JP4562961B2 - 共振形双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ、及びその制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、例えば自動車等車両装置における、１２Ｖ系の車両用電源装置の負荷増加に伴い、新しい電源系統として、４２Ｖ系の車両用電源装置が提案されつつある。しかし、完全に車両用電源装置が１２Ｖ系から４２Ｖ系へ移行するまでには、インフラ整備の問題等も含め時間がかかると思われるため、これまでの車両用の電装部品の流用などを考慮すると、これら１２Ｖ系と４２Ｖ系の２つの電源系統が存在するのが好ましい。
また、これら１２Ｖ系と４２Ｖ系の車両用電源装置を併用したとき、どちらかのバッテリー残量が少ない場合に、４２Ｖ系から１２Ｖ系へエネルギーを供給したり、逆に４２Ｖ系から１２Ｖ系へエネルギーを供給したりできる方が好ましい。
このため、２つの電源系統の電力を、お互い相互補完する電力変換装置が必要になる。
【０００３】
従来、このような直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ変換する電力変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）には、例えば特開平８−８００３８号公報に記載されたものがある。ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧をスイッチングして断続的にコイルやトランス等の誘導性の負荷に供給し、この誘導性の負荷に励振される電気エネルギーを整流して異なる電圧の直流電圧として取り出す。
このようなＤＣ−ＤＣコンバータを２個並列に接続することで、前述の１２Ｖ系と４２Ｖ系の相互補完のように、直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ昇圧する場合と降圧する場合とに対応する手法も考えられるが、回路規模やコストの面で無駄が多い。
【０００４】
そこで、図１９に示すように、１２Ｖ系と４２Ｖ系とを相互補完するために、直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ昇圧する場合と降圧する場合の両方に対応した、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。
この非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、１２Ｖ系の負荷Ｒ１に接続された１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１と、４２Ｖ系の負荷Ｒ２に接続された４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２との間に配置され、一方の電気エネルギーを断続的にスイッチングして他方へ供給する。具体的には、４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端に、スイッチング制御により導通または遮断されるドレイン端子ＤＣ１とソース端子ＳＣ２を直列に接続した第１、第２の主スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）Ｑ１、及びＭＯＳＦＥＴＱ２を備えている。更に、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２の接続点に一方の端を接続され、１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１に他方の端を接続された、電圧変換に利用する電気エネルギーを蓄えるための平滑用インダクタンスＬを備えている。
【０００５】
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２のドレイン端子とソース端子間（ＤＣ１とＳＣ１間、またはＤＣ２とＳＣ２間）には並列にＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイオードＱＤ１、ＱＤ２が存在している。
また、１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の両端には、電圧平滑用の平滑用コンデンサＣ３が接続され、４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端には、電圧平滑用の平滑用コンデンサＣ４が接続されている。
【０００６】
次に、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を簡単に説明する。
まず、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の電気エネルギーを利用して４２Ｖ系へ電圧を供給する昇圧動作では、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン端子ＤＣ１とソース端子ＳＣ１間の導通と遮断を断続的に繰り返すスイッチング動作を行う。そして、これにより平滑用インダクタンスＬに誘起される電圧を、整流用ダイオードＤ２により整流し、更に平滑用コンデンサＣ４で平滑化して４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の充電に利用したり、４２Ｖ系の負荷Ｒ２に供給したりする。
【０００７】
また、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の電気エネルギーを利用して１２Ｖ系へ電圧を供給する降圧動作では、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子ＤＣ２とソース端子ＳＣ２間の導通と遮断を断続的に繰り返すスイッチング動作を行う。そして、これにより平滑用インダクタンスＬに誘起される電圧を、整流用ダイオードＤ１により整流し、更に平滑用コンデンサＣ３で平滑化して１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の充電に利用したり、１２Ｖ系の負荷Ｒ１に供給したりする。
【０００８】
なお、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧、または降圧動作における変換前後の電圧比は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によるＭＯＳＦＥＴＱ１、またはＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子とソース端子間の導通と遮断の時間比率（スイッチング信号のデューティー比）で決定される。
また、図１９に示したダイオードＱＤ１、ＱＤ２は、それぞれＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２の寄生ダイオードであって、実際はＭＯＳＦＥＴの素子内部にあり、実際の部品としては存在しない要素である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、その主スイッチング素子のスイッチング動作が、スイッチング素子に電圧が印加され、電流が流れたままのハードスイッチングであるため、サージ電圧などのスイッチングによって発生するノイズに対する特別な対策が不可欠であるという問題があった。
また、スイッチング素子で発生するスイッチング損失の割合が高い為、ヒートシンクが小型化できず、結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータを小型化することが難しいという問題があった。
【００１０】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、ソフトスイッチングによりノイズや熱の発生を押さえ、直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ昇圧、または降圧する共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、ダイオードを逆並列に接続した第１、第２の主スイッチング素子（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２、またはＩＧＢＴＱ３とダイオードＤ１の組み合わせとＩＧＢＴＱ４とダイオードＤ２の組み合わせ）と、前記第１、第２の主スイッチング素子の接続点に、一方の端を接続された平滑用インダクタンス（例えば実施の形態の平滑用インダクタンスＬ）と、前記第１、第２の主スイッチング素子と並列に接続された緩衝用コンデンサ（例えば実施の形態の緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２）と、前記緩衝用コンデンサに共振電流を流すために、前記平滑用インダクタンスの両端に並列に接続された補助回路（例えば実施の形態の補助回路Ｈ１、または補助回路Ｈ２）とを備えた共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記補助回路は、双方向スイッチ回路と、該双方向スイッチ回路に直列に接続されるとともに前記２個の緩衝用コンデンサと共振する共振用インダクタンス（例えば実施の形態の共振用インダクタンスＬｒ）とを有することを特徴とする。
以上の構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作と降圧動作の両方において、第１、第２の主スイッチング素子に並列に接続された２個の緩衝用コンデンサの充放電を、該緩衝用コンデンサと共振回路を形成する共振用インダクタンスに流れる共振電流により制御し、これにより、特に第１、第２の主スイッチング素子のゼロ電圧及びゼロ電流でのスイッチング動作（いわゆる「ソフトスイッチング動作」）を実現し、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングにおける損失の発生を押さえた効率的な動作をさせることができる。
【００１２】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、前記第１、または第２の主スイッチング素子と逆並列に設けられたダイオード（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２の寄生ダイオードＱＤ１、ＱＤ２、または整流用ダイオードＤ１、Ｄ２）を経由して流れている状態において、前記補助回路の共振用インダクタンスを通電状態にし、前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、前記第１、または第２の主スイッチング素子（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２、またはＩＧＢＴＱ３、Ｑ４）を経由して流れている状態において、前記補助回路の共振用インダクタンスを非通電状態としたことを特徴とする。
以上の制御により、一方の電源により平滑用インダクタンスに蓄積された電気エネルギーを昇圧、または降圧された電圧として他方の電源に供給し、次に、上述の一方の電源により再度平滑用インダクタンスに電気エネルギーを蓄積する状態へ移行するまでの間に、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する各スイッチング素子の補助回路を利用したソフトスイッチングを実現する。
【００１３】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの第１、第２の主スイッチング素子がスイッチング制御により導通または遮断される第１、第２のＭＯＳＦＥＴ（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２）で構成され、前記ダイオードがＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイオード（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２の寄生ダイオードＱＤ１、ＱＤ２）で構成されている場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、前記第１、または第２のＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイオードを経由して流れ始める時に、電流の流れる該寄生ダイオードを含むＭＯＳＦＥＴを同時に導通させることを特徴とする。
以上の構成及び制御により、ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向の電圧変換動作において、整流機能を担う側のＭＯＳＦＥＴを導通させることにより、ＭＯＳＦＥＴによる同期整流を利用して、電圧降下の少ないＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換動作を実現する。
【００１４】
請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向スイッチ回路が、ソース端子同士またはドレイン端子同士を接続した第３、第４のＭＯＳＦＥＴ（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱｒ１とＭＯＳＦＥＴＱｒ２）で構成されている場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、前記共振用インダクタンスに共振電流を流すために、前記第３、第４のＭＯＳＦＥＴを同時に導通させ、前記共振用インダクタンスに流れる共振電流がゼロになる寸前に、前記第３、第４のＭＯＳＦＥＴの内、共振電流がソース端子からドレイン端子に流れる一方のＭＯＳＦＥＴを遮断させ、前記共振用インダクタンスに流れる共振電流がゼロになった後に、他方のＭＯＳＦＥＴを遮断させることを特徴とする。
以上の構成及び制御により、共振電流を流すための双方向スイッチ回路において、双方向スイッチ回路のＭＯＳＦＥＴを２個同時に導通させるので、ダイオードでの電圧降下が無くなり導通損失が少なくなる。また、共振電流がゼロになっても遮断したＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードにより共振インダクタンスの電流が逆方向に流れることがない。
【００１５】
請求項５に記載の発明は、請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向スイッチ回路が、スイッチング制御により導通または遮断され導通方向を逆向きに接続した第１、第２の補助スイッチング素子（例えば実施の形態のＩＧＢＴＱｒ３とＩＧＢＴＱｒ４）と、前記第１、第２の補助スイッチング素子のそれぞれと逆並列に接続された第１、第２の方向制御用ダイオード（例えば実施の形態の方向制御用ダイオードＤｒ１と方向制御用ダイオードＤｒ２）とで構成されている場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、前記共振用インダクタンスに共振電流を流すために、前記共振用インダクタンスに流れる共振電流の方向と前記第１、第２の方向制御用ダイオードの導通方向に対応して、前記第１、第２の補助スイッチング素子のいずれか一方を導通させ、該導通させた前記補助スイッチング素子を、前記共振用インダクタンスに流れる共振電流がゼロになった後に遮断させることを特徴とする。
以上の構成及び制御により、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作と降圧動作とで変化する共振電流の方向に対応した補助スイッチング素子の交互の導通、遮断動作によって、ＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチング動作を実現する。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明の第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
図１において、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、１２Ｖ系の負荷Ｒ１に接続された１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１と、４２Ｖ系の負荷Ｒ２に接続された４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２との間に配置され、一方の電気エネルギーを断続的にスイッチングして他方へ供給する。具体的には、４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端に、スイッチング制御により導通または遮断されるＭＯＳＦＥＴＱ１、及びＭＯＳＦＥＴＱ２を備えており、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン端子ＤＣ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子ＳＣ２が接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース端子ＳＣ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子ＤＣ２が４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端に接続されている。更にＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２の接続点に一方の端を接続され、１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１に他方の端を接続された、電圧変換に利用する電気エネルギーを蓄えるための平滑用インダクタンスＬを備えている。
なお、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２が第１、第２の主スイッチング素子を構成する。
【００１７】
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン端子ＤＣ１とソース端子ＳＣ１間には、並列に緩衝用コンデンサＣ１が接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子ＤＣ２とソース端子ＳＣ２間には、並列に緩衝用コンデンサＣ２が接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２のドレイン端子とソース端子間（ＤＣ１とＳＣ１間、ＤＣ２とＳＣ２間）には並列にＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイオードＱＤ１、ＱＤ２が存在している。
更に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２に共振電流を流すために、平滑用インダクタンスＬの両端に、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１とＭＯＳＦＥＴＱｒ２、及び共振用インダクタンスＬｒからなる補助回路Ｈ１が並列に接続されている。
ここで、補助回路Ｈ１は、ソース端子同士（ＳＣｒ１、ＳＣｒ２）を接続した２個のＭＯＳＦＥＴＱｒ１、Ｑｒ２に、共振用インダクタンスＬｒを直列に接続して構成する。なお、２個のＭＯＳＦＥＴＱｒ１、Ｑｒ２は、寄生ダイオードＱＤｒ１、ＱＤｒ２が逆向きになるよう接続されれば良く、ドレイン端子同士（ＤＣｒ１、ＤＣｒ２）を接続した構成であっても良い。
【００１８】
また、１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の両端には、電圧平滑用の平滑用コンデンサＣ３が接続され、４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端には、電圧平滑用の平滑用コンデンサＣ４が接続されている。
なお、図１に示したダイオードＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤｒ１、ＱＤｒ２は、それぞれＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２、Ｑｒ１、Ｑｒ２の寄生ダイオードであって、実際はＭＯＳＦＥＴの素子内部にあり、実際の部品としては存在しない要素である。
【００１９】
次に、上述の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を簡単に説明する。
まず、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の電気エネルギーを利用して４２Ｖ系へ電圧を供給する昇圧動作では、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子とソース端子間の導通と遮断を交互に繰り返すスイッチング動作を行う。そして、これにより平滑用インダクタンスＬに誘起される電圧を、ＭＯＳＦＥＴＱ２により整流し、更に平滑用コンデンサＣ４で平滑化して４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の充電に利用したり、４２Ｖ系の負荷Ｒ２に供給したりする。このとき、特にＭＯＳＦＥＴＱ１を遮断状態から導通状態に切り替える際に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振用インダクタンスＬｒとの共振電流によって、ＭＯＳＦＥＴＱ１に印加される電圧と流れる電流とを制御し、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソフトスイッチングを実現する。
【００２０】
また、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の電気エネルギーを利用して１２Ｖ系へ電圧を供給する降圧動作では、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子とソース端子間の導通と遮断を交互に繰り返すスイッチング動作を行う。そして、これにより平滑用インダクタンスＬに誘起される電圧を、ＭＯＳＦＥＴＱ１により整流し、更に平滑用コンデンサＣ３で平滑化して１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の充電に利用したり、１２Ｖ系の負荷Ｒ１に供給したりする。このとき、特にＭＯＳＦＥＴＱ２を遮断状態から導通状態に切り替える際に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振用インダクタンスＬｒとの共振電流によって、ＭＯＳＦＥＴＱ２に印加される電圧と流れる電流とを制御し、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソフトスイッチングを実現する。
【００２１】
なお、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧、または降圧動作における変換前後の電圧比は、ＰＷＭ制御によるＭＯＳＦＥＴＱ１、またはＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子とソース端子間の導通と遮断の時間比率（スイッチング信号のデューティー比）で決定される。
また、主スイッチング素子や補助スイッチング素子には、ＭＯＳＦＥＴの他、逆阻止サイリスタ、ＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor ）、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等を用いても良く、逆阻止サイリスタ、ＧＴＯ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴを用いた例は、ＩＧＢＴを用いた場合を代表に、第２の実施の形態として詳細を後述する。
【００２２】
次に、図面を用いて、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順と動作の詳細を説明する。回路の動作を説明するにあたっては、図１の回路図における各部分の電圧や電流の表記を先に定義する。
まず、電圧の定義は、緩衝用コンデンサＣ１の両端にかかる、共振用インダクタンスＬと接続される側を正方向として表した電圧をＶｃ１、緩衝用コンデンサＣ２の両端にかかる、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と接続される側を正方向として表した電圧をＶｃ２とする。
また、電流の定義は、平滑用インダクタンスＬを流れる電流をＩＬとする。ここで、電流ＩＬの流れる向きは昇圧動作時と降圧動作時で反対になるので、昇圧動作時は、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１からＭＯＳＦＥＴＱ１、またはＭＯＳＦＥＴＱ２へ向かって流れる方向を正方向とし、降圧動作時は、その逆を正方向とする。
【００２３】
同様に、共振用インダクタンスＬｒを流れる電流をＩＬｒとする。ここで、電流ＩＬｒの流れる向きは昇圧動作時と降圧動作時で反対になるので、昇圧動作時は、ＭＯＳＦＥＴＱ１、またはＭＯＳＦＥＴＱ２から１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１へ向かって流れる方向を正方向とし、降圧動作時は、その逆を正方向とする。
【００２４】
また、共振用インダクタンスＬと接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ１へ流れこむ向きを正方向として表した電流をＩＱ１、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ２へ流れこむ向きを正方向として表した電流をＩＱ２とする。
【００２５】
次に、上記で定義した各部分の電圧と電流の表記に基づいて、まず、図２から図４に示す（ａ）モードａ−１から（ｉ）モードａ−９までの各状態を示した図と、図５に示す波形図を用いて、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する。
なお、図２から図４では導通状態を分りやすく説明するため、非導通状態の回路要素を省略して説明している。図５の波形図では、最下段に示したモード番号が上記のモード番号に対応し、それぞれの波形は上記の各モードに対応した信号波形を示す。
まず、（ａ）モードａ−１において、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧動作の定常状態にあり、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１が平滑用インダクタンスＬへの電気エネルギーの蓄積を行っている。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱ１は導通状態、ＭＯＳＦＥＴＱ２は遮断状態にあり、従って、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、全てＭＯＳＦＥＴＱ１を流れている。
【００２６】
次に、（ｂ）モードａ−２において、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＦＦすると、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、緩衝用コンデンサＣ１を充電し、緩衝用コンデンサＣ２を放電する。この状態は、平滑用インダクタンスＬと緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２とが共振している状態である。また、このとき、共振状態になるまでＭＯＳＦＥＴＱ１がＯＮ状態にあり、電圧が加わっていなかった緩衝用コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１は上昇する。しかし、両端電圧Ｖｃ１は、緩衝用コンデンサＣ１が与える時定数のため急速には上昇できず、ＭＯＳＦＥＴＱ１は、緩衝用コンデンサＣ１の両端電圧、すなわちその両端電圧Ｖｃ１が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ：Zero Voltage Switching）となる。
図５の波形図には、このゼロ電圧スイッチングとなる部分を「（ａ）ＺＶＳ」として示している。
【００２７】
ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＦＦすることにより、緩衝用コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が”ゼロ”に達すると、（ｃ）モードａ−３において、ＭＯＳＦＥＴＱ２の寄生ダイオードＱＤ２が導通状態になり、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、全て寄生ダイオードＱＤ２を流れるようになるが、この寄生ダイオードＱＤ２が導通するときに、ＭＯＳＦＥＴＱ２を同時にターンＯＮする。
すると、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬはダイオードＱＤ２を通過させること無く、オン抵抗の低いＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子ＳＣ２とドレイン端子ＤＣ２間を流れるようになり、ダイオードＱＤ２に電流を導通させる場合よりも導通損失を少なくし、効率良く電力を４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２へ伝えることができ、ＭＯＳＦＥＴの同期整流が実現する。
従って、このＭＯＳＦＥＴＱ２の整流作用により、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１から昇圧されて平滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーが、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２へ伝えられ、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作となる。
【００２８】
また、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮする場合、その両端電圧Ｖｃ２は”ゼロ”であり、電流も流れ始める前のためＩＱ２は”ゼロ”であるので、ＭＯＳＦＥＴＱ２のターンＯＮは、ゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ：Zero current Switching）となる。
図５の波形図には、このゼロ電圧スイッチング、ゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｂ）ＺＶＳ」、「（ｃ）ＺＣＳ」として示している。
【００２９】
次に、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＦＦし、定常状態の（ａ）モードａ−１に戻る準備として、（ｄ）モードａ−４において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２をターンＯＮし、同時にＭＯＳＦＥＴＱｒ１もターンＯＮする。すると、共振用インダクタンスＬｒの両端には、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２の電圧と１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１の電圧の差の電圧が印加されることになるので、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒは直線的に上昇する。
また、このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１、Ｑｒ２は、電流が流れていない状態でターンＯＮされるのでゼロ電流スイッチングとなる。図５の波形図には、このゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｄ）ＺＣＳ」、「（ｅ）ＺＣＳ」として示している。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１はターンＯＮしなくても寄生ダイオードＱＤｒ１により共振電流ＩＬｒを導通させることができるが、寄生ダイオードＱＤｒ１の導通損失の方が多く発生するので、これを回避するために、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴＱｒ１をターンＯＮすることで寄生ダイオードＱＤｒ１を導通させるときよりも導通時の損失が低減される。
【００３０】
この状態で共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬより大きくなると、（ｅ）モードａ−５において、ＭＯＳＦＥＴＱ２に４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ２へ流れこむ向きの電流が流れはじめる。
次に、（ｆ）モードａ−６において、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＦＦすると、共振用インダクタンスＬｒと緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２との共振が発生し、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒの一部は、緩衝用コンデンサＣ１を放電し、緩衝用コンデンサＣ２を充電する。
また、このとき、緩衝用コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２は、緩衝用コンデンサＣ２が与える時定数のため急速には上昇できず、ＭＯＳＦＥＴＱ２は両端電圧Ｖｃ２が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるゼロ電圧スイッチングとなる。
図５の波形図には、このゼロ電圧スイッチングとなる部分を「（ｆ）ＺＶＳ」として示している。
【００３１】
そして、（ｇ）モードａ−７において、緩衝用コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が”ゼロ”になると、ＭＯＳＦＥＴＱ１の寄生ダイオードＱＤ１が導通可能な状態となるが、この状態への転移タイミングと同期させてＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮすると、寄生ダイオードＱＤ１には電流は流れず、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース端子ＳＣ１とドレイン端子ＤＣ１間を流れる同期整流が行われる。尚、上記寄生ダイオードＱＤ１が導通状態になったときに、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮさせなくても寄生ダイオードＱＤ１により整流させることはできるが、強制的にオン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮすることで寄生ダイオードに電流を導通させるときよりも導通時の損失を低減することができる。
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮする場合、その両端電圧Ｖｃ１は”ゼロ”であり、電流も流れ始める前のためＩＱ１は”ゼロ”であるので、ＭＯＳＦＥＴＱ１のターンＯＮは、ゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチングとなる。
図５の波形図には、このゼロ電圧スイッチング、ゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｇ）ＺＶＳ」、「（ｈ）ＺＣＳ」として示している。
【００３２】
また、このとき、共振用インダクタンスＬｒには、共振電流ＩＬｒを減少させる向きに、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１の電圧が印加されるので、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒは次第に減少する。
この状態で共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬよりも小さくなり始めると、（ｈ）モードａ−８において、ＭＯＳＦＥＴＱ１に（ｇ）モードａ−７のときとは反対の、平滑用インダクタンスＬと接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ１へ流れる向きの電流が流れ始める。
更に、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが減少して”ゼロ”に近づいたときに、（ｉ）モードａ−９において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１を先にターンＯＦＦする。すると、電流はＭＯＳＦＥＴＱｒ１の寄生ダイオードＱＤｒ１を流れるようになる。
【００３３】
また、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが減少して”ゼロ”になると、次の定常状態の（ａ）モードａ−１へ移る前にＭＯＳＦＥＴＱｒ２をターンＯＦＦする。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２は、電流が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるのでゼロ電流スイッチングとなる。
図５の波形図には、このゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｉ）ＺＣＳ」として示している。
【００３４】
なお、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２のターンＯＦＦは、共振電流が流れていない状態のうちに行えば良いので、定常状態の（ａ）モードａ−１の間にターンＯＦＦするようにしても良い。また、共振電流ＩＬｒが減少してゼロになっても寄生ダイオードＤｒ１により逆方向の共振電流ＩＬｒが流れることは阻止される。
以上により、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作の一周期の動作が完了する。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換の電圧比は、（ａ）モードａ−１と（ｃ）モードａ−３の状態を保つ時間比率を、ＰＷＭにより制御することで決定される。
【００３５】
次に、図６から図８に示す（ａ）モードｂ−１から（ｉ）モードｂ−９までの各状態を示した図と、図９に示す波形図を用いて、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を説明する。
なお、図９の波形図では、最下段に示したモード番号が上記のモード番号に対応し、それぞれの波形は上記の各モードに対応した信号波形を示す。
まず、（ａ）モードｂ−１において、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧動作の定常状態にあり、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２が平滑用インダクタンスＬへの電気エネルギーの蓄積を行っているとする。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱ１は遮断状態、ＭＯＳＦＥＴＱ２は導通状態にあり、従って、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、全てＭＯＳＦＥＴＱ２を流れている。
【００３６】
次に、（ｂ）モードｂ−２において、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＦＦすると、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、緩衝用コンデンサＣ１を放電し、緩衝用コンデンサＣ２を充電する。この状態は、平滑用インダクタンスＬと緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２とが共振している状態である。また、このとき、共振状態になるまでＭＯＳＦＥＴＱ２がＯＮ状態にあり、電圧が加わっていなかった緩衝用コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２は上昇する。しかし、電圧Ｖｃ２は、緩衝用コンデンサＣ２が与える時定数のため急速には上昇できず、ＭＯＳＦＥＴＱ２は、緩衝用コンデンサＣ２の両端電圧、すなわちＭＯＳＦＥＴＱ２の両端電圧Ｖｃ２が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるゼロ電圧スイッチングとなる。
図９の波形図には、このゼロ電圧スイッチングとなる部分を「（ａ）ＺＶＳ」として示している。
【００３７】
ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＦＦすることにより、緩衝用コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が”ゼロ”に達すると、（ｃ）モードｂ−３において、ＭＯＳＦＥＴＱ１の寄生ダイオードＱＤ１が導通状態になり、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、全て寄生ダイオードＱＤ１を流れるようになるが、この寄生ダイオードＱＤ１が導通するときに、ＭＯＳＦＥＴＱ１を同時にターンＯＮする。
すると、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬはＭＯＳＦＥＴＱ１を流れるようになり、平滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーは、寄生ダイオードＱＤ１を通過することなくオン抵抗が低く導通損失の少ないＭＯＳＦＥＴＱ１のソース端子ＳＣ１とドレイン端子ＤＣ１の間を通過して１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１へ伝えられ、ＭＯＳＦＥＴの同期整流が実現する。
従って、このＭＯＳＦＥＴＱ１の整流作用により、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２の電源電圧から降圧されて平滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーが、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１へ伝えられ、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作となる。
【００３８】
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮする場合、その両端電圧Ｖｃ１は”ゼロ”であり、電流も流れ始める前のためＩＱ１は”ゼロ”であるので、ＭＯＳＦＥＴＱ１のターンＯＮは、ゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチングとなる。
図９の波形図には、このゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチング、となる部分を「（ｂ）ＺＶＳ」、「（ｃ）ＺＣＳ」として示している。
【００３９】
次に、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＦＦし、定常状態の（ａ）モードｂ−１に戻る準備として、（ｄ）モードｂ−４において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１をターンＯＮし、同時にＭＯＳＦＥＴＱｒ２もターンＯＮする。すると、共振用インダクタンスＬｒの両端には、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１の電圧が印加されることになるので、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒは直線的に上昇する。 また、このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１、Ｑｒ２は、電流が流れていない状態でターンＯＮされるのでゼロ電流スイッチングとなる。図９の波形図には、このゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｄ）ＺＣＳ」、「（ｅ）ＺＣＳ」として示している。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２はターンＯＮしなくても寄生ダイオードＱＤｒ２により共振電流ＩＬｒを導通させることができるが、寄生ダイオードＱＤｒ２での導通損失により電圧降下が発生するので、これを回避するために、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴＱｒ２をターンＯＮすることで寄生ダイオードＱＤｒ２を導通させるときよりも導通時の損失が低減される。
【００４０】
この状態で共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬより大きくなると、（ｅ）モードｂ−５において、ＭＯＳＦＥＴＱ１に共振用インダクタンスＬと接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ１へ流れこむ向きの電流が流れ始める。
次に、（ｆ）モードｂ−６において、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＦＦすると、共振用インダクタンスＬｒと緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２との共振が発生し、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒの一部は、緩衝用コンデンサＣ１を充電し、緩衝用コンデンサＣ２を放電する。
また、このとき、緩衝用コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１は、緩衝用コンデンサＣ１が与える時定数のため急速には上昇できず、ＭＯＳＦＥＴＱ１は両端電圧Ｖｃ１が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるゼロ電圧スイッチングとなる。
図９の波形図には、このゼロ電圧スイッチングとなる部分を「（ｆ）ＺＶＳ」として示している。
【００４１】
そして、（ｇ）モードｂ−７において、緩衝用コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が”ゼロ”になると、ＭＯＳＦＥＴＱ２の寄生ダイオードＱＤ２が導通可能な状態となるが、この状態への転移タイミングと同期させてＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮすると、寄生ダイオードＱＤ２には電流は流れず、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子ＳＣ２とドレイン端子ＤＣ２間を流れる同期整流が行われる。尚、上記寄生ダイオードＱＤ２が導通状態になったときに、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮさせなくても寄生ダイオードＱＤ２により整流させることはできるが、強制的にオン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮすることで寄生ダイオードに電流を導通させるときよりも導通時の損失を低減することができる。
また、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮする場合、その両端電圧Ｖｃ２は”ゼロ”であり、電流も流れ始める前のためＩＱ２は”ゼロ”であるので、ＭＯＳＦＥＴＱ２のターンＯＮは、ゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチングとなる。
図９の波形図には、このゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｇ）ＺＶＳ」、「（ｈ）ＺＣＳ」として示している。
【００４２】
また、このとき、共振用インダクタンスＬｒには、共振電流ＩＬｒを減少させる向きに、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２の電圧と１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１の電圧の差の電圧が印加されるので、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒは次第に減少する。
この状態で共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬよりも小さくなり始めると、（ｈ）モードｂ−８において、ＭＯＳＦＥＴＱ２に（ｇ）モードｂ−７のときとは反対の、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ２へ流れこむ向きの電流が流れ始める。
更に、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが減少して”ゼロ”に近づいたときに、（ｉ）モードｂ−９において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２を先にターンＯＦＦする。すると、電流はＭＯＳＦＥＴＱｒ２の寄生ダイオードＱＤｒ２を流れるようになる。
【００４３】
また、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが減少して”ゼロ”になると、次の定常状態の（ａ）モードｂ−１へ移る前にＭＯＳＦＥＴＱｒ１をターンＯＦＦする。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１は、共振電流ＩＬｒが”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるのでゼロ電流スイッチングとなる。
図９の波形図には、このゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｉ）ＺＣＳ」として示している。
【００４４】
なお、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１のターンＯＦＦは、共振電流が流れていない状態のうちに行えば良いので、定常状態の（ａ）モードｂ−１の間にターンＯＦＦするようにしても良い。また、共振電流ＩＬｒが減少してゼロになっても寄生ダイオードＤｒ２により逆方向の共振電流ＩＬｒが流れることはない。
以上により、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作の一周期の動作が完了する。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換の電圧比は、（ａ）モードｂ−１と（ｃ）モードｂ−３の状態を保つ時間比率を、ＰＷＭにより制御することで決定される。
【００４５】
（第２の実施の形態）
次に、図面を参照して本発明の第２の実施の形態について説明する。
図１０は、本発明の第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
図１０に示す、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２が、スイッチング制御により導通または遮断されるコレクタ端子とエミッタ端子を直列に接続したＩＧＢＴＱ３及びＩＧＢＴＱ４、更にＩＧＢＴＱ３のコレクタ端子とエミッタ端子間に逆並列に接続された整流用ダイオードＤ１とＩＧＢＴＱ４のコレクタ端子とエミッタ端子間に逆並列に接続された整流用ダイオードＤ２に変更されている。
【００４６】
また、同様に、前記第１の実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱｒ１とＭＯＳＦＥＴＱｒ２、及び共振用インダクタンスＬｒからなる補助回路Ｈ１が、ＩＧＢＴＱｒ３、Ｑｒ４と方向制御用ダイオードＤｒ１、Ｄｒ２、及び共振用インダクタンスＬｒからなる補助回路Ｈ２に変更されている。
ここで、補助回路Ｈ２は、エミッタ端子同士を接続した２個のＩＧＢＴＱｒ３、Ｑｒ４に、それぞれ逆並列に方向制御用ダイオードＤｒ１、Ｄｒ２を接続し、更に、共振用インダクタンスＬｒを２個のＩＧＢＴＱｒ３、Ｑｒ４に直列に接続して構成する。なお、２個のＩＧＢＴＱｒ３、Ｑｒ４は、コレクタ端子同士を接続した構成であっても良い。
【００４７】
このように、図１０に示す本発明の第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、主スイッチング素子、または補助回路のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴからＩＧＢＴと整流用ダイオードの逆並列接続によるスイッチング回路に変更されただけで、他の部分は、図１に示す本発明の第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと変わりはなく、その基本的な動作は第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと変わりはない。従って、昇圧動作では、特にＩＧＢＴＱ３を遮断状態から導通状態に切り替える際に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振用インダクタンスＬｒとの共振電流によって、ＩＧＢＴＱ３に印加される電圧と流れる電流とを制御し、ＩＧＢＴＱ３のソフトスイッチングを実現する。
一方、降圧動作では、特にＩＧＢＴＱ４を遮断状態から導通状態に切り替える際に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振用インダクタンスＬｒとの共振電流によって、ＩＧＢＴＱ４に印加される電圧と流れる電流とを制御し、ＩＧＢＴＱ４のソフトスイッチングを実現する。
【００４８】
なお、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧、または降圧動作における変換前後の電圧比は、平滑用インダクタンスＬの大きさと、ＰＷＭ制御によるＩＧＢＴＱ３、またはＩＧＢＴＱ４のコレクタ端子とエミッタ端子間の導通と遮断の時間比率（スイッチング信号のデューティー比）で決定される。
【００４９】
次に、図面を用いて、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順と動作の詳細を説明する。
第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順と動作は、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順及び動作と、基本的な部分は変わらないので、説明は異なる部分のみを中心に行う。他の部分は、第１の実施の形態の説明において、ＭＯＳＦＥＴＱ１をＩＧＢＴＱ３、寄生ダイオードＱＤ１を整流用ダイオードＤ１、ＭＯＳＦＥＴＱ２をＩＧＢＴＱ４、寄生ダイオードＱＤ２を整流用ダイオードＤ２と読み替え、また、補助回路においてＭＯＳＦＥＴＱｒ１をＩＧＢＴＱｒ３、寄生ダイオードＱＤｒ１を方向制御用ダイオードＤｒ１、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２をＩＧＢＴＱｒ４、寄生ダイオードＱＤｒ２を方向制御用ダイオードＤｒ２と読み替えることで説明できる。
【００５０】
まず、スイッチング素子が変更されているので、図１０の回路図において、図１の回路図に示したものと異なる各部分の電圧や電流の表記を先に定義する。
電圧の定義は、第１の実施の形態と同様で何も変わらない。また、電流の定義も、平滑用インダクタンスＬや共振用インダクタンスＬｒを流れる電流に関しては変わらない。一方、共振用インダクタンスＬと接続される側からＩＧＢＴＱ３と整流用ダイオードＤ１との並列回路へ流れる向きを正方向として表した電流をＩＱ３、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と接続される側からＩＧＢＴＱ４と整流用ダイオードＤ２との並列回路へ流れる向きを正方向として表した電流をＩＱ４とする。
【００５１】
次に、上記で定義した各部分の電圧と電流の表記に基づいて、まず、図１１から図１３に示す（ａ）モードｃ−１から（ｈ）モードｃ−８までの各状態を示した図と、図１４に示す波形図を用いて、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する。
なお、図１４の波形図では、最下段に示したモード番号が上記のモード番号に対応し、それぞれの波形は、上記の各モードに対応した信号波形を示す。
【００５２】
ここで、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作の制御手順と動作において、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作の制御手順及び動作と異なるところは、まず、（ｃ）モードｃ−３において、整流用ダイオードＤ２が導通し、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬが、全て整流用ダイオードＤ２を流れるようになるところで、ＩＧＢＴＱ４を同時にターンＯＮしても、ＩＧＢＴでは同期整流ができないということである。
従って、この整流用ダイオードＤ２の整流作用により、平滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーが、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１の発生する電圧とともに４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２へ伝えられ、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作となる。
【００５３】
また、ＩＧＢＴＱ４をターンＯＦＦし、定常状態の（ａ）モードｃ−１に戻る準備を始める（ｄ）モードｃ−４において、ＩＧＢＴＱｒ４のみをターンＯＮし、同時にＩＧＢＴＱｒ３をターンＯＮする必要はない。なぜならば、補助回路Ｈ２を流れる電流は、ＩＧＢＴＱｒ４を導通させた場合、方向制御用ダイオードＤｒ１を流れるのみで、ＩＧＢＴＱｒ３を導通させてもＩＧＢＴＱｒ３を流れることはなく、ＩＧＢＴでは同期整流ができないからである。従って、昇圧動作中にＩＧＢＴＱｒ３がターンＯＮ、ターンＯＦＦされることはなく、共振用インダクタンスＬｒに共振電流を流すために、共振用インダクタンスＬｒに流れる共振電流の方向と方向制御用ダイオードＤｒ１の導通方向に対応して、ＩＧＢＴＱ４をターンＯＮして導通させ、共振電流がゼロになった後にＩＧＢＴＱ４をターンＯＦＦして遮断させる。
以上の２点が、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作の制御手順と動作の中で、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作の制御手順及び動作と異なる部分である。
【００５４】
次に、図１５から図１７に示す（ａ）モードｄ−１から（ｉ）モードｄ−８までの各状態を示した図と、図１８に示す波形図を用いて、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を説明する。
なお、図１８の波形図では、最下段に示したモード番号が上記のモード番号に対応し、それぞれの波形は、上記の各モードに対応した信号波形を示す。
【００５５】
ここで、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作の制御手順と動作において、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作の制御手順及び動作と異なるところは、まず、（ｃ）モードｄ−３において、整流用ダイオードＤ１が導通し、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬが、全て整流用ダイオードＤ１を流れるようになるところで、ＩＧＢＴＱ３を同時にターンＯＮしても、ＩＧＢＴでは同期整流ができないということである。
従って、この整流用ダイオードＤ１の整流作用により、平滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーが、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１へ伝えられ、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作となる。
【００５６】
また、ＩＧＢＴＱ３をターンＯＦＦし、定常状態の（ａ）モードｄ−１に戻る準備を始める（ｄ）モードｄ−４において、ＩＧＢＴＱｒ３のみをターンＯＮし、同時にＩＧＢＴＱｒ４をターンＯＮする必要はない。なぜならば、補助回路Ｈ２を流れる電流は、ＩＧＢＴＱｒ３を導通させた場合、方向制御用ダイオードＤｒ２を流れるのみで、ＩＧＢＴＱｒ４を導通させてもＩＧＢＴＱｒ４を流れることはなく、ＭＯＳＦＥＴと同じような導通損失を低減する効果がないためである。従って、降圧動作中にＩＧＢＴＱｒ４がターンＯＮ、ターンＯＦＦされることはなく、共振用インダクタンスＬｒに共振電流を流すために、共振用インダクタンスＬｒに流れる共振電流の方向と方向制御用ダイオードＤｒ２の導通方向に対応して、ＩＧＢＴＱ３をターンＯＮして導通させ、共振電流がゼロになった後にＩＧＢＴＱ３をターンＯＦＦして遮断させる。
【００５７】
以上の２点が、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作の制御手順と動作の中で、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作の制御手順及び動作と異なる部分である。
以上説明したように、本発明の第１、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、例えば一方が１２Ｖ系、他方が４２Ｖ系のような電源の間で双方向で電力を効率よく交換することができるので、昇圧用ＤＣ−ＤＣコンバータと降圧用ＤＣ−ＤＣコンバータの２個のＤＣ−ＤＣコンバータを用いる必要がなく、不要な部品が少なくなり小型化できる。従って、車両装置へ搭載する場合などに設置に必要な空間が少なくて済むという効果が得られる。
【００５８】
【発明の効果】
以上の如く、本発明の請求項１に記載の発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作と降圧動作の両方において、第１、第２の主スイッチング素子に並列に接続された２個の緩衝用コンデンサの充放電を、該緩衝用コンデンサと共振回路を形成する共振用インダクタンスに流れる共振電流により制御し、これにより、特に第１、第２の主スイッチング素子のソフトスイッチングを実現し、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングにおける損失の発生を押さえた効率的な動作をさせることができる。
従って、昇圧用ＤＣ−ＤＣコンバータと降圧用ＤＣ−ＤＣコンバータの２個のＤＣ−ＤＣコンバータを利用することなく、１個のＤＣ−ＤＣコンバータで２種類の電圧を得ることができ、更に、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング損失を削減し、熱の発生を押さえることで、回路の小型化することができるという効果が得られる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチングによって発生するノイズを削減したＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるという効果が得られる。
【００５９】
また、請求項２に記載の発明によれば、一方の電源により平滑用インダクタンスに蓄積された電気エネルギーを昇圧、または降圧された電圧として他方の電源に供給し、次に、上述の一方の電源により再度平滑用インダクタンスに電気エネルギーを蓄積する状態へ移行するまでの間に、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する各スイッチング素子の補助回路を利用したソフトスイッチングを実現する。
従って、必要なときだけ補助回路を動作させ、無駄のない制御によりＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチングを実現することができるという効果が得られる。
【００６０】
また、請求項３に記載の発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向の電圧変換動作において、整流機能を担う側のＭＯＳＦＥＴを導通させることにより、ＭＯＳＦＥＴによる同期整流を利用して、電圧降下の少ないＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換動作を実現する。
従って、更にＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するスイッチング損失やノイズを削減することができるという効果が得られる。
【００６１】
また、請求項４に記載の発明によれば、共振電流を流すための双方向スイッチ回路において、ＭＯＳＦＥＴを２個同時に導通させるので、寄生ダイオード導通時よりも導通損失を低く抑えることができる。
従って、ＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチングを実現する補助回路においても、発生するスイッチング損失やノイズを削減することができるという効果が得られる。
【００６２】
また、請求項５に記載の発明によれば、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作と降圧動作とで変化する共振電流の方向に対応した補助スイッチング素子の交互の導通、遮断動作によって、ＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチング動作を実現する。
従って、補助スイッチング素子の簡単な制御で、効率の良く動作するＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図２】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図３】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図４】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図５】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作におけるモード毎に変化する各部分の波形を示す波形図である。
【図６】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図７】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図８】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図９】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作におけるモード毎に変化する各部分の波形を示す波形図である。
【図１０】 本発明の第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図１１】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図１２】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図１３】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図１４】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作におけるモード毎に変化する各部分の波形を示す波形図である。
【図１５】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図１６】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図１７】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図１８】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作におけるモード毎に変化する各部分の波形を示す波形図である。
【図１９】 従来例の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【符号の説明】
Ｖ１ １２Ｖ車両等電源装置
Ｖ２ ＋４８Ｖ車両用電源装置
Ｑ１、Ｑ２、Ｑｒ１、Ｑｒ２ ＭＯＳＦＥＴ
ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤｒ１、ＱＤｒ２ 寄生ダイオード
Ｑ３、Ｑ４、Ｑｒ３、Ｑｒ４ ＩＧＢＴ
Ｄ１、Ｄ２ 整流用ダイオード
Ｄｒ１、Ｄｒ２ 方向制御用ダイオード
Ｃ１、Ｃ２ 緩衝用コンデンサ
Ｃ３、Ｃ４ 平滑用コンデンサ
Ｌ 平滑用インダクタンス
Ｌｒ 共振用インダクタンス
Ｈ１、Ｈ２ 補助回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、例えば自動車等車両装置における、１２Ｖ系の車両用電源装置の負荷増加に伴い、新しい電源系統として、４２Ｖ系の車両用電源装置が提案されつつある。しかし、完全に車両用電源装置が１２Ｖ系から４２Ｖ系へ移行するまでには、インフラ整備の問題等も含め時間がかかると思われるため、これまでの車両用の電装部品の流用などを考慮すると、これら１２Ｖ系と４２Ｖ系の２つの電源系統が存在するのが好ましい。
また、これら１２Ｖ系と４２Ｖ系の車両用電源装置を併用したとき、どちらかのバッテリー残量が少ない場合に、４２Ｖ系から１２Ｖ系へエネルギーを供給したり、逆に４２Ｖ系から１２Ｖ系へエネルギーを供給したりできる方が好ましい。
このため、２つの電源系統の電力を、お互い相互補完する電力変換装置が必要になる。
【０００３】
従来、このような直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ変換する電力変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）には、例えば特開平８−８００３８号公報に記載されたものがある。ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧をスイッチングして断続的にコイルやトランス等の誘導性の負荷に供給し、この誘導性の負荷に励振される電気エネルギーを整流して異なる電圧の直流電圧として取り出す。
このようなＤＣ−ＤＣコンバータを２個並列に接続することで、前述の１２Ｖ系と４２Ｖ系の相互補完のように、直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ昇圧する場合と降圧する場合とに対応する手法も考えられるが、回路規模やコストの面で無駄が多い。
【０００４】
そこで、図１９に示すように、１２Ｖ系と４２Ｖ系とを相互補完するために、直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ昇圧する場合と降圧する場合の両方に対応した、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。
この非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、１２Ｖ系の負荷Ｒ１に接続された１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１と、４２Ｖ系の負荷Ｒ２に接続された４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２との間に配置され、一方の電気エネルギーを断続的にスイッチングして他方へ供給する。具体的には、４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端に、スイッチング制御により導通または遮断されるドレイン端子ＤＣ１とソース端子ＳＣ２を直列に接続した第１、第２の主スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）Ｑ１、及びＭＯＳＦＥＴＱ２を備えている。更に、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２の接続点に一方の端を接続され、１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１に他方の端を接続された、電圧変換に利用する電気エネルギーを蓄えるための平滑用インダクタンスＬを備えている。
【０００５】
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２のドレイン端子とソース端子間（ＤＣ１とＳＣ１間、またはＤＣ２とＳＣ２間）には並列にＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイオードＱＤ１、ＱＤ２が存在している。
また、１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の両端には、電圧平滑用の平滑用コンデンサＣ３が接続され、４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端には、電圧平滑用の平滑用コンデンサＣ４が接続されている。
【０００６】
次に、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を簡単に説明する。
まず、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の電気エネルギーを利用して４２Ｖ系へ電圧を供給する昇圧動作では、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン端子ＤＣ１とソース端子ＳＣ１間の導通と遮断を断続的に繰り返すスイッチング動作を行う。そして、これにより平滑用インダクタンスＬに誘起される電圧を、整流用ダイオードＤ２により整流し、更に平滑用コンデンサＣ４で平滑化して４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の充電に利用したり、４２Ｖ系の負荷Ｒ２に供給したりする。
【０００７】
また、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の電気エネルギーを利用して１２Ｖ系へ電圧を供給する降圧動作では、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子ＤＣ２とソース端子ＳＣ２間の導通と遮断を断続的に繰り返すスイッチング動作を行う。そして、これにより平滑用インダクタンスＬに誘起される電圧を、整流用ダイオードＤ１により整流し、更に平滑用コンデンサＣ３で平滑化して１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の充電に利用したり、１２Ｖ系の負荷Ｒ１に供給したりする。
【０００８】
なお、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧、または降圧動作における変換前後の電圧比は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によるＭＯＳＦＥＴＱ１、またはＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子とソース端子間の導通と遮断の時間比率（スイッチング信号のデューティー比）で決定される。
また、図１９に示したダイオードＱＤ１、ＱＤ２は、それぞれＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２の寄生ダイオードであって、実際はＭＯＳＦＥＴの素子内部にあり、実際の部品としては存在しない要素である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、その主スイッチング素子のスイッチング動作が、スイッチング素子に電圧が印加され、電流が流れたままのハードスイッチングであるため、サージ電圧などのスイッチングによって発生するノイズに対する特別な対策が不可欠であるという問題があった。
また、スイッチング素子で発生するスイッチング損失の割合が高い為、ヒートシンクが小型化できず、結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータを小型化することが難しいという問題があった。
【００１０】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、ソフトスイッチングによりノイズや熱の発生を押さえ、直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ昇圧、または降圧する共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、ダイオードを逆並列に接続した第１、第２の主スイッチング素子（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２、またはＩＧＢＴＱ３とダイオードＤ１の組み合わせとＩＧＢＴＱ４とダイオードＤ２の組み合わせ）と、前記第１、第２の主スイッチング素子の接続点に、一方の端を接続された平滑用インダクタンス（例えば実施の形態の平滑用インダクタンスＬ）と、前記第１、第２の主スイッチング素子と並列に接続された緩衝用コンデンサ（例えば実施の形態の緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２）と、前記緩衝用コンデンサに共振電流を流すために、前記平滑用インダクタンスの両端に並列に接続された補助回路（例えば実施の形態の補助回路Ｈ１、または補助回路Ｈ２）とを備えた共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記補助回路は、双方向スイッチ回路と、該双方向スイッチ回路に直列に接続されるとともに前記２個の緩衝用コンデンサと共振する共振用インダクタンス（例えば実施の形態の共振用インダクタンスＬｒ）とを有することを特徴とする。
以上の構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作と降圧動作の両方において、第１、第２の主スイッチング素子に並列に接続された２個の緩衝用コンデンサの充放電を、該緩衝用コンデンサと共振回路を形成する共振用インダクタンスに流れる共振電流により制御し、これにより、特に第１、第２の主スイッチング素子のゼロ電圧及びゼロ電流でのスイッチング動作（いわゆる「ソフトスイッチング動作」）を実現し、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングにおける損失の発生を押さえた効率的な動作をさせることができる。
【００１２】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、前記第１、または第２の主スイッチング素子と逆並列に設けられたダイオード（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２の寄生ダイオードＱＤ１、ＱＤ２、または整流用ダイオードＤ１、Ｄ２）を経由して流れている状態において、前記補助回路の共振用インダクタンスを通電状態にし、前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、前記第１、または第２の主スイッチング素子（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２、またはＩＧＢＴＱ３、Ｑ４）を経由して流れている状態において、前記補助回路の共振用インダクタンスを非通電状態としたことを特徴とする。
以上の制御により、一方の電源により平滑用インダクタンスに蓄積された電気エネルギーを昇圧、または降圧された電圧として他方の電源に供給し、次に、上述の一方の電源により再度平滑用インダクタンスに電気エネルギーを蓄積する状態へ移行するまでの間に、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する各スイッチング素子の補助回路を利用したソフトスイッチングを実現する。
【００１３】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの第１、第２の主スイッチング素子がスイッチング制御により導通または遮断される第１、第２のＭＯＳＦＥＴ（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２）で構成され、前記ダイオードがＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイオード（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２の寄生ダイオードＱＤ１、ＱＤ２）で構成されている場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、前記第１、または第２のＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイオードを経由して流れ始める時に、電流の流れる該寄生ダイオードを含むＭＯＳＦＥＴを同時に導通させることを特徴とする。
以上の構成及び制御により、ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向の電圧変換動作において、整流機能を担う側のＭＯＳＦＥＴを導通させることにより、ＭＯＳＦＥＴによる同期整流を利用して、電圧降下の少ないＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換動作を実現する。
【００１４】
請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向スイッチ回路が、ソース端子同士またはドレイン端子同士を接続した第３、第４のＭＯＳＦＥＴ（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱｒ１とＭＯＳＦＥＴＱｒ２）で構成されている場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、前記共振用インダクタンスに共振電流を流すために、前記第３、第４のＭＯＳＦＥＴを同時に導通させ、前記共振用インダクタンスに流れる共振電流がゼロになる寸前に、前記第３、第４のＭＯＳＦＥＴの内、共振電流がソース端子からドレイン端子に流れる一方のＭＯＳＦＥＴを遮断させ、前記共振用インダクタンスに流れる共振電流がゼロになった後に、他方のＭＯＳＦＥＴを遮断させることを特徴とする。
以上の構成及び制御により、共振電流を流すための双方向スイッチ回路において、双方向スイッチ回路のＭＯＳＦＥＴを２個同時に導通させるので、ダイオードでの電圧降下が無くなり導通損失が少なくなる。また、共振電流がゼロになっても遮断したＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードにより共振インダクタンスの電流が逆方向に流れることがない。
【００１５】
請求項５に記載の発明は、請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向スイッチ回路が、スイッチング制御により導通または遮断され導通方向を逆向きに接続した第１、第２の補助スイッチング素子（例えば実施の形態のＩＧＢＴＱｒ３とＩＧＢＴＱｒ４）と、前記第１、第２の補助スイッチング素子のそれぞれと逆並列に接続された第１、第２の方向制御用ダイオード（例えば実施の形態の方向制御用ダイオードＤｒ１と方向制御用ダイオードＤｒ２）とで構成されている場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、前記共振用インダクタンスに共振電流を流すために、前記共振用インダクタンスに流れる共振電流の方向と前記第１、第２の方向制御用ダイオードの導通方向に対応して、前記第１、第２の補助スイッチング素子のいずれか一方を導通させ、該導通させた前記補助スイッチング素子を、前記共振用インダクタンスに流れる共振電流がゼロになった後に遮断させることを特徴とする。
以上の構成及び制御により、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作と降圧動作とで変化する共振電流の方向に対応した補助スイッチング素子の交互の導通、遮断動作によって、ＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチング動作を実現する。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明の第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
図１において、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、１２Ｖ系の負荷Ｒ１に接続された１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１と、４２Ｖ系の負荷Ｒ２に接続された４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２との間に配置され、一方の電気エネルギーを断続的にスイッチングして他方へ供給する。具体的には、４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端に、スイッチング制御により導通または遮断されるＭＯＳＦＥＴＱ１、及びＭＯＳＦＥＴＱ２を備えており、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン端子ＤＣ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子ＳＣ２が接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース端子ＳＣ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子ＤＣ２が４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端に接続されている。更にＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２の接続点に一方の端を接続され、１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１に他方の端を接続された、電圧変換に利用する電気エネルギーを蓄えるための平滑用インダクタンスＬを備えている。
なお、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２が第１、第２の主スイッチング素子を構成する。
【００１７】
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン端子ＤＣ１とソース端子ＳＣ１間には、並列に緩衝用コンデンサＣ１が接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子ＤＣ２とソース端子ＳＣ２間には、並列に緩衝用コンデンサＣ２が接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２のドレイン端子とソース端子間（ＤＣ１とＳＣ１間、ＤＣ２とＳＣ２間）には並列にＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイオードＱＤ１、ＱＤ２が存在している。
更に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２に共振電流を流すために、平滑用インダクタンスＬの両端に、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１とＭＯＳＦＥＴＱｒ２、及び共振用インダクタンスＬｒからなる補助回路Ｈ１が並列に接続されている。
ここで、補助回路Ｈ１は、ソース端子同士（ＳＣｒ１、ＳＣｒ２）を接続した２個のＭＯＳＦＥＴＱｒ１、Ｑｒ２に、共振用インダクタンスＬｒを直列に接続して構成する。なお、２個のＭＯＳＦＥＴＱｒ１、Ｑｒ２は、寄生ダイオードＱＤｒ１、ＱＤｒ２が逆向きになるよう接続されれば良く、ドレイン端子同士（ＤＣｒ１、ＤＣｒ２）を接続した構成であっても良い。
【００１８】
また、１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の両端には、電圧平滑用の平滑用コンデンサＣ３が接続され、４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端には、電圧平滑用の平滑用コンデンサＣ４が接続されている。
なお、図１に示したダイオードＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤｒ１、ＱＤｒ２は、それぞれＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２、Ｑｒ１、Ｑｒ２の寄生ダイオードであって、実際はＭＯＳＦＥＴの素子内部にあり、実際の部品としては存在しない要素である。
【００１９】
次に、上述の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を簡単に説明する。
まず、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の電気エネルギーを利用して４２Ｖ系へ電圧を供給する昇圧動作では、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子とソース端子間の導通と遮断を交互に繰り返すスイッチング動作を行う。そして、これにより平滑用インダクタンスＬに誘起される電圧を、ＭＯＳＦＥＴＱ２により整流し、更に平滑用コンデンサＣ４で平滑化して４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の充電に利用したり、４２Ｖ系の負荷Ｒ２に供給したりする。このとき、特にＭＯＳＦＥＴＱ１を遮断状態から導通状態に切り替える際に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振用インダクタンスＬｒとの共振電流によって、ＭＯＳＦＥＴＱ１に印加される電圧と流れる電流とを制御し、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソフトスイッチングを実現する。
【００２０】
また、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の電気エネルギーを利用して１２Ｖ系へ電圧を供給する降圧動作では、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子とソース端子間の導通と遮断を交互に繰り返すスイッチング動作を行う。そして、これにより平滑用インダクタンスＬに誘起される電圧を、ＭＯＳＦＥＴＱ１により整流し、更に平滑用コンデンサＣ３で平滑化して１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の充電に利用したり、１２Ｖ系の負荷Ｒ１に供給したりする。このとき、特にＭＯＳＦＥＴＱ２を遮断状態から導通状態に切り替える際に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振用インダクタンスＬｒとの共振電流によって、ＭＯＳＦＥＴＱ２に印加される電圧と流れる電流とを制御し、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソフトスイッチングを実現する。
【００２１】
なお、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧、または降圧動作における変換前後の電圧比は、ＰＷＭ制御によるＭＯＳＦＥＴＱ１、またはＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子とソース端子間の導通と遮断の時間比率（スイッチング信号のデューティー比）で決定される。
また、主スイッチング素子や補助スイッチング素子には、ＭＯＳＦＥＴの他、逆阻止サイリスタ、ＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor ）、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等を用いても良く、逆阻止サイリスタ、ＧＴＯ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴを用いた例は、ＩＧＢＴを用いた場合を代表に、第２の実施の形態として詳細を後述する。
【００２２】
次に、図面を用いて、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順と動作の詳細を説明する。回路の動作を説明するにあたっては、図１の回路図における各部分の電圧や電流の表記を先に定義する。
まず、電圧の定義は、緩衝用コンデンサＣ１の両端にかかる、共振用インダクタンスＬと接続される側を正方向として表した電圧をＶｃ１、緩衝用コンデンサＣ２の両端にかかる、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と接続される側を正方向として表した電圧をＶｃ２とする。
また、電流の定義は、平滑用インダクタンスＬを流れる電流をＩＬとする。ここで、電流ＩＬの流れる向きは昇圧動作時と降圧動作時で反対になるので、昇圧動作時は、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１からＭＯＳＦＥＴＱ１、またはＭＯＳＦＥＴＱ２へ向かって流れる方向を正方向とし、降圧動作時は、その逆を正方向とする。
【００２３】
同様に、共振用インダクタンスＬｒを流れる電流をＩＬｒとする。ここで、電流ＩＬｒの流れる向きは昇圧動作時と降圧動作時で反対になるので、昇圧動作時は、ＭＯＳＦＥＴＱ１、またはＭＯＳＦＥＴＱ２から１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１へ向かって流れる方向を正方向とし、降圧動作時は、その逆を正方向とする。
【００２４】
また、共振用インダクタンスＬと接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ１へ流れこむ向きを正方向として表した電流をＩＱ１、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ２へ流れこむ向きを正方向として表した電流をＩＱ２とする。
【００２５】
次に、上記で定義した各部分の電圧と電流の表記に基づいて、まず、図２から図４に示す（ａ）モードａ−１から（ｉ）モードａ−９までの各状態を示した図と、図５に示す波形図を用いて、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する。
なお、図２から図４では導通状態を分りやすく説明するため、非導通状態の回路要素を省略して説明している。図５の波形図では、最下段に示したモード番号が上記のモード番号に対応し、それぞれの波形は上記の各モードに対応した信号波形を示す。
まず、（ａ）モードａ−１において、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧動作の定常状態にあり、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１が平滑用インダクタンスＬへの電気エネルギーの蓄積を行っている。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱ１は導通状態、ＭＯＳＦＥＴＱ２は遮断状態にあり、従って、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、全てＭＯＳＦＥＴＱ１を流れている。
【００２６】
次に、（ｂ）モードａ−２において、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＦＦすると、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、緩衝用コンデンサＣ１を充電し、緩衝用コンデンサＣ２を放電する。この状態は、平滑用インダクタンスＬと緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２とが共振している状態である。また、このとき、共振状態になるまでＭＯＳＦＥＴＱ１がＯＮ状態にあり、電圧が加わっていなかった緩衝用コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１は上昇する。しかし、両端電圧Ｖｃ１は、緩衝用コンデンサＣ１が与える時定数のため急速には上昇できず、ＭＯＳＦＥＴＱ１は、緩衝用コンデンサＣ１の両端電圧、すなわちその両端電圧Ｖｃ１が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ：Zero Voltage Switching）となる。
図５の波形図には、このゼロ電圧スイッチングとなる部分を「（ａ）ＺＶＳ」として示している。
【００２７】
ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＦＦすることにより、緩衝用コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が”ゼロ”に達すると、（ｃ）モードａ−３において、ＭＯＳＦＥＴＱ２の寄生ダイオードＱＤ２が導通状態になり、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、全て寄生ダイオードＱＤ２を流れるようになるが、この寄生ダイオードＱＤ２が導通するときに、ＭＯＳＦＥＴＱ２を同時にターンＯＮする。
すると、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬはダイオードＱＤ２を通過させること無く、オン抵抗の低いＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子ＳＣ２とドレイン端子ＤＣ２間を流れるようになり、ダイオードＱＤ２に電流を導通させる場合よりも導通損失を少なくし、効率良く電力を４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２へ伝えることができ、ＭＯＳＦＥＴの同期整流が実現する。
従って、このＭＯＳＦＥＴＱ２の整流作用により、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１から昇圧されて平滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーが、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２へ伝えられ、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作となる。
【００２８】
また、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮする場合、その両端電圧Ｖｃ２は”ゼロ”であり、電流も流れ始める前のためＩＱ２は”ゼロ”であるので、ＭＯＳＦＥＴＱ２のターンＯＮは、ゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ：Zero current Switching）となる。
図５の波形図には、このゼロ電圧スイッチング、ゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｂ）ＺＶＳ」、「（ｃ）ＺＣＳ」として示している。
【００２９】
次に、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＦＦし、定常状態の（ａ）モードａ−１に戻る準備として、（ｄ）モードａ−４において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２をターンＯＮし、同時にＭＯＳＦＥＴＱｒ１もターンＯＮする。すると、共振用インダクタンスＬｒの両端には、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２の電圧と１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１の電圧の差の電圧が印加されることになるので、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒは直線的に上昇する。
また、このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１、Ｑｒ２は、電流が流れていない状態でターンＯＮされるのでゼロ電流スイッチングとなる。図５の波形図には、このゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｄ）ＺＣＳ」、「（ｅ）ＺＣＳ」として示している。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１はターンＯＮしなくても寄生ダイオードＱＤｒ１により共振電流ＩＬｒを導通させることができるが、寄生ダイオードＱＤｒ１の導通損失の方が多く発生するので、これを回避するために、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴＱｒ１をターンＯＮすることで寄生ダイオードＱＤｒ１を導通させるときよりも導通時の損失が低減される。
【００３０】
この状態で共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬより大きくなると、（ｅ）モードａ−５において、ＭＯＳＦＥＴＱ２に４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ２へ流れこむ向きの電流が流れはじめる。
次に、（ｆ）モードａ−６において、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＦＦすると、共振用インダクタンスＬｒと緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２との共振が発生し、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒの一部は、緩衝用コンデンサＣ１を放電し、緩衝用コンデンサＣ２を充電する。
また、このとき、緩衝用コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２は、緩衝用コンデンサＣ２が与える時定数のため急速には上昇できず、ＭＯＳＦＥＴＱ２は両端電圧Ｖｃ２が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるゼロ電圧スイッチングとなる。
図５の波形図には、このゼロ電圧スイッチングとなる部分を「（ｆ）ＺＶＳ」として示している。
【００３１】
そして、（ｇ）モードａ−７において、緩衝用コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が”ゼロ”になると、ＭＯＳＦＥＴＱ１の寄生ダイオードＱＤ１が導通可能な状態となるが、この状態への転移タイミングと同期させてＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮすると、寄生ダイオードＱＤ１には電流は流れず、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース端子ＳＣ１とドレイン端子ＤＣ１間を流れる同期整流が行われる。尚、上記寄生ダイオードＱＤ１が導通状態になったときに、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮさせなくても寄生ダイオードＱＤ１により整流させることはできるが、強制的にオン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮすることで寄生ダイオードに電流を導通させるときよりも導通時の損失を低減することができる。
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮする場合、その両端電圧Ｖｃ１は”ゼロ”であり、電流も流れ始める前のためＩＱ１は”ゼロ”であるので、ＭＯＳＦＥＴＱ１のターンＯＮは、ゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチングとなる。
図５の波形図には、このゼロ電圧スイッチング、ゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｇ）ＺＶＳ」、「（ｈ）ＺＣＳ」として示している。
【００３２】
また、このとき、共振用インダクタンスＬｒには、共振電流ＩＬｒを減少させる向きに、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１の電圧が印加されるので、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒは次第に減少する。
この状態で共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬよりも小さくなり始めると、（ｈ）モードａ−８において、ＭＯＳＦＥＴＱ１に（ｇ）モードａ−７のときとは反対の、平滑用インダクタンスＬと接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ１へ流れる向きの電流が流れ始める。
更に、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが減少して”ゼロ”に近づいたときに、（ｉ）モードａ−９において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１を先にターンＯＦＦする。すると、電流はＭＯＳＦＥＴＱｒ１の寄生ダイオードＱＤｒ１を流れるようになる。
【００３３】
また、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが減少して”ゼロ”になると、次の定常状態の（ａ）モードａ−１へ移る前にＭＯＳＦＥＴＱｒ２をターンＯＦＦする。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２は、電流が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるのでゼロ電流スイッチングとなる。
図５の波形図には、このゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｉ）ＺＣＳ」として示している。
【００３４】
なお、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２のターンＯＦＦは、共振電流が流れていない状態のうちに行えば良いので、定常状態の（ａ）モードａ−１の間にターンＯＦＦするようにしても良い。また、共振電流ＩＬｒが減少してゼロになっても寄生ダイオードＤｒ１により逆方向の共振電流ＩＬｒが流れることは阻止される。
以上により、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作の一周期の動作が完了する。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換の電圧比は、（ａ）モードａ−１と（ｃ）モードａ−３の状態を保つ時間比率を、ＰＷＭにより制御することで決定される。
【００３５】
次に、図６から図８に示す（ａ）モードｂ−１から（ｉ）モードｂ−９までの各状態を示した図と、図９に示す波形図を用いて、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を説明する。
なお、図９の波形図では、最下段に示したモード番号が上記のモード番号に対応し、それぞれの波形は上記の各モードに対応した信号波形を示す。
まず、（ａ）モードｂ−１において、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧動作の定常状態にあり、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２が平滑用インダクタンスＬへの電気エネルギーの蓄積を行っているとする。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱ１は遮断状態、ＭＯＳＦＥＴＱ２は導通状態にあり、従って、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、全てＭＯＳＦＥＴＱ２を流れている。
【００３６】
次に、（ｂ）モードｂ−２において、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＦＦすると、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、緩衝用コンデンサＣ１を放電し、緩衝用コンデンサＣ２を充電する。この状態は、平滑用インダクタンスＬと緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２とが共振している状態である。また、このとき、共振状態になるまでＭＯＳＦＥＴＱ２がＯＮ状態にあり、電圧が加わっていなかった緩衝用コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２は上昇する。しかし、電圧Ｖｃ２は、緩衝用コンデンサＣ２が与える時定数のため急速には上昇できず、ＭＯＳＦＥＴＱ２は、緩衝用コンデンサＣ２の両端電圧、すなわちＭＯＳＦＥＴＱ２の両端電圧Ｖｃ２が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるゼロ電圧スイッチングとなる。
図９の波形図には、このゼロ電圧スイッチングとなる部分を「（ａ）ＺＶＳ」として示している。
【００３７】
ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＦＦすることにより、緩衝用コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が”ゼロ”に達すると、（ｃ）モードｂ−３において、ＭＯＳＦＥＴＱ１の寄生ダイオードＱＤ１が導通状態になり、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、全て寄生ダイオードＱＤ１を流れるようになるが、この寄生ダイオードＱＤ１が導通するときに、ＭＯＳＦＥＴＱ１を同時にターンＯＮする。
すると、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬはＭＯＳＦＥＴＱ１を流れるようになり、平滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーは、寄生ダイオードＱＤ１を通過することなくオン抵抗が低く導通損失の少ないＭＯＳＦＥＴＱ１のソース端子ＳＣ１とドレイン端子ＤＣ１の間を通過して１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１へ伝えられ、ＭＯＳＦＥＴの同期整流が実現する。
従って、このＭＯＳＦＥＴＱ１の整流作用により、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２の電源電圧から降圧されて平滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーが、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１へ伝えられ、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作となる。
【００３８】
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮする場合、その両端電圧Ｖｃ１は”ゼロ”であり、電流も流れ始める前のためＩＱ１は”ゼロ”であるので、ＭＯＳＦＥＴＱ１のターンＯＮは、ゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチングとなる。
図９の波形図には、このゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチング、となる部分を「（ｂ）ＺＶＳ」、「（ｃ）ＺＣＳ」として示している。
【００３９】
次に、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＦＦし、定常状態の（ａ）モードｂ−１に戻る準備として、（ｄ）モードｂ−４において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１をターンＯＮし、同時にＭＯＳＦＥＴＱｒ２もターンＯＮする。すると、共振用インダクタンスＬｒの両端には、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１の電圧が印加されることになるので、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒは直線的に上昇する。 また、このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１、Ｑｒ２は、電流が流れていない状態でターンＯＮされるのでゼロ電流スイッチングとなる。図９の波形図には、このゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｄ）ＺＣＳ」、「（ｅ）ＺＣＳ」として示している。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２はターンＯＮしなくても寄生ダイオードＱＤｒ２により共振電流ＩＬｒを導通させることができるが、寄生ダイオードＱＤｒ２での導通損失により電圧降下が発生するので、これを回避するために、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴＱｒ２をターンＯＮすることで寄生ダイオードＱＤｒ２を導通させるときよりも導通時の損失が低減される。
【００４０】
この状態で共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬより大きくなると、（ｅ）モードｂ−５において、ＭＯＳＦＥＴＱ１に共振用インダクタンスＬと接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ１へ流れこむ向きの電流が流れ始める。
次に、（ｆ）モードｂ−６において、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＦＦすると、共振用インダクタンスＬｒと緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２との共振が発生し、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒの一部は、緩衝用コンデンサＣ１を充電し、緩衝用コンデンサＣ２を放電する。
また、このとき、緩衝用コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１は、緩衝用コンデンサＣ１が与える時定数のため急速には上昇できず、ＭＯＳＦＥＴＱ１は両端電圧Ｖｃ１が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるゼロ電圧スイッチングとなる。
図９の波形図には、このゼロ電圧スイッチングとなる部分を「（ｆ）ＺＶＳ」として示している。
【００４１】
そして、（ｇ）モードｂ−７において、緩衝用コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が”ゼロ”になると、ＭＯＳＦＥＴＱ２の寄生ダイオードＱＤ２が導通可能な状態となるが、この状態への転移タイミングと同期させてＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮすると、寄生ダイオードＱＤ２には電流は流れず、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子ＳＣ２とドレイン端子ＤＣ２間を流れる同期整流が行われる。尚、上記寄生ダイオードＱＤ２が導通状態になったときに、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮさせなくても寄生ダイオードＱＤ２により整流させることはできるが、強制的にオン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮすることで寄生ダイオードに電流を導通させるときよりも導通時の損失を低減することができる。
また、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮする場合、その両端電圧Ｖｃ２は”ゼロ”であり、電流も流れ始める前のためＩＱ２は”ゼロ”であるので、ＭＯＳＦＥＴＱ２のターンＯＮは、ゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチングとなる。
図９の波形図には、このゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｇ）ＺＶＳ」、「（ｈ）ＺＣＳ」として示している。
【００４２】
また、このとき、共振用インダクタンスＬｒには、共振電流ＩＬｒを減少させる向きに、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２の電圧と１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１の電圧の差の電圧が印加されるので、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒは次第に減少する。
この状態で共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬよりも小さくなり始めると、（ｈ）モードｂ−８において、ＭＯＳＦＥＴＱ２に（ｇ）モードｂ−７のときとは反対の、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ２へ流れこむ向きの電流が流れ始める。
更に、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが減少して”ゼロ”に近づいたときに、（ｉ）モードｂ−９において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２を先にターンＯＦＦする。すると、電流はＭＯＳＦＥＴＱｒ２の寄生ダイオードＱＤｒ２を流れるようになる。
【００４３】
また、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒが減少して”ゼロ”になると、次の定常状態の（ａ）モードｂ−１へ移る前にＭＯＳＦＥＴＱｒ１をターンＯＦＦする。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１は、共振電流ＩＬｒが”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるのでゼロ電流スイッチングとなる。
図９の波形図には、このゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｉ）ＺＣＳ」として示している。
【００４４】
なお、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１のターンＯＦＦは、共振電流が流れていない状態のうちに行えば良いので、定常状態の（ａ）モードｂ−１の間にターンＯＦＦするようにしても良い。また、共振電流ＩＬｒが減少してゼロになっても寄生ダイオードＤｒ２により逆方向の共振電流ＩＬｒが流れることはない。
以上により、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作の一周期の動作が完了する。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換の電圧比は、（ａ）モードｂ−１と（ｃ）モードｂ−３の状態を保つ時間比率を、ＰＷＭにより制御することで決定される。
【００４５】
（第２の実施の形態）
次に、図面を参照して本発明の第２の実施の形態について説明する。
図１０は、本発明の第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
図１０に示す、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２が、スイッチング制御により導通または遮断されるコレクタ端子とエミッタ端子を直列に接続したＩＧＢＴＱ３及びＩＧＢＴＱ４、更にＩＧＢＴＱ３のコレクタ端子とエミッタ端子間に逆並列に接続された整流用ダイオードＤ１とＩＧＢＴＱ４のコレクタ端子とエミッタ端子間に逆並列に接続された整流用ダイオードＤ２に変更されている。
【００４６】
また、同様に、前記第１の実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱｒ１とＭＯＳＦＥＴＱｒ２、及び共振用インダクタンスＬｒからなる補助回路Ｈ１が、ＩＧＢＴＱｒ３、Ｑｒ４と方向制御用ダイオードＤｒ１、Ｄｒ２、及び共振用インダクタンスＬｒからなる補助回路Ｈ２に変更されている。
ここで、補助回路Ｈ２は、エミッタ端子同士を接続した２個のＩＧＢＴＱｒ３、Ｑｒ４に、それぞれ逆並列に方向制御用ダイオードＤｒ１、Ｄｒ２を接続し、更に、共振用インダクタンスＬｒを２個のＩＧＢＴＱｒ３、Ｑｒ４に直列に接続して構成する。なお、２個のＩＧＢＴＱｒ３、Ｑｒ４は、コレクタ端子同士を接続した構成であっても良い。
【００４７】
このように、図１０に示す本発明の第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、主スイッチング素子、または補助回路のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴからＩＧＢＴと整流用ダイオードの逆並列接続によるスイッチング回路に変更されただけで、他の部分は、図１に示す本発明の第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと変わりはなく、その基本的な動作は第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと変わりはない。従って、昇圧動作では、特にＩＧＢＴＱ３を遮断状態から導通状態に切り替える際に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振用インダクタンスＬｒとの共振電流によって、ＩＧＢＴＱ３に印加される電圧と流れる電流とを制御し、ＩＧＢＴＱ３のソフトスイッチングを実現する。
一方、降圧動作では、特にＩＧＢＴＱ４を遮断状態から導通状態に切り替える際に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振用インダクタンスＬｒとの共振電流によって、ＩＧＢＴＱ４に印加される電圧と流れる電流とを制御し、ＩＧＢＴＱ４のソフトスイッチングを実現する。
【００４８】
なお、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧、または降圧動作における変換前後の電圧比は、平滑用インダクタンスＬの大きさと、ＰＷＭ制御によるＩＧＢＴＱ３、またはＩＧＢＴＱ４のコレクタ端子とエミッタ端子間の導通と遮断の時間比率（スイッチング信号のデューティー比）で決定される。
【００４９】
次に、図面を用いて、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順と動作の詳細を説明する。
第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順と動作は、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順及び動作と、基本的な部分は変わらないので、説明は異なる部分のみを中心に行う。他の部分は、第１の実施の形態の説明において、ＭＯＳＦＥＴＱ１をＩＧＢＴＱ３、寄生ダイオードＱＤ１を整流用ダイオードＤ１、ＭＯＳＦＥＴＱ２をＩＧＢＴＱ４、寄生ダイオードＱＤ２を整流用ダイオードＤ２と読み替え、また、補助回路においてＭＯＳＦＥＴＱｒ１をＩＧＢＴＱｒ３、寄生ダイオードＱＤｒ１を方向制御用ダイオードＤｒ１、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２をＩＧＢＴＱｒ４、寄生ダイオードＱＤｒ２を方向制御用ダイオードＤｒ２と読み替えることで説明できる。
【００５０】
まず、スイッチング素子が変更されているので、図１０の回路図において、図１の回路図に示したものと異なる各部分の電圧や電流の表記を先に定義する。
電圧の定義は、第１の実施の形態と同様で何も変わらない。また、電流の定義も、平滑用インダクタンスＬや共振用インダクタンスＬｒを流れる電流に関しては変わらない。一方、共振用インダクタンスＬと接続される側からＩＧＢＴＱ３と整流用ダイオードＤ１との並列回路へ流れる向きを正方向として表した電流をＩＱ３、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と接続される側からＩＧＢＴＱ４と整流用ダイオードＤ２との並列回路へ流れる向きを正方向として表した電流をＩＱ４とする。
【００５１】
次に、上記で定義した各部分の電圧と電流の表記に基づいて、まず、図１１から図１３に示す（ａ）モードｃ−１から（ｈ）モードｃ−８までの各状態を示した図と、図１４に示す波形図を用いて、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する。
なお、図１４の波形図では、最下段に示したモード番号が上記のモード番号に対応し、それぞれの波形は、上記の各モードに対応した信号波形を示す。
【００５２】
ここで、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作の制御手順と動作において、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作の制御手順及び動作と異なるところは、まず、（ｃ）モードｃ−３において、整流用ダイオードＤ２が導通し、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬが、全て整流用ダイオードＤ２を流れるようになるところで、ＩＧＢＴＱ４を同時にターンＯＮしても、ＩＧＢＴでは同期整流ができないということである。
従って、この整流用ダイオードＤ２の整流作用により、平滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーが、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１の発生する電圧とともに４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２へ伝えられ、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作となる。
【００５３】
また、ＩＧＢＴＱ４をターンＯＦＦし、定常状態の（ａ）モードｃ−１に戻る準備を始める（ｄ）モードｃ−４において、ＩＧＢＴＱｒ４のみをターンＯＮし、同時にＩＧＢＴＱｒ３をターンＯＮする必要はない。なぜならば、補助回路Ｈ２を流れる電流は、ＩＧＢＴＱｒ４を導通させた場合、方向制御用ダイオードＤｒ１を流れるのみで、ＩＧＢＴＱｒ３を導通させてもＩＧＢＴＱｒ３を流れることはなく、ＩＧＢＴでは同期整流ができないからである。従って、昇圧動作中にＩＧＢＴＱｒ３がターンＯＮ、ターンＯＦＦされることはなく、共振用インダクタンスＬｒに共振電流を流すために、共振用インダクタンスＬｒに流れる共振電流の方向と方向制御用ダイオードＤｒ１の導通方向に対応して、ＩＧＢＴＱ４をターンＯＮして導通させ、共振電流がゼロになった後にＩＧＢＴＱ４をターンＯＦＦして遮断させる。
以上の２点が、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作の制御手順と動作の中で、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作の制御手順及び動作と異なる部分である。
【００５４】
次に、図１５から図１７に示す（ａ）モードｄ−１から（ｉ）モードｄ−８までの各状態を示した図と、図１８に示す波形図を用いて、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を説明する。
なお、図１８の波形図では、最下段に示したモード番号が上記のモード番号に対応し、それぞれの波形は、上記の各モードに対応した信号波形を示す。
【００５５】
ここで、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作の制御手順と動作において、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作の制御手順及び動作と異なるところは、まず、（ｃ）モードｄ−３において、整流用ダイオードＤ１が導通し、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬが、全て整流用ダイオードＤ１を流れるようになるところで、ＩＧＢＴＱ３を同時にターンＯＮしても、ＩＧＢＴでは同期整流ができないということである。
従って、この整流用ダイオードＤ１の整流作用により、平滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーが、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１へ伝えられ、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作となる。
【００５６】
また、ＩＧＢＴＱ３をターンＯＦＦし、定常状態の（ａ）モードｄ−１に戻る準備を始める（ｄ）モードｄ−４において、ＩＧＢＴＱｒ３のみをターンＯＮし、同時にＩＧＢＴＱｒ４をターンＯＮする必要はない。なぜならば、補助回路Ｈ２を流れる電流は、ＩＧＢＴＱｒ３を導通させた場合、方向制御用ダイオードＤｒ２を流れるのみで、ＩＧＢＴＱｒ４を導通させてもＩＧＢＴＱｒ４を流れることはなく、ＭＯＳＦＥＴと同じような導通損失を低減する効果がないためである。従って、降圧動作中にＩＧＢＴＱｒ４がターンＯＮ、ターンＯＦＦされることはなく、共振用インダクタンスＬｒに共振電流を流すために、共振用インダクタンスＬｒに流れる共振電流の方向と方向制御用ダイオードＤｒ２の導通方向に対応して、ＩＧＢＴＱ３をターンＯＮして導通させ、共振電流がゼロになった後にＩＧＢＴＱ３をターンＯＦＦして遮断させる。
【００５７】
以上の２点が、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作の制御手順と動作の中で、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作の制御手順及び動作と異なる部分である。
以上説明したように、本発明の第１、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、例えば一方が１２Ｖ系、他方が４２Ｖ系のような電源の間で双方向で電力を効率よく交換することができるので、昇圧用ＤＣ−ＤＣコンバータと降圧用ＤＣ−ＤＣコンバータの２個のＤＣ−ＤＣコンバータを用いる必要がなく、不要な部品が少なくなり小型化できる。従って、車両装置へ搭載する場合などに設置に必要な空間が少なくて済むという効果が得られる。
【００５８】
【発明の効果】
以上の如く、本発明の請求項１に記載の発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作と降圧動作の両方において、第１、第２の主スイッチング素子に並列に接続された２個の緩衝用コンデンサの充放電を、該緩衝用コンデンサと共振回路を形成する共振用インダクタンスに流れる共振電流により制御し、これにより、特に第１、第２の主スイッチング素子のソフトスイッチングを実現し、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングにおける損失の発生を押さえた効率的な動作をさせることができる。
従って、昇圧用ＤＣ−ＤＣコンバータと降圧用ＤＣ−ＤＣコンバータの２個のＤＣ−ＤＣコンバータを利用することなく、１個のＤＣ−ＤＣコンバータで２種類の電圧を得ることができ、更に、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング損失を削減し、熱の発生を押さえることで、回路の小型化することができるという効果が得られる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチングによって発生するノイズを削減したＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるという効果が得られる。
【００５９】
また、請求項２に記載の発明によれば、一方の電源により平滑用インダクタンスに蓄積された電気エネルギーを昇圧、または降圧された電圧として他方の電源に供給し、次に、上述の一方の電源により再度平滑用インダクタンスに電気エネルギーを蓄積する状態へ移行するまでの間に、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する各スイッチング素子の補助回路を利用したソフトスイッチングを実現する。
従って、必要なときだけ補助回路を動作させ、無駄のない制御によりＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチングを実現することができるという効果が得られる。
【００６０】
また、請求項３に記載の発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向の電圧変換動作において、整流機能を担う側のＭＯＳＦＥＴを導通させることにより、ＭＯＳＦＥＴによる同期整流を利用して、電圧降下の少ないＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換動作を実現する。
従って、更にＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生するスイッチング損失やノイズを削減することができるという効果が得られる。
【００６１】
また、請求項４に記載の発明によれば、共振電流を流すための双方向スイッチ回路において、ＭＯＳＦＥＴを２個同時に導通させるので、寄生ダイオード導通時よりも導通損失を低く抑えることができる。
従って、ＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチングを実現する補助回路においても、発生するスイッチング損失やノイズを削減することができるという効果が得られる。
【００６２】
また、請求項５に記載の発明によれば、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作と降圧動作とで変化する共振電流の方向に対応した補助スイッチング素子の交互の導通、遮断動作によって、ＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチング動作を実現する。
従って、補助スイッチング素子の簡単な制御で、効率の良く動作するＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図２】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図３】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図４】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図５】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作におけるモード毎に変化する各部分の波形を示す波形図である。
【図６】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図７】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図８】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図９】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作におけるモード毎に変化する各部分の波形を示す波形図である。
【図１０】 本発明の第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図１１】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図１２】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図１３】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図１４】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作におけるモード毎に変化する各部分の波形を示す波形図である。
【図１５】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図１６】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図１７】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図である。
【図１８】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作におけるモード毎に変化する各部分の波形を示す波形図である。
【図１９】 従来例の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【符号の説明】
Ｖ１ １２Ｖ車両等電源装置
Ｖ２ ＋４８Ｖ車両用電源装置
Ｑ１、Ｑ２、Ｑｒ１、Ｑｒ２ ＭＯＳＦＥＴ
ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤｒ１、ＱＤｒ２ 寄生ダイオード
Ｑ３、Ｑ４、Ｑｒ３、Ｑｒ４ ＩＧＢＴ
Ｄ１、Ｄ２ 整流用ダイオード
Ｄｒ１、Ｄｒ２ 方向制御用ダイオード
Ｃ１、Ｃ２ 緩衝用コンデンサ
Ｃ３、Ｃ４ 平滑用コンデンサ
Ｌ 平滑用インダクタンス
Ｌｒ 共振用インダクタンス
Ｈ１、Ｈ２ 補助回路
Claims (5)
- ダイオードを逆並列に接続した第１、第２の主スイッチング素子と、
前記第１、第２の主スイッチング素子の接続点に、一方の端を接続された平滑用インダクタンスと、
前記第１、第２の主スイッチング素子と並列に接続された緩衝用コンデンサと、
前記緩衝用コンデンサに共振電流を流すために、前記平滑用インダクタンスの両端に並列に接続された補助回路と、
を備えた共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記補助回路は、
双方向スイッチ回路と、
該双方向スイッチ回路に直列に接続されるとともに前記２個の緩衝用コンデンサと共振する共振用インダクタンスと、
を有することを特徴とする共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、前記第１、または第２の主スイッチング素子と逆並列に設けられたダイオードを経由して流れている状態において、前記補助回路の共振用インダクタンスを通電状態にし、
前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、前記第１、または第２の主スイッチング素子を経由して流れている状態において、前記補助回路の共振用インダクタンスを非通電状態とした
ことを特徴とする共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの第１、第２の主スイッチング素子がスイッチング制御により導通または遮断される第１、第２のＭＯＳＦＥＴ
で構成され、
前記ダイオードがＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイオード
で構成されている場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、
前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、前記第１、または第２のＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイオードを経由して流れ始める時に、電流の流れる該寄生ダイオードを含むＭＯＳＦＥＴを同時に導通させる
ことを特徴とする共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向スイッチ回路が、
ソース端子同士またはドレイン端子同士を接続した第３、第４のＭＯＳＦＥＴで構成されている場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、
前記共振用インダクタンスに共振電流を流すために、前記第３、第４のＭＯＳＦＥＴを同時に導通させ、
前記共振用インダクタンスに流れる共振電流がゼロになる寸前に、前記第３、第４のＭＯＳＦＥＴの内、共振電流がソース端子からドレイン端子に流れる一方のＭＯＳＦＥＴを遮断させ、
前記共振用インダクタンスに流れる共振電流がゼロになった後に、他方のＭＯＳＦＥＴを遮断させる
ことを特徴とする共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向スイッチ回路が、
スイッチング制御により導通または遮断され導通方向を逆向きに接続した第１、第２の補助スイッチング素子と、
前記第１、第２の補助スイッチング素子のそれぞれと逆並列に接続された第１、第２の方向制御用ダイオードと、
で構成されている場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、
前記共振用インダクタンスに共振電流を流すために、前記共振用インダクタンスに流れる共振電流の方向と前記第１、第２の方向制御用ダイオードの導通方向に対応して、前記第１、第２の補助スイッチング素子のいずれか一方を導通させ、
該導通させた前記補助スイッチング素子を、前記共振用インダクタンスに流れる共振電流がゼロになった後に遮断させる
ことを特徴とする共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
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