KR20070121643A - 솔리드 스테이트 스위칭 회로 - Google Patents

Abstract

솔리드 스테이트 스위칭 회로는 트랜스포머의 1차측에 초기 저장된 에너지가, 스위칭 디바이스가 도전되지 않을 때, 부하로의 에너지의 전달을 위해 트랜스포머의 2차측에 연결된 공명 회로에서 회복되는 회로의 스위칭 디바이스와 직렬인 트랜스포머를 사용한다.

스위칭 회로, DC 파워 소스, 스위칭 디바이스, 트랜스포머, 프리휠링 다이오드, 로드 임피던스, 초크, 다이오드, 트랜스퍼 에너지 저장 커패시터, 트랜스포머 에너지 저장 커패시터, 공명 인덕터.

Description

솔리드 스테이트 스위칭 회로{SOLID STATE SWITCHING CIRCUIT}

본 발명은 비교적 낮은 스위칭 회로 손실 및 솔리드 스테이트 스위칭 디바이스 및 연관된 프리휠링 다이오드의 감소된 턴온/턴오프 스트레스를 가진 솔리드 스테이트 스위칭 회로에 관한 것이다.

솔리드 스테이트 스위칭 다바이스와 연관된 스위칭 손실을 줄이는 위한 일반적으로 받아들여지는 3가지 방법이 있다: (1) 공명 모드 스위칭의 사용; (2) 액티브 스너버 회로의 사용; (3) 스위칭 디바이스와 직렬인 인덕터 및 스위칭 디바이스와 병렬인 스너버 커패시터의 사용.

공명 모드 스위칭은 고정된 시간 동안 스위칭 디바이스를 턴온한다. 출력 파워 스위칭 디바이스의 동작 주파수를 변경함으로써 컨트롤된다. 그러나, 동작 주파수를 변화시키는 것은 일부 패러시틱 파워 회로 오실레이션을 여기시키기 쉽다. 또한, 동작 주파수를 변화시키는 것은 출력 리플 전압 또는 리플 전류를 필터링하여 걸러내는 것을 더 힘들게 한다.

추가의 파워 컴포넌트, 열 싱크, 및 컨트롤 회로를 포함하는 액티브 스너버 회로의 사용은 스위칭 회로의 비용 및 복잡도를 증가시킨다.

도 1은 스위칭 디바이스(SW) 및 직렬 인덕터(L10)를 가진 스위칭 회로를 사 용하는 전형적인 스탭 다운 스위치 모드(벅 쵸퍼) 파워 서플라이(101)를 도시한다. 스위칭 디바이스(SW)는 양극성 트랜지스터, 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT), 또는 전계효과 트랜지스터와 같은, 임의의 적합한 솔리드 스테이트 스위칭 회로일 수 있다. 터미널(1 및 2)은 (도면에 도시되지 않은) 적합한 DC 파워 소스의 출력부에 연결된다. 커패시터(C10)는 DC 소스의 출력 전압에 대하여 리플 필터로써 역할한다. 급속 복구 다이오드로써 일반적으로 주지되어 있는 다이오드 군에서 선택되어진 프리휠링 다이오드(D10)는 디바이스(DW)가 턴오프되었을 때, 직렬 인덕터(L20)에 전류를 제공한다. 다이오드(Ds), 저항(Rs), 및 커패스터(Cs)는 디바이스(SW)가 최초 턴오프되었을 때, 전류를 전송하는 스너버 회로를 형성한다. 로드(R_L)는 터미널(4 및 5)에 연결된다. 직렬 인덕터(L10)의 사용은 스위칭 디바이스의 크리티컬 턴온 타임 동안 동시적인 고전압 및 고전류를 방지함으로써, 스위칭 디바이스(SW)에 가해지는 스트레스를 감소시킨다. 부가적으로, 직렬 인덕터는 다이오드가 순방향 바이어스에서 역방향 바이어스로 전환하고, 전류 도전이 멈출 때, 역방향 전류의 변화율을 컨트롤함으로써 프리휠링 다이오드(D10)에 가해지는 스트레스를 감소시킨다. 그러나, 직렬 인덕터는 스위칭 디바이스(SW)가 턴오프할 때, 부정적인 영향을 가진다. 직렬 인덕터(L10)는 턴오프 동안 스위칭 디바이스(SW)에 걸친 고전압을 일으킨다. 또한, 인덕터(L10)는 스위칭 디바이스의 턴오프 후에 프리휠링 다이오드(D10) 내의 전류 변화율을 감소시킨다. 이러한 결과는 다이오드(D10)가 스위칭 디바이스(SW)가 턴오프 한 후 즉시 풀 전류를 전달할 수 없게 한 다. 인덕터(L20)는 전류를 흐르도록 포싱하기 때문에, 일부 전류 경로가 제공되어야 한다. 일반적으로, 저항(R20)과 직렬인 제2다이오드(D20)는 8 내지 10 마이크로초(μs)의 비교적 긴 시간 동안 다이오드(D10) 내의 전류가 증가하는 동안 전류에 대한 병렬 경로를 제공하도록 요구받는다. 직렬 인덕터의 사용과 연관된 문제점들은 비교적 높은 스위칭 손실 및 추가 회로의 비용에서 극복될 수 있다.

일 형태에 있어서, 본 발명은 종래의 직렬 인덕터의 이점을 달성하고, 부가적으로, 트랜스포머의 2차측에 연결된 공명 회로를 수단으로 트랜스포머의 1차측에 최초로 저장된 에너지를 복구하기 위해, 스위칭 디바이스와 직렬인 트랜스포머의 1차측을 사용하는 솔리드 스테이트 스위칭 회로를 제공하는 방법 및 장치이다.

다른 형태에 있어서, 본 발명은 스위칭 디바이스 및 급속 복구 다이오드의 상당한 디레이팅 없이 그 리버스 di/dt 레이팅된 값을 넘지않는 스위칭 디바이스 및 급속 복구 다이오드를 가진 솔리드 스테이트 스위칭 회로를 제공하는 방법 및 장치이다.

본 발명의 다른 형태는 본 명세서 및 첨부된 청구항에 설명된다.

본 발명을 설명하기 위한 목적으로, 바람직한 형태의 도면이 이해를 위해 도시되어 있어나, 본 발명은 도시된 엄격한 배열 및 수단에 제한되지 않는다.

도 1은 종래기술의 솔리드 스테이트 스위칭 회로의 개략적인 도면이다.

도 2는 본 발명의 솔리드 스테이트 스위칭 회로의 일 예의 개략적인 도면이 다.

도 3은 본 발명의 솔리드 스테이트 스위칭 회로의 일 예에서 사용된 스위칭 디바이스의 턴온 및 턴오프 동안의 예시적인 파형의 도면이다.

도면을 참조하면, 유사한 참조번호는 유사한 엘리먼트를 지시하고, 도 2에 본 발명의 솔리드 스테이트 스위칭 회로(10)의 일 예의 도면이 도시되어 있다. 터미널(1 및 2)은 (도면에 도시되지 않은) 각각 DC 파워 소스의 파지티브 및 네거티브 터미널로의 커넥션 포인트를 나타낸다. 제한이 아닌 예시의 방법으로, DC 소스는 AC-투-DC 브릿지 정류기일 수 있다. 옵션의 커패시터(C1)는 DC 파워 소스로부터의 출력 전압에 대한 AC 리플 필터로써 역할한다.

본 발명의 범위를 제한하지 않는 예시적인 이 예에서, 솔리드 스테이트 스위칭 디바이스(SW)는 트랜스포머(T1)의 1차측 및 프리휠링 다이오드(D1)와 함께 직렬 회로를 형성한다. 트랜스포머(T1)의 제1 및 제2권선에 인접한 점은 권선의 파지티브 극성을 나타낸다. 디바이스(SW)는 특정 어플리케이션에 대하여 적합한 양극성 트랜지스터, 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT), 또는 전계효과 트랜지스터와 같은 임의의 솔리드 스테이트 스위칭 디바이스일 수 있다. 선택된 스위칭 디바이스에 적합하고 주지되어 있는 (도면에 도시되지 않은) 적합한 게이트 회로는 스위칭 디바이스(SW)를 위해 제공될 수 있다. 이 게이트 회로는 스위칭 디바이스의 턴온 및/또는 턴오프를 컨트롤한다. 프리휠링 다이오드, 트랜스포머의 제1권선 및 스위칭 디바이스의 직렬 조합을 포함하는 회로는 터미널(1 및 2)에 걸쳐 연결된다. 부하(R_L)는 도 2에 도시된 바와 같이 터미널(1 및 5)에 연결된다. 저항성 부하가 도시되어 있으나, 다른 임피던스 특성을 가진 부하가 사용될 수 있다. 부하(R_L)는 부하 전류의 연속적인 흐름을 제공하는 초크(L2)와 직렬로 연결된다. 로드 임피던스 및 초크의 직렬 조합을 포함하는 회로는 도 2에 도시된 바와 같이 터미널(1 및 3)에 걸쳐 연결된다.

도 3은 도2에 도시된 회로에 대하여 시간에 대하여 변하는 전압 및 전류 크기를 도시되어 있고, 스위칭 디바이스(SW)는 도전 상태를 위한 턴온에서 비도전상태를 위한 턴오프로 변환한다. 스위칭 디바이스(SW)가 턴온하기 전에, 전류는 부하(R_L), 초크(L2), 트랜스포머(T1)의 1차측, 및 다이오드(D1)에 의해 형성된 회로 경로로 흐른다. 디바이스(SW)가 도 3의 시간(t₁)에 도시된 바와 같은 도전 상태를 위한 턴온하기 위해 초기에 게이팅될 때, 트랜스포머(T1)의 1차측에 걸린 (터미널(1 및 2)에 걸린) 버스 전압 및 전류(I_D1)는, 트랜스포머(T1)의 1차측 및 다이오드(D1)를 통해, 감소되기 시작한다. 전류는 쵸크(L2)에서 비교적 일정하기 때문에, 전류(I_D1)의 강하는 스위칭 디바이스(SW)를 통해 흐르는 전류(I_SW)의 증가를 야기한다. 전류(I_D1)는 버스 전압을 트랜스포머(T1)의 인덕턴스로 나눈 값과 대략 동등한 비율로 강하한다. 여기에 사용된 본 발명의 일 설명예에 대하여, 600 볼트 DC의 버스 전압, 2.0μH의 트랜스포머 인덕턴스를 가지고, 전류(I_D1)의 변화율은 마이크로초 당 네거티브 300 암페어일 것이다. 트랜스포머(T1)의 1차측 및 다이오 드(D1)를 통한 감소되는 전류는 제로 전류를 통해, 다이오드가 시간(t₂)에서 그것의 상대적으로 작은 역방향 누설 전류로 복구할 때까지, 다이오드(D1)를 통해 (도 3에 도시되지 않은) 역방향 전류로 패싱한다. 그 시간에서, 다이오드(D1)는 전류를 차단하고 그 터미널에 걸린 전압을 지지하고, 디바이스(SW)는 풀 로드 전류(I_SW)를 전달한다. 시간(t₁)에서 시간(t₂)까지, 스위치 디바이스(SW) 및 다이오드(D1)는 그들의 터미널에 걸린 고전압을 가지지 않는다. 트랜스포머(T1)의 1차측에만 고전압이 걸린다.

스위칭 디바이스(SW)의 턴오프는 시간(t₄)에서 개시되어, 시간(t₆)까지 비도전 상태로 전환된다. 디바이스(SW)가 전달하는 전류는 커패시터(C3) 및 다이오드(D4)를 통해 로드 임피던스로 다이버팅되고, 도 2 및 도 3에서 전류(I_C3)로 지시되어 있다. 커패시터(C3)의 충전은 아래에 설명되어 있다. 1차측 트랜스포머 터미널(2')이 1차측 트랜스포머 터미널(1') 보다 더 높은 전압이도록 트랜스포머(T1)의 1차측이 바이어싱될 때까지, 이 전압은 비도전인 디바이스(SW)에 걸쳐 증가한다. 트랜스포머의 1차측이 이렇게 바이어싱되었을 때, 전류는 트랜스포머의 2차측을 흐르기 시작하고, 다이오드(D2) 및 커패시터(C2)를 통과한다. 오퍼레이팅 스위칭 주파수에서, 트랜스포머(T1)의 2차측은 커패시터(C2)에 의해 효과적으로 쇼트 회로가 된다. 다이오드(D1)는 트랜스포머(T1)의 손실 인덕턴스와 동등한 인덕티브 임피던스와 직렬로 연결된다. 현재의 예에 대하여, 트랜스포머(T1)의 1차 권선의 임피던스는 0.1μH 이하이다. 트랜스포머의 1차측과 트랜스포머의 2차측 사이의 크로즈 커플링은, 전형적으로, 디바이스(SW)에 걸친 전압의 크기를 (터미널(1 및 2)사이의) 버스 전압 및 커패시터(C2)에 걸린 전압의 합에 트랜스포머(T1)의 권선비를 곱한 값으로 제한된다. 프리휠링 다이오드(D1)는 순방향 바이어싱 컨덕션으로 재빨리 구동된다. 1차 권선의 인덕턴스가 본 특정 예에서 20배 이상 감소되었기 때문에, 전류(I_D1)는 1/20의 시간에 최대값으로 상승한다. 본 예에 대하여, 1,000 암페어의 최대 스위치 디바이스 전류(I_SW), 250 볼트의 스위치 디바이스 오버 볼트(VOV), 및 0.1μH의 1차 권선 인덕턴스(L)를 가지고, 다이오드(D1)가 풀 컨덕션에 도달하는 시간(ΔT, 도 3의 t7-t4)은 다음의 식으로부터 계산된다:

V_OV=L·[ΔI_SW/ΔT]; 선택된 값을 대입하면,

250V=[0.1×10^-6H]·[(1,000A-0)/ΔT]; 그 결과는,

ΔT=0.4μs이다.

트랜스포머(T1)의 1차 권선에 걸친 실제 전압이 파지티브 오프셋 전압을 가진 쿼터 사이클 사인파 형태일 것이기 때문에, 상기 계산은 간단하다. 현재의 예에 대한 실제 시간은 상기 계산된 값과 대략 동등한 0.44μs이하일 수 있다.

본 발명에서, 종래기술 도 1에서 사용된 제2다이오드(D20)는 1차 권선과 직렬인 다이오드가 다이오드(D1)에 대한 짧은 시간 간격(ΔT)으로 인해 도전이 시작될 때까지 전류를 전달할 필요가 없다. 상술한 바와 같이, 도 1의 종래 기술에 대하여, 다이오드(D1)에 대응하는 시간 간격(ΔT)는 8 내지 10μs에 속한다.

트랜스포머(T1)의 1차측에서 트랜스포머(T2)의 2차측으로 전달된 에너지는 (트랜스포머 에너지 저장 커패시터라 불리는) 커패시터(C2)에 전하로 저장된다. 후속 스위치 온 사이클이 (도시되지 않은 종래의 게이팅 회로에 의해) 디바이스(SW)의 다음 턴온에서 시작될 때, 커패시터(C2), 인덕터(L1), 다이오드(D3), 및 커패시터(C3)로 구성된 회로는 저장된 전하를 커패시터(C2)로부터 커패시터(C3)로 전달하기 위해 이전 스위치 온 사이클(도 3의 t1에서 t2)로부터 적절히 바이어싱된다. 커패시터(C2), 인덕터(L1, 공명 인덕터), 및 커패시터(C3)는 공명회로를 형성하고, 커패시터(C3)에 걸친 전압은 후속 스위치 온 사이클의 시작에서 네거티브이다. 결과적으로, 이 공명회로는 도 3에 도시된 바와 같이 시간(t3)에서 디바이스(SW)의 턴온 후에 짧게 C3(V_C3)상의 파지티브 전압으로 공명("링")할 것이다. 또한, 다이오드(D3)는 제1하프 사이클 후 공명 회로의 공명을 차단하고, 결과적으로 커패시터(C2, 트랜스포머 에너지 저장 커패시터)로부터 커패시터(C3, 트랜스퍼 에너지 저장 커패시터)로 저장된 전하를 전달시킨다.

후속 스위치 오프 사이클(도 3의 t₄에서 t₇)이 디바이스(SW)의 턴오프에서 시작할 때, 커패시터(C3)에 저장된 전화는 다이오드(D4)를 통해 로드(R_L)로 흐른다. 이러한 모드에서, 스너버 회로 및 디바이스(SW)와 같은 커패시터(C3) 및 다이오드(D4) 기능은 디바이스(SW)의 턴오프 동안 동시에 고전압 및 고전류에 놓이지 않는다. 본 발명의 솔리드 스테이트 스위칭 회로는 복수의 트랜스포머(T1)에 최초 저장된 에너지의 복구를 제공한다(회로 컴포넌트 내의 패러시틱 손실은 제외함). 스위칭 디바이스 내의 손실 감소와 함께, 스위칭 회로의 동작 주파수가 증가되고, 차례로, 연관된 파워 컨포넌트의 비용이 절감되고, 회로의 소음 레벨이 감소될 수 있는 이점이 있다.

제한이 아닌 예시의 방법으로, 도 2에 도시된 본 발명의 솔리드 스테이트 스위칭 회로의 일 예에 대한 선택된 컴포넌트는 다음과 같다:

종래기술의 어플리케이션과 본 발명의 솔리드 스테이트 스위칭 회로의 어플리케이션의 비교는 본 발명의 이점을 보다 더 잘 설명해줄 것이다. 600 볼트 DC의 (터미널(1 및 2)에 인가되는) 입력전압(V_in), 0 내지 200 볼트 DC 범위의 (터미널(1 및 5)에 인가되는) (출력(로드) 전압(V_out), 0 내지 1,000 암페어 범위의 출력(로드) 전류(I_out), 10kHz의 동작 주파수(f)를 가진, 도 1에 도시된 바와 같은 종래의 DC-투-DC 벅 쵸퍼 파워 서플라이를 고려해보자. 고출력의, 급속 복구 다이오드(D10)에 대한 전형적인 설계 요구사항은 리버스 복수 동안 전류의 변화율이 400 암패어/마이크로초 이하로 유지되어야 한다는 것이다. 600 볼트 DC 입력을 가진, 종래의 직렬 인덕터 스위칭 회로를 사용하면, 1.5μH의 최소 인덕턴스를 가진 직렬 인덕터(L10)가 요구되고, 설계 오차는 전형적으로 2.0μH의 인덕턴스(L)를 가진 직렬 인덕터의 보수적 선택을 지시할 것이다. 이러한 어플리케이션에서, 선택된 직렬 인덕터 내의 손실(P_{( IND )loss})은 다음 식으로부터 계산된다:

P_{( IND )loss}=0.5·L·f·[I_out]²; 선택된 값을 대입하면,

P_{( IND )loss}=0.5·[2.0×10^-6H]·[10,000Hz]·[1,000A]²; 그 결과는

P_{( IND )loss}=10,000 와트이다.

이러한 200kW(V_out·I_out) 출력 파워 서플라이에 대하여, 10,000 와트는 스위칭 회로에서의 5 퍼센트 손실을 나타낸다. 간략함을 위하여, 다이오드(D4) 내의 리버스 회복 전류로부터의 손실은 전형적으로 1,000 와트 미만이기 때문에 계산에서 무시된다.

1μs내로 서플라이 입력 전압(V_in) 보다 낮은 스위칭 디바이스에 걸친 전압 상승을 제한하는 것을 요구하는 전형적인 설계를 가진 스위칭 디바이스의 턴오프에서의 스위칭 손실을 줄이기 위해, 도 1에 도시된 종래의 스너버 회로가 사용된다면, 스너버 커패시터(C_s)에 대하여, 1.6μF의 최소 커패시턴스가 요구된다. 또한, 전형적으로 250 오버슈트라 가정하면, 선택된 스너버 커패시터 상의 피크 전압(V_cap)은 850 볼트일 수 있다. 이 어플리케이션에서, 선택된 스너버 커패시터 내 의 최대 손실(P_(CAP)loss)은 다음 식으로부터 계산될 수 있다:

P_(CAP)loss=0.5·Cs·[V_cap]²·f; 선택된 값을 대입하면,

P_(CAP)loss=0.5·[2.0×10^-6μF]·{[600V]²+[250V]²}·[10,000Hz];그 결과는

P_(CAP)loss=4,225 와트이다.

또한, 다비이스(SW)가 턴오프된 후 짧게, 커패시터(CS)가 저항(R_S)을 통해 850에서 600볼트로 방전될 때, 그리고, 디바이스(SW)가 턴온된 때, 커패시터(CS)가 저항(RS)를 통해 600에서 0볼트로 방전될 때, 손실이 발생된다.

결론적으로, 유사한 종래 기술의 어플리케이션은 200kW 출력 파워 서플라이의 대략 7.5퍼센트인 14,225 와트(P_{( IND )loss}+P_(CAP)loss)의 전체 손실을 일으킨다. 전형적으로, 동작 주파수(f)를 2 또는 3kHz로 감소시킴으로써 이러한 높은 레벨의 손실을 감소시킬 수 있다.

상술된 종래기술의 파워 서플라이와 같은 동등한 출력 파라미터를 가지고, 본 발명의 솔리드 스테이트 스위칭 회로를 사용하는 벅 쵸퍼 파워 서플라이를 사용하는 어플리케이션에 대하여, 직렬 트랜스포머(T1)의 선택된 인덕턴스는 2.0μH이고, T1의 누설 인덕턴스는 0.1μH 미만이고, 스너버 커패시터(C_S)의 선택된 커패시턴스는 4.0μF이다. 이 경우에, 전체 스위칭 회로의 손실은 300와트 미만으로 계산될 수 있다.

본 발명의 예는 특정 전기적 컴포넌트에 대한 참조를 포함한다. 당업자들은 본 발명의 원하는 결과를 달성하거나 원하는 컨디션을 생성할 수 있는 동일한 타입이지만 필수적이지 않은 컴포넌트를 빼고도 본 발명을 실시할 수 있을 것이다. 예를 들어, 단일 컴포넌트가 복수의 컴포넌트를 대체할 수 있고, 또는 그 역도 가능하다. 또한, 본 발명을 설명하기 위해 스탭 다운 스위치 모드 파워 서플라이가 사용되었으나, 본 발명의 스위칭 회로는 다른 회로 토폴로지의 어플리케이션을 가질 수 있다.

본 발명의 상술한 예들은 설명을 주목적으로 제공된 것이고, 본 발명의 제한으로써 간주되지 않아야 한다. 본 발명은 다양한 실시예를 참조하여 서술되었으나, 본 명세서에 사용된 단어는 제한의 의미가 아니라 설명과 기술을 위한 것이다. 본 발명은 본 명세서에서 특정 수단, 재료, 및 환경을 참조하여 서술되었으나, 본 발명은 본 명세서에 서술된 특정의 것에 제한되지 않으며, 본 발명은 첨부된 청구항의 범위에 속하는, 모든 기능적으로 동등한 구조, 방법, 및 사용으로 확장된다. 본 명세서를 본 당업자들은 다양한 수정을 가할 수 있고, 변형은 그 형태에서 본 발명의 범위 및 정신을 벗어나지 않고 만들어질 수 있다.

Claims (4)

1. 스위칭 회로로써,

   DC 파워 소스;

   제1 및 제2스위칭 디바이스 터미널을 가진 스위칭 디바이스;

   제1 및 제2의 1차측 권선 터미널, 및 제1 및 제2의 2차측 권선 터미널을 가진 트랜스포머;

   제1 및 제2프리휠링 다이오드 터미널을 가진 프리휠링 다이오드;

   로드 임피던스;

   상기 로드 임피던스와 직렬로 연결된 초크;

   제1다이오드;

   트랜스퍼 에너지 저장 커패시터;

   제2다이오드;

   트랜스포머 에너지 저장 커패시터,

   제3다이오드; 및

   공명 인덕터를 포함하고,

   상기 제2의 1차측 권선 터미널은 상기 제2스위칭 디바이스 터미널에 연결되어 있고;

   상기 제2프리휠링 다이오드 터미널은 상기 제1의 1차측 권선 터미널에 연결되어 있고;

   상기 스위칭 디바이스, 상기 트랜스포머의 1차측 권선, 및 상기 프리휠링 다이오드의 직렬조합은 상기 DC 파워 소스의 출력부에 걸쳐 연결되어 있고;

   상기 로드 임피던스 및 상기 초크의 직렬 조합은 상기 프리휠링 다이오드 및 상기 트랜스포머의 1차측 권선의 직렬 조합에 걸쳐 연결되어 있고;

   상기 트랜스퍼 에너지 저장 커패시터는 상기 제1다이오드의 애노드와 커먼 커넥션을 가지고, 상기 제1다이오드 및 상기 트랜스퍼 에너지 저장 커패시터는 상기 로드 임피던스 및 초크의 직렬 조합과 병렬로 연결되어 있고;

   트랜스포머 에너지 저장 커패시터는 상기 제2다이오드의 캐소드와 커먼 커넥션을 가지고, 상기 권선 트랜스퍼 에너지 저장 커패시터 및 제2다이오드의 직렬 조합은 상기 제1 및 제2의 2차 권선 터미널에 걸쳐 연결되어 있고; 그리고,

   상기 공명 인덕터는 상기 제3다이오드의 애노드에 연결되어 있고, 상기 공명 인덕터 및 제3다이오드의 직렬 조합은 상기 제1다이오드 및 상기 트랜스퍼 에너지 저장 커패시터의 직렬 연결의 상기 커먼 커넥션과 상기 제2다이오드 및 트랜스포머 에너지 저장 커패시터의 직렬 조합의 상기 커먼 커넥션 사이에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 회로.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 디바이스는 절연 게이트 양극성 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 회로.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 로드 임피던스는 실질적으로 저항성인 것을 특징으 로 하는 스위칭 회로.
4. 솔리드 스테이트 회로 스위칭 방법으로써,

   스위칭 디바이스, 트랜스포머의 1차측, 및 프리휠링 다이오드의 직렬 조합을 DC 파워 소스의 출력부와 연결하는 단계;

   상기 스위칭 디바이스가 턴온되지 않았을 때, 로드 임피던스, 초크, 상기 트랜스포머의 1차측, 및 상기 프리휠링 다이오드에 의해 형성된 회로 경로로 제1전류가 흐르도록, 로드 임피던스 및 초크의 직렬 조합을 상기 트랜스포머의 1차측 및 상기 프리휠링 다이오드의 직렬 조합에 걸쳐 연결하는 단계;

   상기 프리휠링 다이오드가 도전되지 않을 때까지 상기 스위칭 디바이스를 통해 제2전류가 증가하는 동안, 상기 제1전류가 감소되지 않도록 상기 스위칭 회로를 턴온시키는 단계;

   상기 스위칭 디바이스가 최초 턴오프된 때, 상기 스위칭 디바이스에 걸린 전압이 2차 트랜스포머에 제4전류가 흐르기 시작하는 레벨까지 증가할 때까지, 상기 로드 임피던스, 상기 초크, 상기 트랜스퍼 에너지 저장 커패시터, 및 상기 제1다이오드에 의해 형성된 회로 경로 내의 제3전류가 증가하도록, 트랜스퍼 에너지 저장 커패시터 및 제1다이오드의 직렬 조합을 상기 로드 임피던스 및 상기 초크의 직렬 조합에 걸쳐 연결하는 단계;

   상기 제1전류가 상기 로드 임피던스, 상기 초크, 상기 1차 트랜스포머, 및 상기 프리휠링 다이오드에 의해 형성된 회로 경로에 흐르도록, 상기 프리휠링 다이 오드를 도전 상태로 구동시키기 위해 상기 트랜스포머의 2차측을 제2다이오드 및 트랜스퍼 에너지 저장 커패시터의 직렬 조합과 연결하는 단계; 및

   스위칭 디바이스가 최초 턴온된 때, 저장된 전하가 상기 트랜스포머 에너지 저장 커패시터로부터 상기 트랜스퍼 에너지 저장 커패시터로 트랜스퍼되도록, 상기 제2다이오드와 상기 트랜스포머 에너지 저장 커패시터의 직렬 조합의 커먼 커넥션, 및 상기 변환 에너지 저장 커패시터와 상기 제1다이오드의 직렬 조합의 커먼 커넥션 사이에 제3다이오드 및 공명 인덕터의 직렬 연결을 연결하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 솔리드 스테이트 회로 스위칭 방법.

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