对采样结果进行检测，且根据检测结果输出阈值选择信号至所述阈值处理模块，所述阈值处理模块根据所述阈值选择信号对所述关闭电压阈值进行调整，并将调整后的关闭电压阈值输出至所述关闭检测模块。
2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路还包括欠压保护模块；
所述欠压保护模块与所述电源偏置模块以及所述控制模块连接；
所述欠压保护模块对所述电源偏置模块输出的工作电压进行检测，并在所述工作电压低于预设电压时，控制所述控制模块断开。
3.根据权利要求1或2所述的电源电路，其特征在于，所述输出电压检测模块根据公式K1*Vo+a1对所述充电电压进行运算处理，并将处理结果输出至所述阈值处理模块，所述阈值处理模块接收所述处理结果，并根据函数VTH(Vo)＝K2*(K1*Vo+a1)+a2对所述关闭电压阈值进行调整；其中，Vo为充电电压的电压值，K1、K2、a1以及a2为预先设置的预设参数。
4.根据权利要求1或2所述的电源电路，其特征在于，所述输出电压检测模块包括：采样单元、检测单元以及处理单元；
所述采样单元对所述充电电压进行采样，并将所述采样结果输出至所述检测单元，所述检测单元接收所述基准电压，并根据所述基准电压对所述采样结果进行检测，且将所述检测结果输出至所述处理单元，所述处理单元根据所述检测结果输出所述阈值选择信号至所述阈值处理模块。
5.根据权利要求4所述的电源电路，其特征在于，所述阈值处理模块对所述阈值选择信号进行译码运算处理，并根据处理结果对所述关闭电压阈值进行调整。
6.根据权利要求5所述的电源电路，其特征在于，所述采样单元包括一个采样点，所述基准电压包括N-1个基准子电压，所述检测单元包括N-1个第一输入端、N-1个第二输入端以及N-1个输出端，所述N-1个第一输入端中的每个第一输入端接收一个基准子电压，所述N-1个第二输入端均与所述采样点连接，所述N-1个输出端与所述处理单元连接；其中，N为不小于3的整数；
所述采样点对所述充电电压进行采样，并将采样结果输出至所述检测单元，所述检测单元根据所述N-1个基准子电压对所述采样结果进行检测，并输出N-1个相应的检测结果至所述处理单元，所述处理单元根据所述N-1个检测结果输出N-1个阈值选择信号至所述阈值处理模块。
7.根据权利要求5所述的电源电路，其特征在于，所述采样单元包括N-1个采样点，所述检测单元包括N-1个第一输入端、N-1个第二输入端以及N-1个输出端，所述N-1个第一输入端共接，并接收所述基准电压，所述N-1个第二输入端与所述N-1个采样点一一对应连接，所述N-1个输出端与所述处理单元连接；其中，N为不小于3的整数；
所述N-1个采样点对所述充电电压进行采样，并输出N-1个采样结果至所述检测单元，所述检测单元根据所述基准电压对所述N-1个采样结果进行检测，并输出N-1个相应的检测结果至所述处理单元，所述处理单元根据所述N-1个检测结果输出N-1个阈值选择信号至所述阈值处理模块。
8.根据权利要求5所述的电源电路，其特征在于，所述采样单元包括N-1个采样点，所述基准电压包括N-1个基准子电压，所述检测单元包括N-1个第一输入端、N-1个第二输入端以及N-1个输出端，所述N-1个第一输入端中的每个第一输入端接收一个基准子电压，所述N-1个第二输入端与所述N-1个采样点一一对应连接，所述N-1个输出端与所述处理单元连接，N为不小于3的整数；
所述N-1个采样点对所述充电电压进行采样，并输出N-1个采样结果至所述检测单元，所述检测单元根据所述N-1个基准子电压对所述N-1个采样结果进行检测，并输出N-1个相应的检测结果至所述处理单元，所述处理单元根据所述N-1个检测结果输出N-1个阈值选择信号至所述阈值处理模块。
9.根据权利要求6或8所述的电源电路，其特征在于，所述N-1个基准子电压为预先设置的、且从第一个基准子电压起依次增大或减小的N-1个基准子电压。
10.根据权利要求6或8所述的电源电路，其特征在于，所述N-1个基准子电压是由所述电源偏置模块根据所述充电电压输出设置的、且从第一个基准子电压起依次增大或减小的N-1个基准子电压。
11.根据权利要求6至8任一项所述的电源电路，其特征在于，所述阈值处理模块接收所述N-1个阈值选择信号，并对所述N-1个阈值选择信号进行译码运算处理，且根据处理结果选择目标关闭电压阈值，以根据所述目标关闭电压阈值对所述关闭电压阈值进行调整。
12.根据权利要求7或8所述的电源电路，其特征在于，所述采样单元包括N个采样电阻，所述N个采样电阻串联，并且每相邻两个采样电阻的连接点为一个采样点。
13.一种电源，其特征在于，所述电源还包括如权利要求1至12任一项所述的电源电路。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113572349B (zh) * 2020-04-28 2022-10-14 艾科微电子(深圳)有限公司 同步整流控制器与相关的控制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4920472A (en) * 1989-05-31 1990-04-24 Deltec Electronics Corporation Crest factor correction circuit
US4977334A (en) * 1989-05-31 1990-12-11 Deltec Electronics Corporation Crest factor correction circuit
CN101826810A (zh) * 2009-10-22 2010-09-08 Bcd半导体制造有限公司 一种用于开关电源的同步整流电路
CN105529791A (zh) * 2014-09-28 2016-04-27 比亚迪股份有限公司 基于次级控制的充电系统及其次级控制装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9374021B2 (en) * 2013-12-16 2016-06-21 Rockwell Automation Technologies, Inc. PWM output voltage measurement apparatus and method

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4920472A (en) * 1989-05-31 1990-04-24 Deltec Electronics Corporation Crest factor correction circuit
US4977334A (en) * 1989-05-31 1990-12-11 Deltec Electronics Corporation Crest factor correction circuit
CN101826810A (zh) * 2009-10-22 2010-09-08 Bcd半导体制造有限公司 一种用于开关电源的同步整流电路
CN105529791A (zh) * 2014-09-28 2016-04-27 比亚迪股份有限公司 基于次级控制的充电系统及其次级控制装置

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