CN1805274A - 带有稳压电源的多通道、多功率d类放大器 - Google Patents

Abstract

公开了减小扬声器中安装的功率模块的尺寸、重量及热损耗的方法和装置。所公开的实施例在电源及放大器中用高频切换技术代替了传统的线性技术。在这些实施例中，D类切换使用标准部件以低且固定的频率进行，其中通过采用内部误差校正获得了音频性能改进。通过允许100％调制，获得了最大的输出功率，并且简单的限幅检测方案是可能的。公开了具有单个主电源贮存器的半电桥和全电桥，这获得了输出功率的有用分配，同时使得能够使用简化的电源。电源改进包括简化和高效，同时满足该方案的特定系统需求。优点包括：增加的声音输出、减小的失真、更宽的频率范围、较小且较轻的扬声器外壳、以及更低的成本。

Description

带有稳压电源的多通道、多功率D类放大器

本申请要求于2005年1月12日提交的美国临时专利申请No.60/643 733的权益。

技术领域

下面所描述的实施例一般地涉及扬声器，并且具体地说，涉及高频切换技术在扬声器的电源和放大器中的应用。

背景技术

传统的音频功率放大器使用正和负的功率晶体管，这些正和负的功率晶体管连接到正和负的电压幅值，并工作于可变电阻模式以将所希望的正负电流传送到扬声器。使用公知的技术来最小化放大误差。然而，效率固有地受到电阻性损耗的限制，并且在正常输出水平时特别低，其中只有一小部分电源电压传递到负载。通过利用控制电路系统来使用中档电压以减小功率晶体管上的平均压降，可以大大改进效率，但是这增加了复杂度，并引入了新的音频失真源。结果，在扬声器上或内部安装非常高的功率放大器变得不切实际，因为热沉(heatsink)将变得太大，并且风扇冷却的方式由于噪声和灰尘堆积的原因也是不受欢迎的。

一种较新的技术使用“高频切换”来代替不经济的线性功率控制。在这种技术中，将晶体管用作“接通-断开”开关而不是可变电阻器，并且它们的占空因子确定到达负载的电源电压的百分比。这种切换可以是高效的，因为在“断开”时没有电流通过器件，并且在“接通”时器件上的压降非常低，于是避免了高电压和电流的同时耗散，而这是线性解决方案的特征。

已知的要求包括以充分高于最高音频频率的频率来非常迅速地切换以减小在“线性”区域花费的时间，以便允许平均滤波器重构光滑且连续的音频波形。进一步的要求包括将音频信号转换为脉冲宽度调制(PWM)信号的精确“调制器”，其中脉冲宽度调制信号的开/关比精确地代表音频信号的瞬时幅度，其后跟随具有足够的电压和电流容量以传递所希望的功率的高频功率晶体管，其后跟随电感器-电容器输出滤波器，该滤波器对功率脉冲积分，传送音频频带信号，并且减小切换频率。进一步的要求是具有可预测的电压且被相当好地稳压的DC电源，以将切换器件维持在它们的额定值。

现有的D类技术存在如下问题：

a)较差的线性

b)较差的电源抑制(power supply rejection)

c)较差的频率响应

d)由切换动作的不受控制的开始而引起的开-关噪声

e)过载及过热

f)过大的切换损耗

g)过大的切换噪声

h)过大的复杂度和成本

简要讨论这些缺点的原因：(a)因为在整个调制范围上传递函数不是统一的，所以在调制器之后出现各种误差，这导致1％或更多的谐波失真(THD)，而高质量的放大器需要小于0.1％的THD。(b)在使用标准“开放环路”PWM的系统中，PWM比使固定百分比的电源电压到达负载，因此任何电源波动都会出现在输出端。这需要昂贵的完全稳压电源，或者导致输出信号的嗡嗡声以及幅度变化。现有的“误差校正”调制器具有这里将指出的其他缺点。(c)即使在其他方面完美的系统中，L-C输出滤波器具有频率响应以及取决于输出负载阻抗的Q。不同的扬声器、负载情况以及其他条件使得这种负载高度可变，这导致不可预测的高频响应。(d)如果切换不是以特定方式开始和结束，则生成瞬时值，这导致扬声器中出现“噼啪”声。(e)虽然在理论上无损，但是实际的D类方案存在切换次数有限以及电阻性损耗的缺点，由此生成一定的热量。利用正和负的切换晶体管之间微小的“死时间”可以最小化这些损耗，但是这种死时间是较差线性的另一起因。损耗还取决于电流的幅度，因此电流幅度必须被限制在一定的安全水平。其损耗随着温度升高而增加的典型切换器件(FET)的特性使已知的限流方案变得复杂。设置在最大温度处安全的保护限制可能过度限制正常工作温度时的性能。另外，外部的电流监视方案可能由于异常的内部条件而不能够检测到过大的电流。(f)因为切换损耗与切换频率成正比，所以希望以可能的最低频率来进行切换，但是音频性能将会由于应用全面负反馈的复杂性而变差。现有的内部误差校正方案使切换频率随调制深度改变，由此需要增加平均频率以便在音频和切换频率之间维持必要的分离。现有的开放环路方案具有固定的频率，但是具有较差的线性，并且没有内部误差校正，因此还需要高工作频率以允许使用外部负反馈。现有的B-D类方案需要第二输出电感器，并且仍然需要对定时信号进行精确控制以防止长期热损耗。(g)固定频率方案可以使用高度选择性的“陷波滤波器”来减弱切换频率，这对音频通带的影响最小。可变切换频率的方案不能有利地使用这种“陷波器”。(h)一般地，此前通过使用较高的切换频率、优质部件、极其严格的容许偏差、精巧的电路系统、每个单元的手动调谐、完全稳压电源电压以及其他贵重的“暴力”解决方案，已经减小了这些问题的复杂度以及成本。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种D类音频功率放大方法，其中大约80％的功率传送到使用全电桥的低频驱动器，并且大约20％的功率传送到使用半电桥的高频驱动器，并且所述全电桥和所述半电桥根据公共的电源贮存器进行操作，所述方法包括：生成平顶的矩形切换波形，其峰-峰值维持在稳定电平；通过使所生成的波形穿过高频隔离变压器，在至少一个次级线圈电容器贮存器上维持可预测的电压，其中所述变压器具有一个或多个次级线圈，它们的输出由高频二极管进行峰-峰整流，其中每个次级线圈独立对一个实质上不受其他次级线圈的负载干扰的方波电压进行整流，并且所述波形不需要具有任何特定的高低占空因子；以及减小所述切换波形的上下转变速度。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于D类放大的功率转换系统，其被配置为执行包络整流，其中稳压的峰-峰电压在一个或多个隔离的DC贮存器上维持可预测的电压，而无需使用大的串联电感，并且被配置为执行主动箝位，其中所述稳压的峰-峰电压以及受限的高低占空因子产生恒定运行的初级线圈切换波形，所述功率转换系统包括：高频隔离变压器，其带有气隙芯，被设置为产生可预测的分路电感值，其中所述变压器初级线圈的第一端耦合到离线DC贮存器；第一切换晶体管，被配置为将所述变压器初级线圈的第二端耦合到所述DC贮存器的低端；第二贮存器，其箝位初级线圈电压，并产生“增压电压”，通过改变所述第一切换晶体管的通/断比可以将所述增压电压维持在设定电压；足够数量的分路电容，跨放在所述变压器初级线圈两端，从而在每个切换周期结束时所存储的电感电流足以产生向相反幅值的转变，其中在电容器中具有可预测、适中的dv/dt，以获得缓和的切换转变，而在切换晶体管中没有耗散电流。

根据本发明的另一方面，提供了一种功率转换方法，包括：将高频隔离变压器初级线圈的第一端耦合到离线DC贮存器；通过在变压器芯中提供气隙，在初级线圈中维持大的DC电流而不饱和；减小串联电感；通过将第一切换晶体管配置为将所述高频隔离变压器初级线圈的第二端耦合到所述DC贮存器的低端，使初级线圈电流斜线上升；通过在预定间隔之后截止所述第一切换晶体管，将初级线圈电压增加到高于DC贮存器的电平，所述DC贮存器类似于增压转换器；通过将所述电压箝位到第二贮存器，建立“增压电压”，通过改变所述第一切换晶体管的通/断比将所述增压电压维持在设定电压；当切换动作继续时，通过获得限制在所述DC贮存器的下侧与所述第二贮存器的所述增压电压之间的所希望的矩形通-断波形，产生可预测的峰-峰电压；通过在次级线圈一侧对通过变压器线圈耦合的所述电压波形进行整流，在一个或多个隔离的次级线圈电容器上维持可预测的电压；通过产生向相反幅值的转变，获得相对缓和的切换转变，而在切换晶体管中没有耗散电流，其中转变在跨接在所述变压器初级线圈两端的适当大小的分路电容中具有可预测、适中的dv/dt，其中dv/dt由每个切换周期结束时所存储的电感电流引起；以及一种配置，其中：控制器通过使用常规的增压转换器控制功能来维持所述增压贮存器上的电压；通过所述高频隔离变压器耦合到次级线圈一侧的贮存器来加载所述第二贮存器，其中所述增压贮存器电压耦合到所述次级线圈贮存器电压，并且一起进行跟踪。

根据本发明的另一方面，提供了一种D类音频功率放大器，包括根据公共的电源贮存器进行操作的全电桥和半电桥，其中所述贮存器由如下各项来提供：高频隔离变压器，其中变压器芯具有气隙，以初级线圈中维持大的DC电流而不饱和，并且被设置为产生可预测的分路电感值，并且所述变压器初级线圈的第一端耦合到离线DC贮存器；第一切换晶体管，被配置为将所述变压器初级线圈的第二端耦合到所述DC贮存器的低端，以使初级线圈中的电流斜线上升，其中在一定间隔之后截止所述第一切换晶体管，以使初级线圈电压飞升到高于所述离线DC贮存器的电平，所述DC贮存器类似于增压转换器；第二贮存器，其箝位初级线圈电压，并建立“增压电压”，通过改变所述第一切换晶体管的通/断比可以将所述增压电压维持在设定电压，其中：矩形通-断波形限制在所述DC贮存器的下侧电压与所述第二贮存器的所述增压电压之间，产生可预测的峰-峰电压；在所述变压器的次级线圈一侧对通过所述变压器的线圈耦合的所述矩形通-断波形进行整流；在一个或多个隔离的次级线圈电容器上维持可预测的电压；由初级线圈一侧的控制器在限度之内改变所述波形的占空因子，以在所述第二贮存器上针对AC电压的变化维持指定电压，而不影响次级线圈一侧的整流电压；足够数量的分路电容，跨放在所述变压器初级线圈两端，从而在每个切换周期结束时所存储的电感电流足以产生向相反幅值的转变，其中在所述分路电容器中具有可预测、适中的dv/dt，以获得缓和的切换转变，而在切换晶体管中没有耗散电流。

根据本发明的另一方面，提供了一种向D类放大器提供时钟的半电桥D类音频放大方法，所述方法包括：利用系统时钟信号同步至少一部分过程；通过对所述时钟信号积分形成三角形信号；高速比较器使用音频输入信号，将所述三角形信号脉冲宽度调制(PWM)为可变占空因子的方形信号；对调制后的脉冲进行积分；将所述放大器在预定的一段时间内保持在静音状态，其中禁止切换；在保持期间将输出电源缓缓升高到工作点，以避免由于在切换开始时突然出现平均DC电压而引起的大的接通瞬变；在保持期之后继续切换；将半电桥输出反馈到放大器输入；从切换后的输出反馈到所述积分器，以最小化误差；解耦所述时钟信号的平均DC电压；解耦所述输出反馈的DC分量；解耦来自音频输入部分的任何DC偏移；将平均电压维持为地；并且其中所述比较器输入的DC电压实质上保持在零，并且所述PWM信号在空闲时实质上平均为50％的通/断，在音频输入信号驱动时行程从0到100％，并且其中实质上为50％空闲的条件实质上将切换后的波形放置在地与+Vcc之间的中央，这确保了与Vcc电压无关的实质上对称的峰值输出电压。

根据本发明的另一方面，提供了一种向D类放大器提供时钟的全电桥D类音频放大方法，其中所述D类放大器包括一对半电桥切换部分，所述方法包括：将负载差分连接在这对半电桥切换部分的驱动输出之间；利用系统时钟信号同步至少一部分过程；通过对所述时钟信号积分形成三角形信号；高速比较器使用音频输入信号，将所述三角形信号脉冲宽度调制(PWM)为可变占空因子的方形信号，该信号具有互补的输出相位；对调制后的脉冲进行积分；将所述放大器在预定的一段时间内保持在静音状态，其中禁止切换；在保持期之后继续切换；将来自全电桥输出的差分信号反馈到差分放大器输入；将来自切换后的输出的差分信号反馈到所述积分器，以最小化误差；解耦所述时钟信号的平均DC电压；解耦所述输出反馈的DC分量；解耦来自音频输入部分的任何DC偏移；利用DC伺服电路将平均差分输出电压维持在实质为零；并且其中所述比较器输入的DC电压实质上保持在零，并且所述PWM信号在空闲时实质上平均为50％的通/断，在音频输入信号驱动时行程从0到100％，并且其中实质上为50％空闲的条件实质上将切换后的波形放置在地与+Vcc之间的中央，这确保了与确切的Vcc电压无关的实质上对称的峰值输出电压，并且确保了在负载两端实质上为零的平均差分电压。

附图说明

图1示出了电源(稳压电源)。

图2示出了时钟电路和半电桥放大器(系统时钟及半电桥输出通道)。

图3示出了全电桥放大器(全电桥输出通道)。

具体实施方式

在下面的详细描述中，首先介绍关于目的的概要。随后，公开更详细的一组条件及必要元件，最后，使用附图来介绍和描述所公开的解决方案的实施方式的某些示例。

一般地，切换系统由于具有多个信号转换、特殊的信号处理以及用于驱动FET栅极以及维持有序操作的子系统，因此是复杂的。虽然随着商用器件的发展已经缓解了这些问题中的某一些，但是下面公开的解决方案是简单、廉价且鲁棒的。

现在将描述本发明的各个实施例。下面的描述提供具体的细节，以便彻底理解并实现这些实施例的描述。然而，本领域的技术人员应该理解，没有这些细节中的许多细节也可以实施本发明。另外，可能没有示出或详细描述某些公知结构或功能，以避免不必要地模糊各个

实施例的相关描述。

在下面进行的描述中所使用的术语应该以其最广的合理方式来解释，即使该术语是与本发明的特定实施例的详细描述相结合使用的。下面甚至可能强调某些术语；然而，任何应该以任何受限方式解释的术语将在这一部分的详细描述中明确且特别地指出。

这里对本发明实施例及其应用的描述是说明性的，而不是要限制本发明的范围。对实施例进行变化和修改是可能的，并且本领域的普通技术人员将知道这里所公开的实施例的可行替代方案或者各种元件的等同物。可以对所公开的实施例做出这种变化和修改而不脱离本发明的范围和精神。

改进的线性

不是去除众多的次要问题，一种用来改进线性的已知解决方案是应用某种形式的误差校正，例如负反馈。经常采用围绕整个放大器的全局反馈，这取得了一些效果，但是输出滤波器的相移以及将切换噪声耦合回到信号路径中的趋势限制了可以应用的反馈数量。这里，所公开的实施例在切换部分内使用“局部”反馈。这种方案监视实际的切换电压(包括所有误差)，将其耦合回到对这些误差进行积分的精确电路，并且以减小这些误差的方式来使PWM调制器的占空因子在数个周期中改变。

这种方法使线性改进了一个数量级，这产生了高保真度的结果。这种方法还减小了对电源电压的灵敏度，这是被校正的数个误差之一。切换频率依附到精确的晶体控制时钟，这样固定了频率并且允许使用输出陷波器来减小输出端的切换残留。

改进的电源抑制：

由于电源纹波引起的误差大大减小，并且可以使用不那么昂贵的电源方案，其只需要将电源电压维持在器件额定值所确定的合理范围之内。

改进的频率响应：

使用L-C“陷波器”来减小切换频率的能力不需要级联的多极点输出滤波器，这允许使用最大数量的全局负反馈。可以主要调谐这种反馈来减小高频时输出电压相对负载情况的波动，因为已经通过内部误差校正改进了整体的线性。

控制通-断噪声

即使利用普通装置减弱输入信号，如果随机开始或停止切换，则L-C滤波器还是会经历阶跃输入，因此将产生听得见的输出瞬时值。然而，在使用通用输出电感器的标准切换放大器中，在空闲时，高频纹波电流穿过每个切换周期中间的零点。如果在这一时刻开始或停止切换，则系统“啮合”或“脱离”，而不会在电感器中存在任何残留能量。因此，本发明的某些实施例在时钟系统中结合了逻辑，以将异步的RUN-MUTE命令转换为与切换周期的中心同步的命令。

防止过载和过热

在输出滤波器之后可以测量电流(困难程度不同)，但是这忽略了可能在输出滤波器之前流动的某些高频电流。例如，如果异常操作使输出滤波器谐振，则可能出现这种电流，因此希望防止这种条件以及普通的外部过载。另外，在全电桥的拓扑(由于各种实际的原因，这种拓扑常常是受欢迎的)中，不存在以地为参考的输出端子(感应电阻器位于此处是方便的)。FET类型的切换晶体管具有随温度增加的导通电阻，并且在温度升高时引起更高的损耗，这导致潜在的“失控”条件。另外，外部电流监视方案受到输出滤波器相移的困扰，由此增加了将过流反馈信号耦合回到放大器中而不引起振荡的难度。

因此，希望在输出滤波器之前的FET自身之内测量电流。这里所公开的一种方法只在“导通”期间测量FET上的压降，并且在其超过阈值时使用该电压作为过流反馈信号。这避免了输出滤波器的相移，测量了包括内部过电流在内的所有电流，并且除了其他优点之外，还具有在FET发热时自动减小允许输出电流的优点，由此允许在任何特定温度时流过最大的安全电流。因为扬声器音圈阻抗也随着温度增加而升高，这产生了所希望的“跟踪”行为，其中最大峰值电流可用于突然的声音极高点，而不会存在由于持续过载而长期烧毁的风险。

减小的切换损耗

几种特征(尤其是固定频率的误差校正调制器)的组合允许切换频率与现有技术相比减小50％或更多，同时仍然改进了音频性能。这本身就大大减小了切换损耗。

通过使放大器适应典型的高输出扬声器的特性可以进行进一步的改进。这种扬声器通常对低频使用高功率直接辐射器，并且对高音(频率分集在1kHz与2kHz之间某处)使用较低功率但是更有效的压缩驱动器。因此，将整个功率放大器分为两部分是有利的。一个部分被最优化来将大约80％的系统功率传送到低频驱动器，其中该驱动器使用全电桥拓扑，并且以相对低的频率(例如，125kHz)切换，这支持直至大约10kHz的良好音频性能。其余20％的功率传送到高频驱动器，该驱动器使用半电桥拓扑，根据相同的主电源幅值运行，并且以较高频率(例如，250kHz)切换，这足以获得直至20kHz的优越音频性能。

本发明的实施例公开了这样的具体技术：同步两个放大器部分，根据最小成本的公共电源贮存器(reservoir)操作这两个放大器部分，将半电桥放大器耦合到高频扬声器而不具有通/断瞬时值，由此最优化它们各自的效率。现有技术或者使用带有无源分频网络的单个放大器，这牺牲了性能和净空(headroom)，或者使用具有类似构造的双重放大器，这不能最优化每个扬声器的功率以及频率范围。

减小的切换噪声和应力

如上所述，通过使用固定的切换频率，在扬声器线路预期较长时可以使用选择性陷波器，或者至少可以采用更精确校准的输出和反馈滤波器频率。在全调制附近切换频率减小的现有方案在全输出时将发射较多的切换干扰，这将干扰有序的反馈。这种方案常常局限于小于全调制的情况，这牺牲了潜在的输出功率。这种实践也大大降低了极高功率时的效率。可以使上述多通道系统严重限幅，而没有讨厌的交调失真，因为高低频率是分别放大的。允许达到100％调制的系统在限幅时不会切换，这样可观地减小了高平均应力时的切换损耗。

减小复杂度和成本

已经设计了一种全面的体系结构来从根本上减小总的系统成本。全电桥和半电桥放大器利用单个公共电源贮存器，这样最小化电源复杂度，并且避免了在带有分离的正负贮存器的半电桥放大器中出现的“对侧过量充电(off-side overcharge)”问题。在某些实施例中，两个放大器使用相同类型的切换晶体管，并且这些晶体管工作于类似的应力水平。内部误差校正反馈允许使用欠完美的电源，这样获得了如下所述的某些节约。

电源的改进

AC-DC电源转换器是任何功率放大器中的主要子系统，因此目标之一是减小它的成本。上述双功率放大器体系结构根据单个电容贮存器进行操作，这本身就是大大的节约。使放大器对电源变化的灵敏度减小，现在可以简化稳压的技术，并且使用创新的电源设计。

电源要求

尽管AC线路电压变化，还是希望电源保持恒定电压。这稳定了输出功率，因此稳定了放大器部分的电压应力。还希望电源在某一区域(可以波动到标称值之上20％以及标称值之下30％)的AC电压特性的整个范围中安全且高效地工作。

无论主电源在0％到100％负载中是哪一种情况，还希望维持低压辅助电源的足够的稳压，并且希望在“待机”或无声条件期间完全停止放大器切换，因为这将损耗减小为零。这将主电源上的负载降低为零，但是诸如输入检测或网络监视之类的辅助电路可能仍然是有效的。通常从主要的次级线圈进行整体电压反馈；但是在空载时，许多传统的转换器将它们的切换活性降低为零，由此不能支持辅助电源。因此，非常希望在主要和辅助部分之间进行良好的交叉稳压。

电源包括提供功率放大器所使用的能量的额外切换转换器。因此，其效率同样在考虑之列。

简化的磁结构

电源需要隔离变压器来产生希望电平的次级电压，同时具有安全的隔离以满足严格的稳压要求。大多数高功率电源还使用大的电感器作为它们的转换及滤波系统的一部分。希望将这两种元件组合以降低成本并加快制造。

初级线圈一侧的控制和启动

实际的电源必须在施加AC电源时自动启动。商用控制器芯片提供“点滴式启动(trickle-start)”能力以发起操作，并且通常从功率变压器上特定的线圈获得它们持续工作的功率。希望消除这种必须与所有其他线圈隔离的低功率线圈。

初级线圈一侧的稳压

如上所述，数个次级电压中哪一个应该提供稳压信号并不明显。另外，用于将稳压信号从次级线圈耦合到初级线圈一侧的方案必须满足严格的隔离要求，并且表现出潜在的故障点，这可能导致电源控制的完全失控。因此，优选地，使用对控制器芯片的可靠电阻反馈来在初级线圈一侧的单个主点处调节电压。这提供了更好的AC线路稳压。如果电源具有足够的交叉稳压，则该电压将可靠地传递到所有次级线圈，而只存在取决于各自负载程度的中等及可解决数量的“下垂(sag)”。

EMI的减小

高频切换转变能够生成严重的射频干扰。这种“EMI”受到稳压的限制。D类放大器必须非常快地进行转变，以满足音频性能需求，但是因为它们从隔离的次级线圈一侧的电源工作，所以通过使用良好的实践，高频电流可以抑制，并且进行再循环，而不会过多的发射出来。然而，初级线圈一侧的电源开关必须在某种程度上耦合到AC线路，并且它们的切换干扰可能难以抑制。由此，理想的电源应该相对缓和的进行切换转变，并且使得到的电流尽可能多的自消除。

“ERAC”电源的简要描述

下面描述的包络整流、主动箝位电源方案可以满足上述目标。

总体目标

通过准备如下条件，可以满足上述目标的组合：

1.切换波形应该是平顶(flat-topped)的矩形波形，控制电路将其峰-峰值维持在稳定电平。这是因为平顶的波形不需要串联电感来进行高效整流。

2.这种电压波形穿过高频隔离变压器，该变压器具有一个或多个具有所希望的匝数比的次级线圈，其输出是由高频二极管进行整流的峰-峰值，这样在一个或多个次级电容器贮存器上维持可预测的电压。这种波形不需要具有任何特定的高低占空因子，因为只有峰-峰电压是必要的。因为每个次级线圈独立对其自身的方波电压进行整流，基本上不受其他次级线圈上负载的干扰，所以这种系统产生良好的交叉稳压。

3.实际上，高低比应该保持在例如大约20％与80％之间，因为较窄的脉冲需要过大的峰值电流来传送给定数量的能量。

4.可以减小转变速度而不会引起切换损耗，这样减少了高频谐波和EMI的生成。这是可能的，因为电流只在波形处于其峰值电压时流动，并且在上下转变期间不流动。

目标的实现方式

下列元件的组合满足上述条件：

1.高频隔离变压器，使用普通的合适材料，例如具有铜箔线圈的铁氧体芯。

2.为变压器芯提供气隙，从而其可以在初级线圈中维持实质的DC电流而不饱和，并且这被设置为产生可预测的分路电感值。

3.通过常规手段减小串联电感，但是可以容纳合理的“泄漏电感”的残留而不会有恶劣的影响。

4.将变压器初级线圈的一端耦合到离线的DC贮存器(例如，200-400Vdc)。

5.配置第一切换晶体管，以将另一初级线圈端耦合到所述贮存器的低端，使电流在变压器的初级线圈电感中斜线上升。

6.在一定间隔之后截止第一切换晶体管，其中带电电感器的正常动作使电压飞升到高于离线贮存器的电平。这种动作类似于公知的增压转换器。

7.将该电压箝位到第二贮存器，通过改变第一切换晶体管的导通/截止比，来建立可以维持在设定电压(例如，520V)处的“增压电压”。

8.在切换活动继续时，获得限制在初级线圈贮存器的低侧与增压电压贮存器之间的所希望的矩形通-断波形，这样产生可预测的峰-峰电压(例如，520V)。

9.对该电压波形进行整流，该电压波形是通过变压器次级线圈侧的线圈耦合的；在一个或多个隔离的次级电容器上维持可预测的电压。重要的是，注意初级线圈一侧的控制器可以在限制范围内改变该波形的占空因子，以在增压贮存器上针对AC电压的变化维持指定电压(例如，520V)，而不影响次级线圈一侧的整流电压。

10.用与第一切换晶体管交替控制的第二切换晶体管代替二极管箝位。这是因为，由于泄漏电感，在所有实际变压器中都存在少量不流向负载的未耦合能量，这必须被箝位到增压贮存器以避免破坏性的电压毛刺。然而，简单的二极管箝位到增压贮存器只是将能量耦合到贮存器中，因此将使其电压升高而没有限制，除非加入某些装置来对其放电。通过用第二切换晶体管来代替二极管箝位，解决了这一问题，而无需使用浪费的分泄电阻方案，其中与第一切换晶体管交替地控制第二切换晶体管。这种技术称作“主动箝位”。

11.主动箝位包括常规构造的第二高频切换FET，但是其尺寸可以远小于第一开关。当第一开关断开时，初级线圈电压飞升到增压贮存器，随之箝位电流通过第二开关的内在二极管流回增压贮存器。在一短暂、非临界的时期之后，第二开关接收其导通信号，并且呈现双向低阻状态。当泄漏能量释放到增压贮存器时，增压贮存器电压爬升。在某时刻，其电压超过从次级线圈反射回来的电压，该电压被其整流器箝位到次级线圈贮存器中。因为主动箝位开关现在是接通的，所以增压贮存器上多余的能量通过该开关并且通过变压器向前流动，于是加到到达负载的能量中，并且对增压贮存器放电，直至其与反射的输出电压匹配。因此，使得增压贮存器的电压跟踪输出电压，因此，其可以用作稳压器控制系统的初级线圈一侧的参考电压。在控制器系统所确定的持续时间结束时，第二开关断开。如果适当布置元件值和持续时间(如下所述)，则初级线圈分路电感器中的电流将反转，因此使初级线圈电压回到零，而没有耗散，随之接通第一开关以开始下一周期。

12.在变压器初级线圈上放置适量的分路电容，从而在每个切换周期结束时所存储的电感电流足以产生向相反幅值的转变，其中在电容器中具有可预测的、适中的dv/dt，于是获得相对缓和的切换转变，而在切换晶体管中没有耗散电流。还可以如此布置：对通过该电容器的电流进行整流，并且使用该电流来对控制器电路供电，这样会带来下面将更详细描述的系统好处。因此，这种系统的另一优点是可能获得零电压、无损切换，并具有良好受控的上升和下降时间，以减小EMI。

13.将该系统视为在电压-电压转换器上添加的增压转换器是有利的。由为此目的设计的商用控制器IC来维持增压贮存器上的电压，并且常规的增压转换器控制功能适用。同时，通过变压器耦合到次级线圈一侧的贮存器来加载增压贮存器；因为切换电压是矩形的，并且只存在最小的串联电感，所以增压贮存器电压紧密耦合到次级线圈贮存器电压，并且它们都共同跟踪。如前所述，如果离线电压和增压电压保持在所希望的比例(例如，4∶1的比例)是有利的，从而切换波形的高低比保持在这些限制之内，并且峰值电流保持合理。这是针对离线电容器的200-400V的范围选择例如520V的增压电压的原因。这种选择的另一优点是，这种通/断比可以与连接到低成本“单端”控制器IC的简单栅极驱动变压器相耦合，于是以最小成本来驱动第二开关。

总之，所公开的方案包括“包络整流”，其中在一个或多个隔离的DC贮存器上峰-峰电压维持可预测的电压，而不使用大的串联电感，并且采用“主动箝位”来产生恒定运行、具有调节的峰-峰电压以及合理受限的高低占空因子的初级线圈切换波形。

图1的描述

图1是根据本发明实施例的稳压电源的示意图。AC线路电压连接到J1-J2。对于80-140Vac处的操作，使用如图所示的电压倍增器连接。对于160-280Vac处的操作，J2和BR-1应该重新布线为全电桥整流器。这在由C1和C2形成的贮存器端部之间产生相同范围的大约200-400Vdc的未稳压DC电压。

AC检测和使能控制模块使用许多便利的技术来检测AC电压的存在，并激活控制器IC的使能管脚，以便有序地启动和关闭。

根据来自控制器IC(UC3854A)制造商的指示采用R1、R2、R3、R4、C4、C5、C7、R9、R10、R11以及C8，并且使它们在方便的频率(例如，90kHz)处以缓和的启动开始振荡，响应表示进入AC电压的信号，并且电流在电源电路中流动。这使控制器能够执行其对传送到增压贮存器C3的电压进行稳压的主要功能。

本领域的普通技术人员可以替换不同的控制器IC和控制系统，但是使用为增压转换设计的控制器是最方便的。还应清楚，本公开中所使用的具体控制器也是设计来用作功率因数控制器的，并且可以操作ERAC方案(与任何增压转换器一样)，从而在大多数AC周期中从线路抽取实质上与瞬时电压成正比的电流，这样满足高功率因数转换器系统的基本要求。还获得了这种方案的常规权衡：通过ERAC系统的电流在AC周期中的广阔变化、增加输出上的AC纹波、以及减小传递到负载的平均功率。另外，这种方案需要仅仅利用小的高频DC滤波器来进行全波AC整流，由此不能使用对120V操作所示的电压倍增器方案。由于这些原因，虽然这里没有示出，但是将ERAC系统用于高功率因数转换也在本发明的范围之内。

控制器IC的输出是几乎等于其电源电压的可变脉冲宽度信号，该信号通过C9施加到栅极驱动变压器T1。T1的次级线圈以相反极性施加到切换晶体管Q1和Q2的栅极。因为控制器IC的操作使PWM信号在大约20％和80％的占空因子之间变化，并且因为必须将该信号通过栅极驱动变压器AC耦合以防止饱和，所以信号由DC恢复电路(包括C11、D4和R15，以及C12、D5和R12)恢复到大约为-0.6到+10V的限定范围。R13和R14与D6和D7相组合，在互补开关的断开与接通之间产生了可调节的“死时间”。最终结果是，以控制器IC所确定的通-断比来交替驱动Q1和Q2，并且在接通和断开之间具有适中的死时间，在这一段死时间中，所切换的电压可以进行平滑的转变，如下所述。

Q2是“第一晶体管”，它的导通时间确定隔离变压器T2的分路电感中存储的电流。Q1是“第二晶体管”，其将回程能量耦合到增压贮存器C3。根据这种方案的正常操作，施加于C3的电压增压的幅度相对于源电压是Q2的通/断比的函数。C3上的电压通过R6(根据制造商的指令，带有补偿元件)向回反馈，以形成闭合环路系统，其改变Q2的占空因子，以便在C3上维持设定电压。相对于IC的内部电压参考来调节R6、R5和R7的电阻比，以产生比最高输入电压高出至少20％但是在器件额定值下安全的电压，在这种情形中，当系统平衡时C3上大约是520V。

次级线圈整流器结构使用针对栅极驱动器描述的相同“DC恢复”技术，但是功率要高得多。在“下行程”期间，当Q2导通时，进入C17中的电压变低，使其另一端比地低0.6V，使D14参与其中，并且在电容器上放置一定的电荷。在“上行程”期间，C17上升的电压是由峰-峰初级线圈电压以及变压器匝数比所确定的电压，这通过D9对次级线圈贮存器C20充电。因此，将认识到，C20接收的电压始终等于峰-峰电压摆幅(小了两个二极管压降)，并且该电压摆幅是增压贮存器C3上维持的电压的反映，而与由控制器IC在维持该预期电压期间所引起的切换波形占空因子的合理变化无关。

C17的值不是关键的，但是应该如此调整，以便其电压在持续时间最长的单个切换周期中不会过度变化。如果C17太小，则其电压在单个周期中的变化将足以终止电流的流动。在有限的情形中可以利用这种效应，但是不能与这种方案的占空因子特性的宽摆幅很好地协调。为了足够的电流处理以及非常迅速的恢复时间而选择D9和D14。可以替换全波二极管整流方案，而不会实质上改变C17的动作以及峰值整流的效果。

图示了辅助电源，其包括第二线圈，具有正电源(包括C15、D11、D10和C18)和负电源(包括C16、D12、D13和C19)。如上所述，该线圈的峰-峰电压传递到每个滤波器电容器(小了两个二极管压降)。调节C15和C16，以通过电流的变化量，由此执行有用的限流功能，以防止低功率二极管由于局部过载而毁坏。如图所示，正电源将支持至少0.6A，而负电源限制在大约0.2A。以公知的方式应用线性后置稳压器；其损耗由于提供给其的电压的近似稳压而大大减小。

所有电源都具有精确反映稳压的初级线圈电压的无负载电压。当施加负载时，由于二极管、变压器线圈等中较小的压降，出现适量的下垂。这对正确设计的功率放大器是没有危害的，并且可以允许其处于线性稳压器的净空中。然而，一个显著的好处是系统提供了针对AC电压波动的稳压，于是允许针对一定范围的电压来设计所有部件。

C14和R16形成组合减振器(RFI吸收器)和dv/dt控制元件。通过正确调节功率变压器中缝隙的大小，由此控制分路电感的值，可以使变压器初级线圈中的电流在每个开关断开时从中流出。这在断开Q2时的正常事件过程中发生，因为将Q2导通使电感器电流斜线上升。该电流在Q1截止时可以反转不是显而易见的，但是通过正确选择C3、C17的值以及变压器初级线圈电感，这是可能的。应该如此调节这些值，以使得C3最初在Q2的“截止”期开始时充电，随后是放电期(通过Q1和变压器向Q1和变压器电感放电)，放电期持续到最长的切换周期(80％)结束。

这在变压器初级线圈中以正确的极性产生的电流，以使电压转变为相反的幅值。如果在变压器电感中获得正确极性的反转电流以升高及降低电压，将认识到，在变压器输入两端放置一定的电容将导致限定的dv/dt，因此减少生成EMI的高频谐波，而不会在切换器件中耗散任何能量。还应指出，在多个切换周期中，C3上的长期电压自动地调节其自身，以在充电和放电之间维持平衡，于是使C3成为测量整体电压(用于稳压器控制)的可用点。

C14和R16的加入尽管不是ERAC方案所必须的，但是提供了减小EMI的好处。通过针对流过C14的电流来布置整流器电路可以获得进一步的好处。该电路包括D3、D4、贮存器C13以及分路稳压器D8。可以调节C14的大小，以传送电流，以便为控制器电路供电，而不会带来专门的功率变压器线圈的额外开支。因为整流器方案只影响520V行程中的大约15V，所以对减振器控制dv/dt的能力的影响非常小。

根据制造商的指示，“点滴式启动”电阻器R80使电源电容器C10上的电压斜线上升，直至控制器IC超过内部阈值，并开始工作。这导致增大的工作电流，如果外部电源不迅速补充的话，这会迅速耗尽C10。通过使C10实质上大于C13，确保在C10不能关闭控制器的阈值之前由于切换动作的开始而对C13充电，由此通过D1提供稳定的工作电流。应该认识到，这种方案维持了所希望的能量流的平衡，而没有过多的损耗。

控制器方案的工作电流主要由对晶体管栅极进行充电和放电所需的能量确定。这种“栅极充电”主要由器件参数以及开关的工作电压确定。这种相同的工作电压是电流通过C14并最终返回D1的主要决定因素。因此，该方案在宽的工作电压上自动提供适量的控制器电路能量。如果存在例如负载故障这样的任何条件，将会出现另一优点：防止切换电压达到其正常值。如果切换电压没有如愿出现在C14上，则没有充足的能量来维持控制器操作，并且在C10到达控制器的欠压锁闭值时系统关闭。

图2的描述

已经公开了一种具有良好的负载及AC线路稳压的电源，现在开始参考图2描述音频放大电路，图2图示了系统时钟和半电桥输出通道。

图2所示的基本切换电路使用公知的D类技术。商用栅极驱动器模块U12驱动切换晶体管Q3和Q4，晶体管Q3和Q4是针对足够的电压、电流以及速度选择的。这些晶体管在地与+Vcc(在这种情形中设置为+125V)之间切换。这种切换后的波形(其占空因子由调制器改变)通过L1(对脉冲积分)和C32(进一步对切换频率滤波)，这得到了用于连接到扬声器的音频波形，在这种情形中能够将200瓦输入到8欧姆中。

然而，应该清楚，在半电桥的输出处具有大约为电源电压一半的平均DC电压，该电压被C33阻隔，其中C33的大小应该调节为通过高频驱动器感兴趣的频率范围。然而，使用这种公知技术的系统将经历不可接受的接通瞬变，因为在切换开始时平均DC电压将突然出现，这在C33充电时在驱动器中造成大的噼啪声。

一种公知的解决方案是平衡双极电源，但是希望根据公共的单个贮存器来操作所有通道。商用栅极驱动器被设计为接受以较低幅值为参考的信号，于是最方便的贮存器具有以地为参考的下端。因此，加入电阻分压器R33和R34，以缓慢使电压上升到工作点，而不会带来可感知的瞬变，在此期间放大器被下述系统保持在静音(muting)状态。在合适的延迟(例如，1.5秒)之后，可以开始切换而没有可感知的干扰，其经历在时钟方案之后讨论的另一条件。

通过R23从C23的、以地为参考的端部进行全局反馈，以避免DC偏移。非常希望在该反馈环路内包括输出滤波器，因为这提供了对其输出电压进行稳压的手段，与负载如何变化无关。然而，在试图将2极点输出滤波器包括在高环路增益的反馈网络中时，其相移引起公知的问题。因此，将2极点补偿相位前导网络(包括C25、C24、R21和R24)加入到R23，使得能够相对于单极点网络施加更多的反馈。C25、C24和R24的值设置2极点前导网络的频率，将该频率调节为尽可能偏移的与输出滤波器的相移一样多。加入R21以减小反馈回输入中的残留切换噪声的量，而不会大大减小补偿网络在滤波器相移最麻烦的频率处的效果。整个反馈系统的环路增益可以通过控制线性运算放大器模块的增益(例如，通过设置R22)来控制。

一种公知的用来将音频输入转换为PWM脉冲序列的方案使用比较器来检测音频信号穿过三角波参考的时刻，这样生成占空因子随音频信号幅度变化的PWM信号。然后将这种信号连接到上述栅极驱动器和切换系统。使用这种“开放环路”方案，即使利用上述全局反馈，一般也会导致放大器具有0.2％至1％的THD读数；不足以用于高质量应用。调制器之后的误差，例如栅极驱动器中监视定时漂移、电源电压的变化、以及切换晶体管的不同电阻，都会干扰实际的输出信号，于是恶化性能，除非它们每一个都单独具有昂贵且难以制造的详细改进措施。

在本发明的另一实施例中，如图3所示，有利地，向该放大器拓扑以及全电桥拓扑应用额外的局部反馈方案。

调制器系统以来自时钟逻辑的方波信号开始，该信号通过R27施加到C27，调节C27的值，以将方波时钟信号积分为三角波。应该认识到，在电路系统内精心放置的简单电容器不受大多数干扰源的影响，而这些干扰源扰乱其他更精细的三角波发生器的纯度。音频信号通过R25引入，将R25的值设置为相对于时钟输入为高，从而不会扰乱三角波的纯度。高速比较器U7检测音频和时钟信号的这一混合物前向及后向穿越地的时刻，并且将互补的高低栅极驱动信号传送到栅极驱动器模块的两个输入端口。

该系统等价于上述“开放环路”音频至三角波比较器，并且如果保持在这种状态的话，将获得类似的结果。一种出版物公开的改进建议恰好在L-C输出滤波器之前加入R28，其耦合到切换后的输出信号。如果以正确的极性来连接比较器，这将从切换输出将负反馈引入到C27所形成的积分器。根据这一建议，R27和R28必须具有这样的比值，使得来自时钟信号的电流大于来自反馈的电流；这确保了切换频率仍然依附到时钟。以这种方式，可以将除了输出滤波器自身误差之外的所有误差局部返回到调制器，由此使得PWM信号以最小化这些误差的方式来在每个周期之间连续变化。

使用这种技术在整体线性方面至少产生了一个数量级的改进，在大多数工作范围上获得了0.01％至0.05％的THD，而不需要手动调节。

为了在这里所示的半电桥放大器中使用这种技术，加入C28，以解耦时钟信号的平均DC电压，加入C29，以解耦输出反馈的DC分量，C26解耦来自音频输入部分的任何DC偏移，并且在C27周围放置R26，以将平均电压维持为地。这样，比较器输入的DC电压保持在零，并且PWM信号在空闲时平均是50％的通/断，在被音频输入信号驱动时具有从0到100％的行程。50％空闲条件精确地将切换波形放置在地与+Vcc之间的中心，这样确保对称的峰值输出电压，而与确切的Vcc电压无关。

常常希望检测限幅，并且向用户警告系统已经超过其额定功率。C31连接到较低的栅极驱动信号，并且在正常切换期间，通过D16和D15馈送小电流，以维持C30上的电荷。当调制达到0或100％时，系统限幅，切换停止，并且将R29设置为在数个切换周期内耗尽C30。可以通过任何方便的方法来检测这种突变，并且可以用来打开信号灯或监视器标志。应认识到，这种技术只能用于允许达到全调制的放大器。

因为这是半电桥放大器，所以对于以地为参考的输出，可以与来自扬声器的返回串联放置电流感应电阻器R37。调节其值，以在所希望的峰值电流处产生大约0.6伏。Q7、Q8以及R32形成该电压处的双向阈值，将“过流”信号通过Q5和Q6传送到全局反馈节点。这种额外的反馈抵制了电流的任何进一步增加，于是防止了过大的应力。然而，在该电流处的延长操作(可能发生在短路驱动器中)仍然能够使各种功率处理元件过热，因此布置Q9，以将过流标记传送到静音控制模块，该模块在预定的间隔之后传送静音信号。

这种类型的过流保护是有效的，但是存在一些小缺点。在限流期间易于出现小的振荡，并且电流限制不响应于切换器件的温度，但是如果这部分的功率目标适中，并且由于在连接到正常负载时应该从不达到电流限这样的事实，这些限制是可接受的。

商用栅极驱动器IC提供使能输入，其可以用来打开及关闭切换(或者可以布置逻辑来对PWM信号执行相同的功能)。这允许放大器处于零耗散的待机或静音状态，这是对通-断静音、过热或放大器操作的遥控的有价值的响应。然而，不能不冒着在输出滤波器中产生瞬变的风险就随机触发这种输入。本发明的另一目的是说明可以如何开始及停止切换而没有可感知的瞬变。

已经知道，固定频率D类系统为了低的系统噪声的目的需要纯净且稳定的时钟信号，因此使用商用部件U4、R17、Y1、C22和C23来形成晶体控制振荡器，其频率被标准逻辑模块细分。首先利用该分频器链的最终级来为这里所示的半电桥放大器提供同步的250kHz时钟信号，并且为图3的全电桥放大器提供双相125kHz时钟信号。不同步的时钟频率易于在音频频带内产生拍频，这种拍频即使在非常低时也能听到。

注意，只要电源启动，就将时钟信号提供到他们各自的调制器，并且栅极驱动器使能管脚在禁止时使所有切换晶体管保持为“截止”，这有效地断开了输出电感器，其继续确定发起无瞬变通/断操作的正确时刻。注意，输出电感器电流在正负切换时刻达到正负峰值，因此在每个切换周期的中间穿过零点。因为在零电流时可以只断开电感器而不会造成干扰，因此这是开始或停止切换的时间。

这可以通过布置D型触发器U8：1来实现，以便从静音控制模块接受异步静音信号，并且将其同步到来自U8：1的125kHz分频器链的一个输出。因为125kHz转变与250kHz脉冲同步发生，所以这有效地使得只在250kHz时钟的选定沿触发使能管脚。并且因为250kHz时钟脉冲被馈送到积分器C27，并且在零附近使其变高变低，所以其电压在这些沿的中间穿过零，这使得输出开关转变出现在每个时钟脉冲的中间。因此，通过将使能管脚同步到任何时钟沿，使能动作发生在输出转变之间的中央，这正是所希望的。通过使用125kHz时钟，相同的好处适于图3的全电桥放大器。注意，这种方案仅仅适用于外部时钟源的D类系统(其中时钟信号可用)。

图3的描述

图3示出了根据本发明可替代实施例的全电桥输出通道。已经知道，全电桥拓扑自动向给定的负载阻抗传送两倍的电压摆幅，因此传送四倍的功率，并且有利地使用这一事实来使用公共电源将所希望的系统功率(例如，80％)传送到低频驱动器。在该示例中，例如对8欧姆负载可获得800W。上面已经描述了用来将半电桥驱动器耦合到其负载而没有有害副作用的技术。全电桥放大器原则上可以直接连接到其负载，而不需要DC阻隔电容器。然而，“驱动”负载的两端，因此没有方便的位置来放置电流感应电阻器，并且两端都携带为电源一半的平均DC电压。当耦合到系统其他部分时必须克服这些问题。

电源电路使用公知的技术。两个栅极驱动器模块U13、U14以与图2相似的方式利用相反极性的相同信号(从而一个为高时，另一个为低)控制半电桥Q17、Q18和Q20、Q21。电流从电源通过一个半电桥、通过负载、通过另一半电桥并流入地。每个部分都具有输出电感器，如果定时信号足够精确，则这些电感器方便地可以是耦合电感器L2的一半，它们由电容器C53桥接，并且行为整体上如图2所述。

在两个输出之间与C52并联连接负载。因为这一部分只是要用于直至数kHz的操作，所以可以方便地使用较低切换频率(例如，125kHz)，并且将输出滤波器调节为相应的较低频率。减小的切换损耗弥补了由于传送到负载的输出电流增加而引起的较高传导损耗。

注意到在两个半电桥中出现相同的信号，因此只需要连接单个限幅检测器(C50、D19、D20和R21)，其如图2所述工作，并且按比例调整为一半频率。

因为全电桥系统是平衡差分方案，所以必须为全局以及局部反馈提供平衡反馈系统。下面描述这些修改。

在U9:1周围通过R42和R44采取全局反馈到相反极性的反馈节点，并且连接到适当的半电桥，以产生负反馈。C36、C39、R43以及C38、C40、R48和R40形成如图2所述的平衡差分2极点补偿网络。反馈网络应该尽可能对称，但是DC阻隔电容器C35、C37防止较小的电阻容限误差产生DC偏移。U10:2和U10:1产生匹配差分音频信号，以馈送到调制器。

已经结合图2描述了误差校正调制器的一种重要工作模式。然而，为了将这种方案用于全电桥放大器，必须以对称的方式将来自两个部分的误差反馈，因此，所有电路都加倍，成为具有相反的信号极性。匹配积分器C44、C45通过R67、68从U8：2(图2)接收相反极性的125kHz时钟信号。每个积分器通过R60、R61接收各自极性的音频信号。这些电流通过DC阻隔电容器C46、C47耦合到积分器。每个比较器通过R63、R64接收局部反馈，其将来自每个半电桥的音频和DC反馈耦合。

这些反馈信号通过R65、R66分流到相同的负电压。通过使用精确电阻器，两个半电桥的DC偏移由此维持在合理地低的值，并且不受C46、C47另一侧偏移的干扰。快速比较器U11将互补驱动信号传送到栅极驱动器模块，这两个模块之间具有必要的极性反转。DC伺服模块(包括Q10、Q12、R54、R48、R49和C42)检测负载上的任何残留DC偏移，并且返回DC校正项，而不影响音频频带反馈。

如前所述，没有方便的位置来连接电流感应电阻器，因此本发明的另一目的是描述一种以地为参考的方案，用于测量实际切换器件中的电流。另一目的是使这种电流响应于器件温度，从而可以在正常温度时安全处理较大电流，而在晶体管管芯过热时自动减小电流。

注意，所有电桥电流在与Q21串联连接的Q17或者与Q20串联连接的Q18中流动。因此，只需要监视以地为参考的器件Q18和Q21以便查看电桥中流动的所有电流。因此，由相同的电路监视每个较低器件。

一个关键的要求是只要在FET导通时监视FET上的电压并且忽略截止电压(通常等于Vcc)。通过适当处理所采样的导通电压，可以获得与通过器件的电流成正比的信号，该信号可以用来防止输入信号超过特定阈值。

Q18的栅极驱动信号通过D22和齐纳D21连接，从而只有在栅极驱动信号接近满值时才将R73拉高。此时，Q18预期是完全“导通”，并且其电压是感兴趣的。D25被Q18拉低，这将R73拉升为比Q18上的电压大一个二极管压降。该电压通过R75耦合到C51，迅速使其与所测量的电压对齐。当Q18栅极驱动开始变低时，R73被D22断开，因此，在Q18截止时忽略D25正极处的电压上升。因此，C51上积累的电压保持不变，这有效地建立了“采样和保持”系统(在整个切换周期内保持电压测量)。调节R76，以便以一定斜率(与输出电感器中的切换电流类似)减小该电压，这样产生了实际输出电流的精确模拟。Q16将该电压转换为电流，并且从D25加入的电压中减去其结电压，由此产生通过R72的电流，该电流跟踪Q18上的电压，而没有严重的结电压变量。类似的单元连接到Q21。

来自Q16和Q19的每个单元的输出连接到各自的检测器Q13、Q15，它们的发射极由R69、R70、Q14保持在特定的阈值，从而大于该阈值的输出电流作为额外的负反馈耦合到适当的全局反馈节点，这样防止放大器中信号的进一步增加。确切的阈值由R55和R62调节。当过流反馈出现时，这使相同的电流通过Q14，并且当R58上的电压超过0.6V时，Q11导通，将C41上的电压升高为静音控制模块内确定的静音阈值。R50、R53和C41设置延时，从而电流限的较小偏移(在某些音频频率和箱调谐(cabinet tuning)时可能发生)不会不必要地触发静音。

应该认识到，通过有效地限制功率器件上的导通压降，在温度升高时自动获得了所希望的电流限减小。当管芯变热时，导通电阻增加，因此给定电压的允许电流减小。这相应地减小了相关的切换损耗，由此在器件过热时自动减小了总的热应力。

应该清楚，可以使用公知的技术来检测粗略的过压，例如滤波器减幅振荡，这也可以触发保护静音。还可以使静音控制模块响应于内部温度测量，以及关闭放大器的远处命令。还应清楚，放大器电压、限幅信号以及检测到的电流信号可以通过任何方便的方法连接到模拟或数字形式的辅助处理电路，然后可以用来执行各种进一步的信号处理，以增强性能并改进保护。这种操作超出了本发明的范围，但是所公开的信号的外部可用性是本发明范围的一部分。

所公开的实施例包括作为一个总体系统有利地运行的多个单独改进。使用标准部件，D类切换在低且固定的频率处进行，同时通过采用内部误差校正改进了音频性能。通过允许100％调制，获得了最大输出功率，并且简单的限幅检测方案是可能的。示出了修改，以允许半电桥和全电桥利用单个主电源贮存器来安全且有效地工作，由此获得了输出功率的有用分配，同时使得能够使用简化的电源。电源改进包括简化和高效，同时满足该方案的特定方案需求。

结论

除非上下文另外明确指出，在说明书和权利要求中，词语“包括”等应该理解为包含的意思，这与排他或穷举的意义相反；也就是说，是“包括但不限于”的意思。这里所使用的术语“连接”、“耦合”或它们的任何变体意味着两个或多个元件之间的任何连接或耦合，或者是直接的或者是间接的；元件之间连接的耦合可以是物理的、逻辑的、或者它们的组合。

另外，词语“这里”、“上述”、“下述”以及类似词语在本申请中使用时，应该是将本申请作为一个整体，而不是指本申请的任何特定部分。如果上下文允许，在上面的详细描述中使用单数或复数的词语还可以分别包括复数或单数。关于一列两个或多个项目的词语“或”覆盖对该词语的所有如下解释：该列中的任何项目、该列中的所有项目、以及该列中项目的任意组合。

上面对本发明实施例的详细描述不是排他性的，或者要将本发明限制在上面所公开的精确形式。虽然上面为了说明目的描述了本发明的具体实施例和示例，但是在本发明的范围之内可以做出各种等价的修改，相关领域的技术人员将认识到这一点。

这里提供的本发明的教导可以适用于其他系统，而不必是上述系统。可以组合上述元件以及各种元件的行为，以提供更多实施例。

在上面的详细描述的启发下可以对本发明做出改变。虽然上面的描述对本发明的特定实施例进行了描述，并且描述了所认为的最佳方式，但是与上面的描述在文字上看起来如何详尽无关，仍然可以以许多方式来实施本发明。上述补偿系统的细节可以在其实施方式细节中存在相当大的改变，但是仍然包括在这里所公开的本发明之内。

如前所述，在描述本发明的特定特征或方面时所使用的具体术语不应理解为暗示在这里重新定义了该术语，以局限在与该术语相关联的本发明的任何特定特性、特征或方面。一般地，所附权利要求中所使用的术语不应理解为将本发明限制在说明书中所公开的具体实施例，除非在上面的详细描述部分明确定义了这种术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，而且还包括根据所附权利要求来实施或实现本发明时所有的等同方式。

虽然以特定权利要求的形式提出了本发明的某些方面，但是发明人想到了任意数目权利要求形式的本发明的各个方面。因此，发明人保留在提交申请之后添加额外权利要求的权利，以追求本发明其他方面的这种额外权利要求形式。

Claims (25)

1.一种D类音频功率放大方法，其中大约80％的功率被传送到使用全电桥的低频驱动器，大约20％的功率传送到使用半电桥的高频驱动器，并且所述全电桥和所述半电桥根据公共的电源贮存器进行操作，所述方法包括：

生成平顶的矩形切换波形，其峰-峰值维持在稳定电平；

通过使所生成的波形穿过高频隔离变压器，在至少一个次级线圈电容器贮存器上维持可预测的电压，其中所述变压器具有一个或多个次级线圈，它们的输出由高频二极管进行峰-峰整流，其中每个次级线圈独立对一个实质上不受其他次级线圈的负载干扰的方波电压进行整流，并且所述波形不需要具有任何特定的高低占空因子；以及

减小所述切换波形的上下转变速度。

2.如权利要求1所述的方法，通过减小转变速度来减少高频谐波和EMI的生成，其中电流只在所述波形处于其峰值电压时流动，并且在高低转变期间不流动。

3.一种用于D类放大的功率转换系统，其被配置为执行包络整流，其中稳压的峰-峰电压在一个或多个隔离的DC贮存器上维持可预测的电压，而无需使用大的串联电感，并且被配置为执行主动箝位，其中所述稳压的峰-峰电压以及受限的高低占空因子产生恒定运行的初级切换波形，所述功率转换系统包括：

高频隔离变压器，其带有气隙芯，被设置为产生可预测的分路电感值，其中所述变压器初级线圈的第一端耦合到离线DC贮存器；

第一切换晶体管，被配置为将所述变压器初级线圈的第二端耦合到所述DC贮存器的低端；

第二贮存器，其箝位初级线圈电压，并建立“增压电压”，通过改变所述第一切换晶体管的通/断比可以将所述增压电压维持在设定电压；

足够数量的分路电容，跨放在所述变压器初级线圈两端，从而在每个切换周期结束时所存储的感性电流足以产生向相反幅值的转变，其中在分路电容器中具有可预测、适中的dv/dt，以获得缓和的切换转变，而在切换晶体管中没有耗散电流。

4.如权利要求3所述的功率转换系统，其中耦合到离线DC贮存器的所述变压器初级线圈的第一端是200V至400V，并且峰-峰电压是大约520V。

5.如权利要求3所述的功率转换系统，其中通过用与所述第一切换晶体管交替受控的第二切换晶体管来替换二极管箝位以对由于泄漏电感而得到的未耦合能量的任何残留量进行箝位，来实现主动箝位。

6.如权利要求3所述的功率转换系统，其中如此控制所述主动箝位：

断开第一开关，并且所述初级线圈电压飞升到所述增压贮存器电压，于是箝位电流通过第二开关的固有二极管回流入所述增压贮存器中；

在一段相对短的时间之后接通第二开关，并且其呈现双向低阻状态，其中当泄漏能量释放到所述贮存器时所述增压贮存器电压爬升，并且所述贮存器电压超过从所述次级线圈反射回的电压，所述次级线圈由次级线圈整流器箝位到次级线圈贮存器中；

对增压贮存器放电，直至其匹配所反射的输出电压，同时加入到到达负载的能量中，其中所述增压贮存器的电压跟踪输出电压；

当初级线圈分路电感器中的电流反转时断开第二开关，并且使初级线圈电压变回零；以及

接通第一开关，以开始下一周期。

7.如权利要求3所述的功率转换系统，其中所述增压贮存器的电压用作稳压器控制系统的初级线圈一侧的参考电压。

8.一种功率转换方法，包括：

将高频隔离变压器初级线圈的第一端耦合到离线DC贮存器；

通过在变压器芯中提供气隙，在初级线圈中维持大的DC电流而不饱和；

减小串联电感；

通过将第一切换晶体管配置为将所述高频隔离变压器初级线圈的第二端耦合到所述DC贮存器的低端，使初级线圈电流斜线上升；

通过在预定间隔之后截止所述第一切换晶体管，将初级线圈电压增加到高于DC贮存器的电平，所述DC贮存器类似于增压转换器；

通过将所述电压箝位到第二贮存器，建立“增压电压”，通过改变所述第一切换晶体管的通/断比将所述增压电压维持在设定电压；

当切换动作继续时，通过获得限制在所述DC贮存器的下侧与所述第二贮存器的所述增压电压之间的所希望的矩形通-断波形，产生可预测的峰-峰电压；

通过在次级线圈一侧对通过变压器线圈耦合的所述电压波形进行整流，在一个或多个隔离的次级线圈电容器上维持可预测的电压；

通过产生向相反幅值的转变，获得相对缓和的切换转变，而在切换晶体管中没有耗散电流，其中转变在跨接在所述变压器初级线圈两端的适当大小的分路电容中具有可预测、适中的dv/dt，其中dv/dt由每个切换周期结束时所存储的电感电流引起；以及

一种配置，其中：

控制器通过使用常规的增压转换器控制功能来维持所述增压贮存器上的电压；

通过所述高频隔离变压器耦合到次级线圈一侧的贮存器来加载所述第二贮存器，其中所述增压贮存器电压耦合到所述次级线圈贮存器电压，并且一起进行跟踪。

9.如权利要求8所述的方法，其中对通过所述分路电容器的电流进行整流，并且使用该电流来对控制器电路供电。

10.如权利要求8所述的方法，其中初级线圈一侧的控制器使所述切换波形的占空因子在限度内变化，以在所述增压贮存器上维持指定电压。

11.如权利要求8所述的方法，其中所述离线电压与增压电压保持在大约4∶1的比例内，从而所述切换波形的高低比保持在这些限制之内，并且峰值电流保持合理。

12.如权利要求8所述的方法，其中对整流后的离线电压略微进行滤波，并且以如此的方式来操作所述增压转换器：使其对来自AC电源的电流执行主动的功率因素校正。

13.一种D类音频功率放大器，包括根据公共的电源贮存器进行操作的全电桥和半电桥，其中所述贮存器由如下各项来提供：

高频隔离变压器，其中变压器芯具有气隙，以在初级线圈中维持大的DC电流而不饱和，并且被设置为产生可预测的分路电感值，并且所述变压器初级线圈的第一端耦合到离线DC贮存器；

第一切换晶体管，被配置为将所述变压器初级线圈的第二端耦合到所述DC贮存器的低端，以使初级线圈中的电流斜线上升，其中在一定间隔之后截止所述第一切换晶体管，以使初级线圈电压飞升到高于所述离线DC贮存器的电平，所述DC贮存器类似于增压转换器；

第二贮存器，其箝位初级线圈电压，并建立“增压电压”，通过改变所述第一切换晶体管的通/断比可以将所述增压电压维持在设定电压，其中：

矩形通-断波形被限制在所述DC贮存器的下侧电压与所述第二贮存器的所述增压电压之间，产生可预测的峰-峰电压；

在所述变压器的次级线圈一侧对通过所述变压器的线圈耦合的所述矩形通-断波形进行整流；在一个或多个隔离的次级线圈电容器上维持可预测的电压；

由初级线圈一侧的控制器在限度之内改变所述波形的占空因子，以在所述第二贮存器上针对AC电压的变化维持指定电压，而不影响次级线圈一侧的整流电压；

足够数量的分路电容，跨放在所述变压器初级线圈两端，从而在每个切换周期结束时所存储的电感电流足以产生向相反幅值的转变，其中在所述分路电容器中具有可预测、适中的dv/dt，以获得缓和的切换转变，而在切换晶体管中没有耗散电流。

14.如权利要求13所述的功率放大器，其中通过用与所述第一切换晶体管交替受控的第二切换晶体管来替换二极管箝位以对由于泄漏电感而得到的未耦合能量的任何残留量进行箝位，在所述电源中进一步包括“主动箝位”。

15.如权利要求14所述的功率放大器，其中如此控制所述主动箝位：

断开第一开关，并且所述初级线圈电压飞升到所述增压贮存器电压，于是箝位电流通过第二开关的固有二极管回流入所述增压贮存器中；

在一段相对短的时间之后接通第二开关，并且其呈现双向低阻状态，其中当泄漏能量释放到所述贮存器时所述增压贮存器电压爬升，并且所述贮存器电压超过从所述次级线圈反射回的电压，所述次级线圈由次级线圈整流器箝位到次级线圈贮存器中；

对增压贮存器放电，直至其匹配所反射的输出电压，同时加入到到达负载的能量中，其中所述增压贮存器的电压跟踪输出电压；

当初级线圈分路电感器中的电流反转时断开第二开关，并且使初级线圈电压变回零；以及

接通第一开关，以开始下一周期。

16.如权利要求13所述的功率放大器，其中所述增压贮存器的电压用作稳压器控制系统的初级线圈一侧的参考电压。

17.如权利要求13所述的功率放大器，其中对通过所述分路电容器的电流进行整流，并且使用该电流来对控制器电路供电。

18.一种向D类放大器提供时钟的半电桥D类音频放大方法，所述方法包括：

利用系统时钟信号同步至少一部分过程；

通过对所述时钟信号积分形成三角形信号；

高速比较器使用音频输入信号，将所述三角形信号脉冲宽度调制(PWM)为可变占空因子的方形信号；

对调制后的脉冲进行积分；

将所述放大器在预定的一段时间内保持在静音状态，其中禁止切换；

在保持期间将输出电源缓缓升高到工作点，以避免由于在切换开始时突然出现平均DC电压而引起的大的接通瞬变；

在保持期之后继续切换；

将半电桥输出反馈到放大器输入；

从切换后的输出反馈到所述积分器，以最小化误差；

解耦所述时钟信号的平均DC电压；

解耦所述输出反馈的DC分量；

解耦来自音频输入部分的任何DC偏移；

将平均电压维持为地；并且

其中所述比较器输入的DC电压实质上保持在零，并且所述PWM信号在空闲时实质上平均为50％的通/断，在音频输入信号驱动时行程从0到100％，并且其中实质上为50％空闲的条件实质上将切换后的波形放置在地与+Vcc之间的中央，这确保了与Vcc电压无关的实质上对称的峰值输出电压。

19.如权利要求18所述的音频放大方法，其中，对于允许达到全调制的放大器，检测限幅，并且向用户警告已经超过额定功率。

20.如权利要求18所述的音频放大方法，其中“过流”信号反馈到全局反馈节点，并且防止过大的应力，并且向静音控制模块传送过流标志，该模块在预定间隔后传送静音信号。

21.如权利要求18所述的音频放大方法，其中通过使输出切换转变在每个时钟脉冲的中央发生，可以在没有可感知的瞬变的情况下开始和停止切换。

22.一种向D类放大器提供时钟的全电桥D类音频放大方法，其中所述D类放大器包括一对半电桥切换部分，所述方法包括：

将负载差分连接在这对半电桥切换部分的驱动输出之间；

利用系统时钟信号同步至少一部分过程；

通过对所述时钟信号积分形成三角形信号；

高速比较器使用音频输入信号，将所述三角形信号脉冲宽度调制(PWM)为可变占空因子的方形信号，该信号具有互补的输出相位；

对调制后的脉冲进行积分；

将所述放大器在预定的一段时间内保持在静音状态，其中禁止切换；

在保持期之后继续切换；

将来自全电桥输出的差分信号反馈到差分放大器输入；

将来自切换后的输出的差分信号反馈到所述积分器，以最小化误差；

解耦所述时钟信号的平均DC电压；

解耦所述输出反馈的DC分量；

解耦来自音频输入部分的任何DC偏移；

利用DC伺服电路将平均差分输出电压维持在实质为零；并且

其中所述比较器输入的DC电压实质上保持在零，并且所述PWM信号在空闲时实质上平均为50％的通/断，在音频输入信号驱动时行程从0到100％，并且其中实质上为50％空闲的条件实质上将切换后的波形放置在地与+Vcc之间的中央，这确保了与确切的Vcc电压无关的实质上对称的峰值输出电压，并且确保了在负载两端实质上为零的平均差分电压。

23.如权利要求22所述的音频放大方法，其中，对于允许达到全调制的放大器，检测限幅，并且向用户警告已经超过额定功率。

24.如权利要求22所述的音频放大方法，其中在两个下侧切换器件两端测量“过流”信号，并将其反馈到全局反馈节点，以防止过大的应力，并且向静音控制模块传送过流标志，该模块在预定间隔后传送静音信号。

25.如权利要求22所述的音频放大方法，其中通过使输出切换转变在每个时钟脉冲的中央发生，可以在没有可感知的瞬变的情况下开始和停止切换。

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