JP5881553B2 - 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータおよびこれを用いた車両用電源装置 - Google Patents

Description

この発明は、２電源間を双方向に電力変換する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータおよび、これを用いた車両用電源装置に関するものである。

２つの直流電源間で電力の授受を行うには双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。特に電気自動車では高電圧バッテリと低電圧バッテリの電力を融通するため双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが検討されている。例えば、高電圧バッテリから送電するときに平滑用として作動するリアクトルを、低電圧バッテリから送電する際には昇圧チョッパのリアクトルとして利用することで十分な高圧直流電圧を出力することができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが提案されている（例えば、特許文献１）。

特開２００２−１６５４４８号公報（段落［００２６］〜［００３０］、図１、２）

特許文献１開示の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、低電圧バッテリから高電圧バッテリに送電を行う際、二次側スイッチング素子の誤動作で両アームのスイッチング素子が同時にオフした場合、二次側リアクトルに蓄えられた磁気エネルギーの行き場所が無く変換器が故障してしまう問題がある。

この発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、スイッチング素子の誤動作が起きても変換器の故障に至らない双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

第１の発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直流電源と第２の直流電源間に接続され、第１の直流電源とトランスの第１巻線との間に第１のリアクトルを介して接続した直流／交流の電力変換を行う第１のスイッチング回路と、トランスの第２巻線の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路のダイオードに並列接続され第２の直流電源から第１の直流電源への送電動作時に直流／交流の電力変換を行う第２のスイッチング回路と、トランスの中間端子と、またはトランスの第２巻線両側端子に接続された整流回路のダイオードのカソード共通端子と、第２の直流電源の正極端子の間に接続した第２のリアクトルと、第２のリアクトルに並列に接続したバイパス回路とを備え、第２の直流電源から第１の直流電源へ送電動作時は、バイパス回路をオンとして第２のリアクトルをバイパスして第２のスイッチング回路をスイッチング動作させ、第１のスイッチング回路を昇圧チョッパとして動作させるものである。

第２の発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直流電源と第２の直流電源間に接続され、第１の直流電源とトランスの第１巻線との間に接続した直流／交流の電力変換を行う第１のスイッチング回路と、トランスの第２巻線の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路のダイオードに並列接続され第２の直流電源から第１の直流電源へ送電動作時にスイッチング動作を行う第２のスイッチング回路と、トランスの中間端子と、またはトランスの第２巻線両側端子に接続された整流回路のダイオードのカソード共通端子と、第２の直流電源の正極端子の間に接続した第２のリアクトルと、第２のリアクトルに並列に接続したバイパス回路とを備え、第２の直流電源から第１の直流電源へ送電動作時は、バイパス回路をオンとして第２のリアクトルをバイパスして第２のスイッチング回路をスイッチング動作させ、トランスの漏れインダクタンスを利用して第１のスイッチング回路を昇圧チョッパとして動作させるものである。

第１の発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記のように構成されているため、スイッチング素子の誤動作が起きても変換器の故障に至らない双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

第２の発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記のように構成され、トランスの漏れインダクタンスを利用して第１のスイッチング回路を昇圧チョッパとして動作させているため、スイッチング素子の誤動作が起きても変換器の故障に至らない双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

この発明の実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る回路構成図である。 この発明の実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る駆動パルス波形図である。 この発明の実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る動作説明図である。 この発明の実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る動作説明図である。 この発明の実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る動作説明図である。 この発明の実施の形態２の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る回路構成図である。 この発明の実施の形態２の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る駆動パルス波形図である。 この発明の実施の形態３の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る回路構成図である。 この発明の実施の形態３の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る動作説明図である。 この発明の実施の形態３の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る動作説明図である。 この発明の実施の形態３の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る動作説明図である。 この発明の実施の形態４の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る回路構成図である。 この発明の実施の形態５の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに係る回路構成図である。 この発明の実施の形態６の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた車両用電源装置のシステム構成図である。 この発明の実施の形態７の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた車両用電源装置のシステム構成図である。

実施の形態１．
実施の形態１は、第１の直流電源とトランスの第１巻線との間に第１のリアクトルを介して接続した第１のスイッチング回路と、トランスの第２巻線に接続した整流回路と、整流回路のダイオードに並列接続され逆方向送電動作時に直流／交流の電力変換を行う第２のスイッチング回路と、トランスの中間端子と第２の直流電源の間に接続した第２のリアクトルと、第２のリアクトルに並列に接続したバイパス回路とを備え、逆方向送電動作時は、第２のリアクトルをバイパスして第２のスイッチング回路をスイッチング動作させ、第１のスイッチング回路を昇圧チョッパとして動作させる構成とした双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。

以下、本願発明の実施の形態１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１の構成、動作について、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である図１、駆動パルス波形図である図２、動作説明図である図３〜図５に基づいて説明する。

図１は、本発明の実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１に関する回路構成を示す。
図１において、第１の直流電源２と第２の直流電源３との間に、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１が接続されている。なお、実施の形態１においては、第１の直流電源２は高電圧バッテリを、第２の直流電源３は低電圧バッテリを想定している。

まず、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１の構成を説明する。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１の平滑用コンデンサ４、第１のスイッチング回路５、第１のリアクトル６、トランス７、整流回路８、第２のスイッチング回路９、第２のリアクトル１０、バイパス回路１１および第２の平滑用コンデンサ１２から構成される。
第１の直流電源２に並列に接続された第１の平滑用コンデンサ４に第１のスイッチング回路５が接続される。第１のスイッチング回路５はスイッチング素子４１１〜４１４およびスイッチング素子４１１〜４１４にそれぞれ並列に接続されたソフトスイッチング用コンデンサ４２１〜４２４で構成される。
第１のスイッチング回路５の一方のアームの中間点とトランス７の第１巻線の片端（７ａ）との間に第１のリアクトル６を接続し、トランス７の第１巻線の他端（７ｂ）と他方のアームの中間点とを接続している。

トランス７の第２巻線は中間タップ付き巻線であり、第２巻線の中間端子７ｅは第２のリアクトル１０の一端に接続され、第２のリアクトル１０の他端は第２の平滑用コンデンサ１２の一端（正極端子）すなわち第２の直流電源３の正極端子に接続されている。また、第２のリアクトル１０と並列にバイパス回路１１が接続されている。バイパス回路１１はスイッチング素子１１ａ、１１ｂから構成される。
トランス７の第２巻線のうち中間端子を除く２つの端子（７ｃ、７ｄ）は整流回路８を構成するダイオード８ａ、８ｂのカソードと接続され、ダイオード８ａ、８ｂのアノード側は互いに接続され、この接続点は第２の平滑用コンデンサ１２の他端（負極端子）と接続されている。
整流回路８のダイオード８ａには、スイッチング素子９ａから構成される第２のスイッチング回路９が並列接続されている。そして、第２の平滑用コンデンサ１２に第２の直流電源３が接続される。

図１においては、第２のスイッチング回路９は、整流回路８のダイオード８ａ側にのみスイッチング素子を並列接続しているが、整流回路８のダイオード８ｂ側にもスイッチング素子を並列接続する構成を、後述の実施の形態２で説明する。
なお、整流回路８の片方のダイオードにのみ第２のスイッチング回路９のスイッチング素子を並列接続している回路構成を一石型（実施の形態１の回路構成）と称し、整流回路の両方のダイオードに第２のスイッチング回路のスイッチング素子を並列接続する回路構成（実施の形態２の回路構成）を二石型と称する。

第１のスイッチング回路５、第２のスイッチング回路９およびバイパス回路１１のスイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチング素子が使用される。

次に、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作について、図２〜図５に基づき説明する。
以下の説明では、第１の直流電源２から第２の直流電源３への送電を順方向送電動作、第２の直流電源３から第１の直流電源２への送電動作を逆方向送電動作と定義する。

まず、順方向送電動作について説明する。順方向送電動作では、第１のスイッチング回路５は位相シフトフルブリッジコンバータとして動作する。このとき、第１のリアクトル６とソフトスイッチング用コンデンサ４２１〜４２４の共振現象を利用してソフトスイッチングの一つであるゼロボルトスイッチング動作を行い、低損失動作を実現する。
整流回路８はダイオード整流を行い、並列接続された第２のスイッチング回路９はオフにする。第２のリアクトル１０に並列接続されたバイパス回路１１はオフにして、バイパス機能は使用せず、第２のリアクトル１０は出力電流の平滑化を行う。
上記に説明した動作で順方向送電が行われる。

次に、逆方向送電動作について説明する。逆方向送電動作では、整流回路８に並列接続した第２のスイッチング回路９のスイッチング素子をオン／オフして送電を行う。
図２の駆動パルス波形図は、第１のスイッチング回路５および第２のスイッチング回路９のスイッチングのタイミングチャートを示す。
なお、適宜「スイッチング素子のオン／オフ」を「スイッチのオン／オフ」あるいは「スイッチオン／オフ」と記載する。

まず、第２のスイッチング回路９のスイッチング素子をオン／オフした時の電流経路を図３、４で説明する。なお、図３、４では第１のスイッチング回路５のスイッチング素子４１１〜４１４はすべてオフである。
第２のスイッチング回路９のスイッチがオンしたときの電流経路を図３に示す。このオン期間ではトランス７の第２巻線の下部（７ｅ−７ｄ）に電流が流れ、トランス７を励磁しながら電力伝送を行う。
その後、第２のスイッチング回路９のスイッチをオフにすると、トランス７に蓄積された磁気エネルギーを解消するため電流は図４に示す電流経路を流れる。トランス７の第２巻線の上部（７ｃ−７ｅ）に電流が流れ、この電流はトランス７の消磁が完了すると流れなくなり、次のオン期間まではこの状態が続く。

トランス７の第２巻線に流れる電流は、第２のスイッチング回路９のスイッチのオン／オフに関わらず正の極性から負の極性へ流れる。しかし、トランス７の第２巻線に印加される電圧は、第２のスイッチング回路９のスイッチのオン／オフを境に極性が変化する。 このため第２のスイッチング回路９のスイッチのオン期間の電流はトランス７を励磁し、オフ期間の電流はトランス７を消磁する働きを持つ。
したがって、第２のスイッチング回路９のスイッチのオン期間に蓄えられたトランス７の磁気エネルギーをリセットする付加回路を追加することなく、スイッチング動作を続けて電力伝送することが可能となる。この動作は巻線リセット式のフォワードコンバータの動作と同じである。

上記の第２のスイッチング回路９のスイッチング動作の時に、第１のスイッチング回路５では昇圧動作を行う。以下、第１のスイッチング回路５による昇圧動作について説明する。
図２のタイミングチャートより、第２のスイッチング回路９のスイッチの立ち上がりと同時に第１のスイッチング回路５の下半分のスイッチング素子４１２、４１４をオンにする。このときの電流経路を図５に示す。トランス７の第１巻線（７ａ−７ｂ）→第１のリアクトル６→スイッチング素子４１２→スイッチング素子４１４の経路で電流が環流する。この第１の直流電源２を通らない環流期間では、第１のリアクトル６に磁気エネルギーを蓄積することができる。
その後、図２のタイミングチャートに示すように環流を形成していたスイッチング素子４１２、４１４を第２のスイッチング回路９より先にオフにすることで、図３に示した電流経路で電流が流れる。これにより、第１のリアクトル６に蓄積していた磁気エネルギーと第２の直流電源３の電力を第１の直流電源２側へ送電することができる。
つまり、トランス７の第１巻線に発生する電圧と第１のリアクトル６の両端に発生する電圧の加算電圧を第１の直流電源２に印加することができるため、トランス７の第１巻線に発生する電圧よりも高い電圧を出力することができる。

最後に第２のスイッチング回路９のスイッチをオフすると、トランス７の消磁を行う電流が図４に示す電流経路で流れる。この一連の動作はトランス７を介在させた昇圧チョッパ動作であり、トランス７の第１巻線に発生する電圧よりも高い電圧を出力することができる。
なお、逆方向送電動作時、すなわち第１のスイッチング回路を昇圧チョッパとして動作させる際には、第２のスイッチング回路のスイッチオン期間は第１のスイッチング回路の昇圧動作時のスイッチオン期間よりも長く設定する。
上記説明では、環流期間の形成にスイッチング素子４１２、４１４を使用したが、上半分のスイッチング素子４１１、４１３を用いても良い。また、第１のスイッチング回路５および第２のスイッチング回路９の各スイッチのオン時間比率を制御することで、任意の電圧を出力することができる。

次に順方向送電動作ではバイパス回路１１をオフにして使用せず、逆方向送電動作時ではバイパス回路１１をオンにし、電流をバイパス回路１１に迂回させることの効果について説明する。
従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、低電圧バッテリ（図１では、第２の直流電源が相当）から高電圧バッテリ（第１の直流電源が相当）に送電を行う際、二次側リアクトル（第２のリアクトルが相当）に磁気エネルギーを蓄積し、その後放出しトランスの二次側巻線に印加される電圧を入力電圧よりも高くすることで目標電圧を出力している。このため、二次側スイッチング素子の誤動作で両アームのスイッチング素子が同時にオフした場合、二次側リアクトルに蓄えられた磁気エネルギーの行き場所が無く、両アームのスイッチング素子に高いサージ電圧が印加され変換器、具体的にはトランス二次側の電力変換器が故障してしまう可能性がある。
しかし、本実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１では第１のスイッチング回路５にて昇圧動作を行うため、第２のスイッチング回路９にて第２のリアクトル１０に磁気エネルギーを蓄積させる昇圧動作は必要ない。そのため、逆方向送電動作ではバイパス回路１１に電流を迂回させ、第２のリアクトル１０に磁気エネルギーを蓄積させることなく送電動作ができる。

また、バイパス回路１１を用いることで次の効果も生ずる。送電方向に関わらず、第２のリアクトル１０に電流が流れることで電圧降下を生じるが、逆方向送電動作ではトランス７の第２巻線に印加される電圧は、第２の直流電源３の電圧から第２のリアクトル１０の電圧降下を差し引いた電圧となる。トランス７の第２巻線に印加される電圧が低いと巻数比倍されたトランス７の第１巻線に発生する電圧も低減され、十分な高圧直流電圧を出力できなくなる。そのため、第２のリアクトル１０の電圧降下はなるべく低減した状態で、トランス７の第２巻線に入力電圧を印加する必要がある。特に車両用電源装置の場合、低電圧バッテリの電圧は十数ボルトであり、かつ大電流が流れるため第２のリアクトル１０による電圧降下の影響は大きい。
しかし、逆方向送電動作時にはオンとなるバイパス回路１１を第２のリアクトル１０と並列に設けたことで、電流は第２のリアクトル１０を通らずバイパス回路１１を通るため、第２のリアクトル１０の電圧降下を抑えることができ、十分な高圧直流電圧を出力することができる。

このバイパス回路１１に用いられるスイッチの構成は、ＭＯＳＦＥＴを代表とするスイッチング素子である半導体素子に代えて、リレー等の機械式スイッチが使用できる。

上記では、逆方向送電動作時における第１のスイッチング回路５による昇圧動作について説明した。逆方向送電動作時に幅広い出力電圧範囲が要求され、トランス７の第１巻線に発生する電圧よりも低い電圧を下限電圧として求められる場合がある。この場合は、第１のスイッチング回路５では昇圧動作をさせずに整流回路とし、第２のスイッチング回路９のオン時間比率を制御することで、任意の出力電圧を出力することができる。

以上説明したように、実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１の直流電源とトランスの第１巻線との間に第１のリアクトルを介して接続した第１のスイッチング回路と、トランスの第２巻線に接続した整流回路と、整流回路のダイオードに並列接続され逆方向送電動作時に直流／交流の電力変換を行う第２のスイッチング回路と、トランスの中間端子と第２の直流電源の間に接続した第２のリアクトルと、第２のリアクトルに並列に接続したバイパス回路とを備え、逆方向送電動作時は、第２のリアクトルをバイパスして第２のスイッチング回路をスイッチング動作させ、第１のスイッチング回路を昇圧チョッパとして動作させる構成としたので、スイッチング素子の誤動作が起きても変換器の故障に至らない双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。

また、実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、逆方向送電動作時において、第２のリアクトルをバイパスすることでより高い高圧直流電圧を出力することができる。

実施の形態２．
実施の形態２の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１の第２のスイッチング回路９を二石型の回路構成としたものである。
以下、実施の形態２の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成、動作について、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の回路構成図である図６、駆動パルス波形図である図７に基づいて差異を中心に説明する。

まず、実施の形態２の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の構成について、図６に基づいて説明する。図６において、図１と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付している。

実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１との違いは、第２のスイッチング回路が二石型であることである。すなわち、第２のスイッチング回路２９はスイッチング素子２９ａ、２９ｂから構成され、整流回路２８のダイオード２８ａおよび２８ｂにそれぞれスイッチング素子２９ａおよび２９ｂが並列接続されている。

次に実施の形態２の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の動作について、図７に基づいて説明する。図７の駆動パルス波形図は、第１のスイッチング回路５および第２のスイッチング回路２９のスイッチングのタイミングチャートを示す。
順方向送電動作は、実施の形態の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１と同じであるため、逆方向送電動作についてのみ説明する。
図７に示すように第２のスイッチング回路２９のスイッチング素子２９ａ、２９ｂのオン期間に環流期間を設けて第１のリアクトル６に磁気エネルギーを蓄えることで、実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１と同様に昇圧動作を行うことができる。
二石型の第２のスイッチング回路２９では、実施の形態１で説明した一石型の第２のスイッチング回路９と比較して、スイッチオン期間が増加することから伝送電力を増加させることができる。

以上説明したように、実施の形態２の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、第２のスイッチング回路９を二石型の回路構成としたので、スイッチング素子の誤動作が起きても変換器の故障に至らない双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できるとともに、逆方向送電動作時において伝送電力を増加させることができる。

実施の形態３．
実施の形態３の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１のトランス７の第２巻線と整流回路８の接続を変更した回路構成としたものである。
以下、実施の形態３の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の構成、動作について、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の回路構成図である図８、動作説明図である図９〜１１に基づいて差異を中心に説明する。なお、駆動パルス波形図は図２と同じである。

まず、実施の形態３の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の構成について、図８に基づいて説明する。図８において、図１と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付している。

実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１との違いは、トランス７の第２巻線と整流回路の接続を変更したことである。
トランス７の第２巻線のうち中間端子を除く両側端子７ｃ、７ｄは整流回路３８を構成するダイオード３８ａ、３８ｂのアノードと接続されている。ダイオード３８ａ、３８ｂのカソード側は互いに接続し、この接続点は第２のリアクトル１０の一端に接続され、第２のリアクトル１０の他端は第２の平滑用コンデンサ１２の一端（正極端子）、すなわち第２の直流電源３の正極端子に接続される。トランス７の第２巻線の中間端子７ｅは第２の平滑用コンデンサ１２の他端（負極端子）に接続される。
整流回路３８のダイオード３８ａには、スイッチング素子３９ａから構成される第２のスイッチング回路３９が並列接続されている。

次に実施の形態３の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の動作を図９〜図１１に基づいて説明する。順方向送電動作および逆方向送電動作は、実施の形態１で説明した動作と基本的に同じである。トランス７の第２巻線と整流回路の接続変更の影響を受ける逆方向送電動作について以下に説明する。
図９〜１１は、実施の形態１の図３〜５に対応する。トランス７の第２巻線と整流回路の接続を変更したため、トランス７の第２巻線側の電流の流れる経路が変わっている。
なお、実施の形態１と同様、図９、１０では第１のスイッチング回路５のスイッチング素子４１１〜４１４はすべてオフである。

第２のスイッチング回路３９のスイッチがオンしたときの電流経路を図９に示す。このオン期間ではトランス７の第２巻線の上部（７ｃ−７ｅ）に電流が流れ、トランス７を励磁しながら電力伝送を行う。
その後、第２のスイッチング回路３９のスイッチをオフにすると、トランス７に蓄積された磁気エネルギーを解消するため電流は図１０に示す電流経路を通る。トランス７の第２巻線の下部（７ｅ−７ｄ）に電流が流れ、この電流はトランス７の消磁が完了すると流れなくなり、次のオン期間まではこの状態が続く。

第２のスイッチング回路３９のスイッチング動作の時に、第１のスイッチング回路５では昇圧動作を行う。実施の形態１の図３〜５は、本実施の形態３の図９〜１１に対応する。
図２のタイミングチャートより、第２のスイッチング回路３９（第２のスイッチング回路９に対応）のスイッチの立ち上がりと同時に第１のスイッチング回路５の下半分のスイッチング素子４１２、４１４をオンにする。このときの電流経路を図１１に示す。トランス７の第１巻線（７ａ−７ｂ）→第１のリアクトル６→スイッチング素子４１２→スイッチング素子４１４の経路で電流が環流する。この第１の直流電源２を通らない環流期間では、第１のリアクトル６に磁気エネルギーを蓄積することができる。
以降の昇圧動作については実施の形態１と同じであるため、説明は省略する。

なお、実施の形態３では、第２のスイッチング回路３９を整流回路３８のダイオード３８ａにスイッチング素子３９ａを並列接続する構成、すなわち一石型の構成としたが、実施の形態２と同様にされている二石型の回路構成とすることもできる。第２のスイッチング回路３９を二石型の回路構成とした場合は、逆方向送電動作時の伝送電力を増加させることができる。

以上説明したように、実施の形態３の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ３１は、トランスの第２巻線と整流回路の接続を変更し、トランスの第２巻線に接続した整流回路と、整流回路のダイオードに並列接続され逆方向送電動作時に直流／交流の電力変換を行う第２のスイッチング回路と、トランスの第２巻線両側端子に接続された整流回路のダイオードのカソード共通端子と第２の直流電源の間に接続した第２のリアクトルと、第２のリアクトルに並列に接続したバイパス回路とを備え、逆方向送電動作時は、第２のリアクトルをバイパスして第２のスイッチング回路をスイッチング動作させ、第１のスイッチング回路を昇圧チョッパとして動作させる構成としたので、スイッチング素子の誤動作が起きても変換器の故障に至らない双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。

実施の形態４．
実施の形態４の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、実施の形態２の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の整流回路２８と第２のスイッチング回路２９を一体化した回路構成としたものである。
以下、実施の形態４の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成、動作について、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の回路構成図である図１２に基づいて差異を中心に説明する。

まず、実施の形態４の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の構成について、図１２に基づいて説明する。図１２において、図６と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付している。

実施の形態２の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１との違いは、整流回路と第２のスイッチング回路を一体化し、第２のスイッチング回路４９としたことである。すなわち、第２のスイッチング回路４９はスイッチング素子４９ａ、４９ｂから構成され、図６の整流回路２８のダイオード２８ａ、２８ｂを削除し、このダイオード２８ａ、２８ｂの機能を第２のスイッチング回路４９のスイッチング素子４９ａ、４９ｂに内蔵されている寄生ダイオードで代替えしたものである。

実施の形態４の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の動作については、実施の形態２の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１と同じであるため説明を省略する。

実施の形態４の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４１では、整流回路と第２のスイッチング回路を一体化したので、スイッチング素子４９ａ、４９ｂの導通時の両端電圧の方が寄生ダイオードの順方向電圧よりも低い場合には、整流動作時にＭＯＳＦＥＴ側を電流が流れるため、導通損失を低減することが可能となる。
また、第２のスイッチング回路は実施の形態２の二石型回路構成と同等であるため、回路を簡素化できるとともに、逆方向送電動作時の伝送電力を増加させることができる。

以上説明したように、実施の形態４の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、整流回路と第２のスイッチング回路を一体化した回路構成としたので、スイッチング素子の誤動作が起きても変換器の故障に至らない双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できるとともに、逆方向送電動作時の伝送電力を増加させ、また回路を簡素化できる。

実施の形態５．
実施の形態５の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１のトランス７の漏れインダクタンスを利用することで、第１のリアクトルを削除した回路構成としたものである。
以下、実施の形態５の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成、動作について、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ５１の回路構成図である図１３に基づいて差異を中心に説明する。

まず、実施の形態５の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ５１の構成について、図１３に基づいて説明する。図１３において、図１と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付している。

実施の形態１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１との違いは、第１のリアクトル６を削除したことである。
すなわち、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ５１は、第１の平滑用コンデンサ４、第１のスイッチング回路５、トランス７、整流回路８、第２のスイッチング回路９、第２のリアクトル１０、バイパス回路１１および第２の平滑用コンデンサ１２から構成される。
第１のスイッチング回路５の一方のアームの中間点がトランス７の第１巻線の片端（７ａ）と直接接続され、トランス７の第１巻線の他端（７ｂ）と他方のアームの中間点とを接続している。
トランス７の第２巻線側回路を含めて、第１のリアクトル６を削除した以外は、図１と同じであるため、説明は省略する。

実施の形態５の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ５１では、トランス７の漏れインダクタンスが図１の第１のリアクトル６の役割を兼ねる。このため、順方向送電動作および逆方向送電動作は、実施の形態１で説明した動作と同じであるため、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ５１の動作説明は省略する。

以上説明したように、実施の形態５の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ５１は、第１のリアクトルを削除しトランス７の漏れインダクタンスを利用する構成としたため、スイッチング素子の誤動作が起きても変換器の故障に至らない双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できるとともに、装置を小型化できる。

実施の形態６．
実施の形態６の車両用電源装置は、実施の形態１〜５で説明した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを車両用電源システムに適用したものである。
以下、実施の形態６の車両用電源装置の構成、動作について、車両用電源装置のシステム構成図である図１４に基づいて説明する。

図１４において、電動車両Ａは双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６１１、高電圧バッテリ６１２および低電圧バッテリ６１３から成る車両用電源装置６１を備える。ここで、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６１１は、実施の形態１〜５で説明した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。
この実施の形態６の車両用電源装置６１は電動車両Ａにおける高電圧バッテリ充電システムである。この車両用電源装置６１は、高電圧バッテリ６１２が電欠状態となり周辺に充電環境が整っていない場合における応急の充電動作を行うためのシステムである。

高電圧バッテリ６１２の充電方法としては、家庭の系統による普通充電および急速充電器による急速充電があり、これらの充電設備は整備されつつあるが山間部など整備が不十分の地域もみられ、高電圧バッテリ６１２の電欠事故が発生するおそれがある。
そこで、高電圧バッテリ６１２の電欠状態から回復するために外部に電力源を用意し、これを低電圧バッテリ６１３に接続し双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６１１の逆方向送電動作を行うことで、高電圧バッテリ６１２を充電することができる。
低電圧バッテリ６１３に接続する外部電力源は、電動車両Ｂ（双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６１４、高電圧バッテリ６１５、低電圧バッテリ６１６を備える）、ガソリン車Ｃ（エンジン６１７、オールタネータ６１８を備える）、発電機６１９、および大容量のバッテリなどが挙げられる。しかし、この充電動作は他の充電設備に比べると充電効率が劣るため、周辺の充電施設までの動力を供給する応急処置としての使用が好ましい。これにより、電動車両Ａの高電圧バッテリ６１２は電欠状態から回復することができる。

また、高電圧バッテリ６１２の電欠事故を事前に回避するために、高電圧バッテリ６１２の充電状態を監視し、充電量が低下した際に、低電圧バッテリ６１３の電力を高電圧バッテリ６１２に充電し、高電圧バッテリ６１２の充電量を維持することができる。

以上説明したように、実施の形態６の車両用電源装置６１は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを適用したものであるため、高電圧バッテリが電欠状態となった際、高電圧バッテリの電欠状態から回復するために外部の種々の電力源を利用することができる。

実施の形態７．
実施の形態７の車両用電源装置は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを使用して、低電圧バッテリから高電圧バッテリに電力を送電し、インバータを介してモータジェネレータを駆動する構成としたものである。
以下、実施の形態７の車両用電源装置の構成、動作について、車両用電源システム構成図である図１５に基づいて説明する。

図１５（ａ）は、従来の電動車両システムの構成例である。ハイブリッド車の一部には、スタータモータが低電圧バッテリの後段に設けられており、高電圧バッテリに並列接続されたインバータ及びモータジェネレータと併せて２種類のエンジン始動が可能である。

次に、図１５（ｂ）で、電動車両Ｄに搭載された実施の形態７の車両用電源装置７１にについて説明する。
車両用電源装置７１は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ７１１、高電圧バッテリ７１２、低電圧バッテリ７１３およびモータジェネレータ７１５から構成される。モータジェネレータ７１５は、電動車両システムのエンジン７１６に機械的に連結されている。
図１５（ａ）と図１５（ｂ）の差異は、従来の電動車両システムにあったスタータモータを削除し、ＤＣ／ＤＣコンバータを双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにしたことである。

低電圧バッテリ側のスタータモータを削除した場合のエンジン始動について説明する。
まず、高電圧バッテリ７１２の充電状態が十分なときは、高電圧バッテリ７１２→インバータ７１４→モータジェネレータ７１５という送電経路を経てエンジン７１６を始動する。高電圧バッテリ７１２の充電状態が十分でないときは、低電圧バッテリ７１３→双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ７１１→高電圧バッテリ７１２→インバータ７１４→モータジェネレータ７１５という送電経路にてエンジン７１６を始動する。これにより、スタータモータを削除してもエンジン始動が可能となり低コスト化、小型化が実現できる。
また、上記と同じ送電経路にて低電圧バッテリ７１３の電力をモータジェネレータ７１５に送電し、モータジェネレータ７１５を直接駆動することで車両走行が実現できる。つまり、低電圧バッテリ７１３の電力を車両走行用の電力として充てることができる。
したがって、高電圧バッテリ７１２が何らかの異常により電力供給できなくなった場合においても、低電圧バッテリ７１３の電力により車両走行が可能となる。

以上説明したように、実施の形態７の車両用電源装置７１は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを使用して、低電圧バッテリから高電圧バッテリに電力を送電し、インバータを介してモータジェネレータを駆動する構成としたので、スタータモータを削除することができ、低コスト化、小型化が実現できる。
また、高電圧バッテリの異常においても、低電圧バッテリの電力により車両走行が可能となる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１，２１，３１，４１，５１，６１１，６１４，７１１ 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、
２ 第１の直流電源、３ 第２の直流電源、４ 第１の平滑用コンデンサ、
５ 第１のスイッチング回路、６ 第１のリアクトル、７ トランス、
８，２８，３８ 整流回路、
８ａ，８ｂ，２８ａ，２８ｂ，３８ａ，３８ｂ ダイオード、
９，２９，３９，４９ 第２のスイッチング回路、
９ａ，２９ａ，２９ｂ，３９ａ，４９ａ，４９ｂ スイッチング素子，
１０ 第２のリアクトル、１１ バイパス回路、１１ａ，１１ｂ スイッチング素子、
１２ 第２の平滑用コンデンサ、６１，７１ 車両用電源装置、
４１１〜４１４ スイッチング素子、
４２１〜４２４ ソフトスイッチング用コンデンサ、
６１２，６１５，７１２ 高電圧バッテリ、６１３，６１６，７１３ 低電圧バッテリ、６１７，７１６ エンジン、６１８ オールタネータ、６１９ 発電機、
７１４ インバータ、７１５ モータジェネレータ ７１６ エンジン、
Ａ，Ｂ，Ｄ 電動車両、Ｃ ガソリン車。

Claims (8)

1. 第１の直流電源と第２の直流電源間に接続された双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１の直流電源とトランスの第１巻線との間に第１のリアクトルを介して接続した直流／交流の電力変換を行う第１のスイッチング回路と、
   前記トランスの第２巻線の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
   前記整流回路のダイオードに並列接続され前記第２の直流電源から前記第１の直流電源への送電動作時に直流／交流の電力変換を行う第２のスイッチング回路と、
   前記トランスの中間端子と、または前記トランスの第２巻線両側端子に接続された前記整流回路のダイオードのカソード共通端子と、前記第２の直流電源の正極端子の間に接続した第２のリアクトルと、
   前記第２のリアクトルに並列に接続したバイパス回路とを備え、
   前記第２の直流電源から前記第１の直流電源へ送電動作時は、前記バイパス回路をオンとして前記第２のリアクトルをバイパスして前記第２のスイッチング回路をスイッチング動作させ、前記第１のスイッチング回路を昇圧チョッパとして動作させる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記第１の直流電源から前記第２の直流電源へ送電動作時は、前記第１のスイッチング回路をスイッチング動作させ、前記バイパス回路をオフとして前記整流回路および前記第２のリアクトルで整流を行う請求項１に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記整流回路と前記第２のスイッチング回路を一体化し、前記整流回路の前記ダイオードを前記第２のスイッチング回路のスイッチング素子内蔵寄生ダイオードとした構成の請求項１または請求項２に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記第１のスイッチング回路を昇圧チョッパとして動作させる際には、前記第２のスイッチング回路のスイッチオン期間は、前記第１のスイッチング回路の昇圧動作時のスイッチオン期間よりも長く設定する構成の請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 第１の直流電源と第２の直流電源間に接続された双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１の直流電源とトランスの第１巻線との間に接続した直流／交流の電力変換を行う第１のスイッチング回路と、
   前記トランスの第２巻線の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
   前記整流回路のダイオードに並列接続され前記第２の直流電源から前記第１の直流電源へ送電動作時にスイッチング動作を行う第２のスイッチング回路と、
   前記トランスの中間端子と、または前記トランスの第２巻線両側端子に接続された前記整流回路のダイオードのカソード共通端子と、前記第２の直流電源の正極端子の間に接続した第２のリアクトルと、
   前記第２のリアクトルに並列に接続したバイパス回路とを備え、
   前記第２の直流電源から前記第１の直流電源へ送電動作時は、前記バイパス回路をオンとして前記第２のリアクトルをバイパスして前記第２のスイッチング回路をスイッチング動作させ、前記トランスの漏れインダクタンスを利用して前記第１のスイッチング回路を昇圧チョッパとして動作させる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記第１の直流電源から前記第２の直流電源へ送電動作時は、前記トランスの漏れインダクタンスを利用して前記第１のスイッチング回路をスイッチング動作させ、前記バイパス回路をオフとし、前記整流回路および前記第２のリアクトルで整流を行う請求項５に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 高電圧バッテリと低電圧バッテリを備えた車両用電源装置において、前記高電圧バッテリと前記低電圧バッテリ間の電力変換装置として、請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いる車両用電源装置。
8. 前記高電圧バッテリにはインバータおよびモータジェネレータが接続されており、前記低電圧バッテリから前記高電圧バッテリへ送電された電力が前記インバータを介して前記モータジェネレータを駆動する請求項７に記載の車両用電源装置。

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