CN1988349A - 双向dc－dc转换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

降压时和升压时共用变压器的双向DC－DC转换器，例如若配合降压动作来确定变压器匝数比，则存在升压时的升压比不足的情况。反之，若配合升压动作来确定变压器匝数比，则存在降压时的降压比不足的情况。通过在降压时和升压时独立设定使开关元件动作的开关频率可解决上述问题。例如，通过根据降压时的开关频率来降低升压时的开关频率，来扩展PWM控制的占空比(Duty)可控制范围，从而可弥补升压比的不足部分。反之，通过根据升压时的开关频率来降低降压时的开关频率，可弥补降压比的不足部分。

Description

双向DC-DC转换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及设置在第一电压与第二电压之间、进行从第一电压到第二电压的正向的电力转换和从第二电压到第一电压的反向的电力转换的双向DC-DC转换器。
背景技术
以地球变暖和原油上涨等社会问题为背景，混合动力汽车等以低耗油量为目标的汽车明显普及。混合动力汽车中一般搭载有：用于驱动引擎加速器(engine assist)用电动机的高电压主电池、和用于向车载电子设备供给电力的低电压辅助电池。向高电压主电池充电是引擎使电动机旋转发电(再生)的结构。发出的电力通过DC-DC转换器向低电压辅助电池侧进行电力转换，并供给到车载电子设备。这样，高电压主电池与低电压辅助电池之间具备的DC-DC转换器的主要目的在于进行从高电压主电池到低电压辅助电池侧的降压动作。但是，还存在从低电压辅助电池到高电压主电池的升压动作的需要。例如，考虑由于高电压主电池劣化而引擎无法起动的情况。在该情况下，若能够从低电压辅助电池向高电压主电池侧供给电力，则可从低电压辅助电池侧供给引擎起动时不足的高电压主电池电力。由此，需要同时具备从高电压侧到低电压侧的降压功能和从低电压侧到高电压侧的升压功能的双向DC-DC转换器。
作为这样的双向DC-DC转换器所涉及的现有技术，可例举专利文献1～专利文献3等。
若考虑由变压器的初级侧与次级侧的匝数比来实现降压比和升压比的情况，则如果设定降压时最佳的变压器匝数比，会产生无法满足升压比的问题。而且，反之若着眼于升压比来设定变压器匝数比，则会产生降压时的电压过低的问题。此外，即使在不使用变压器而构成双向DC-DC转换器的情况下，当所述降压比与升压比之差较大时，也难以获得所希望的双向电压比。
专利文献1：特开2003-111413号公报
专利文献2：特开2002-165448号公报
专利文献3：特开平11-8910号公报
发明内容
本发明的目的在于提供一种双向DC-DC转换器，其在不同的两个电压之间进行双向电力转换，即使在对其降压比与升压比存在必要的差的情况下，也能获得所希望的范围内的两端电压。
一般的开关电源，降压比或升压比的调整可通过调整控制开关元件的PWM信号(也包括PFM信号，以下相同)的占空比(Duty：占空比)而进行。而且，在使用变压器时，可由变压器的初级侧匝数与次级侧匝数的匝数比来确定。但是，存在要求的降压比(N1)与升压比(N2)差别较大的情况，在这种情况下，会产生仅由上述的PWM控制或变压器的匝数比无法满足的状况。
在本发明的希望的实施方式中，将PWM控制的占空比(Duty)范围在降压时和升压时分别设为不同的范围。
PWM控制的占空比如周知的那样受开关元件的最小接通/关断时间的制约，不能以0～100％的范围进行控制，例如，具有5～95％等的占空比容许范围。由于开关元件的最小接通/关断时间不变，因此若降低开关频率来延长周期，则该占空比容许范围当然会扩展，例如，可获得3～97％等的占空比容许范围。因此，调整占空比范围的最简单的方法是调整开关频率。
而且，在本发明的希望的实施方式中，具备独立设定降压时的占空比范围和升压时的占空比范围的机构。
此外，在本发明的其他希望的实施方式中，具备连接降压及升压转换电路的变压器，在两个电压之间进行电力转换的DC-DC转换器中，具备切换降压时和升压时的所述变压器的匝数比的匝数比切换机构。
根据本发明的希望的实施方式，通过使降压时的开关频率与升压时的例如开关频率不同，可在降压时和升压时独立调整PWM控制的占空比范围。由此，将降压比/升压比中的某一个不足的一方的频率设定得比另一方低(延长周期即一个循环的时间)，来扩展PWM控制的占空比范围，从而可扩展降压比或升压比的调整范围。当然，还可采用调整开关频率以外的占空比范围调整机构。
而且，根据本发明的其他希望的实施方式，通过具备对降压时和升压时共用一个变压器时的初级侧和次级侧的变压器匝数比，在降压时和升压时进行切换的机构，从而可对降压比和升压比设定最佳的变压器匝数比，结果，可扩展降压比或升压比的调整范围。
还可分别单独采用或并用这两个方法，从而将降压比/升压比的范围设定在较广范围。
本发明的其他目的和特征在下面所述的实施例的说明中可明确。
附图说明
图1是本发明的实施例1的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图2是双向DC-DC转换器的降压比/升压比的关系图；
图3是本发明的实施例1中的开关频率设定/调整机构的构成例图；
图4是本发明的实施例1中的降压控制电路的具体的控制系统构成例图；
图5是由开关频率设定机构设定的频率的关系的说明图；
图6是本发明的实施例2的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图7是本发明的实施例3的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图8是本发明的实施例4的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图9是本发明的实施例5的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图10是本发明的实施例6的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图11是本发明的实施例7的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图12是本发明的实施例8的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图13是使图12降压动作时的时序图的一例图；
图14是使图12升压动作时的时序图的一例图；
图15是本发明的实施例9的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图16是本发明的实施例10的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图17是本发明的实施例11的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图18是本发明的实施例12的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图19是本发明的实施例13的双向DC-DC转换器的整体构成图；
图20是图19的实施例13的降压时和升压时的时序图；
图21是作为本发明的实施例14，将双向DC-DC转换器应用于车载用混合动力系统时的系统构成图。
图中：1-高电压侧主电路；2-低电压侧主电路；3-变压器；4-降压控制电路；5-升压控制电路；6、7-开关频率设定机构；8、9-选择器；10-双向DC-DC转换器；11-上位控制器；12-降压/升压控制切换信号。
具体实施方式
例如，在具有不同的两个电压的两个电池、且在这两个电压之间进行双向电力转换的DC-DC转换器中，高电压主电池侧的电压范围取决于搭载的二次电池和要求的系统规格等。而且，低电压辅助电池侧的电压范围也同样确定。
图2是对在高电压(HV)侧与低电压(LV)侧的不同电压之间进行电力转换时的降压比/升压比进行表示的图。若考虑降压比(1/N1)与升压比(N2)的N1与N2差别最大的情况，则可考虑图2所示的情况。在此，设将从高电压侧到低电压侧进行降压动作时的降压比定义为1/N1＝/(HV1/LV2)，将从低电压侧到高电压侧进行升压动作时的升压比定义为N2＝HV2/LV1。若该降压时的比N1与升压时的比N2为比较接近的值，则双向DC-DC转换器的设计容易。但是，由于两电池的充电状态或电池的劣化状态等各种条件而HV1、HV2、LV1和LV2变动，因此N1与N2差别大的情况居多，从而设计变得困难。下面，参照附图，对解决该问题的本发明的希望的实施例详细地进行说明。
(实施例1)
图1是本发明的实施例1的双向DC-DC转换器的整体构成图。在图中的主电路中，HV是高电压侧直流电源，LV是低电压侧直流电源，1是具备开关机构的高电压侧主电路，2是具备开关机构的低电压侧主电路，3是变压器。
下面，作为控制电路具备：用于从HV侧向LV侧降压的降压控制电路4；反之用于升压的升压控制电路5；降压控制电路4所产生的开关信号的频率设定机构6；以及升压控制电路5的频率设定机构7。而且，还具备：选择来自降压控制电路4的控制信号和来自升压控制电路5的控制信号并向高电压侧主电路1送出信号的选择器8；和选择来自降压控制电路4的控制信号和来自升压控制电路5的控制信号并向低电压侧主电路2送出信号的选择器9。
以上除电源HV、LV以外的构成就是双向DC-DC转换器10。
并且是从引擎控制装置等的上位控制器11接受降压/升压控制切换信号12的构成。
下面，对图1的动作进行说明。在从高电压侧直流电源HV到低电压侧直流电源LV的降压动作中，由高电压侧主电路1将HV的直流电压转换为交流电压，由变压器3将该交流电压传递到LV侧，由低电压侧主电路2对传来的交流电压进行整流。此时，高电压侧主电路1和低电压侧主电路2内的开关机构，由选择器8、9选择降压控制电路4中产生的控制信号而被控制。而且，此时，输入到选择器8、9的来自上位控制器11的降压/升压控制切换信号12指示着降压动作。降压控制电路4根据由开关频率设定机构6设定的开关频率来产生供给到开关机构的控制信号。
在该降压动作中，由于升压控制电路5和开关频率设定机构7对降压动作不特别产生影响，因此动作或不动作都没有太大问题。从低耗电的观点来看，希望使其停止动作。这样，进行从高电压侧直流电源HV到低电压侧直流电源LV的降压动作。
另一方面，在从低电压侧直流电源LV到高电压侧直流电源HV的升压动作中，由低电压侧主电路2将LV的直流电压转换为交流电压，由变压器3将该交流电压传递到HV侧，由高电压侧主电路1对传来的交流电压进行整流。此时，低电压侧主电路2和高电压侧主电路1内的开关机构，由选择器8、9选择升压控制电路5中产生的控制信号而被控制。而且，此时，输入到选择器8、9的来自上位控制器11的降压/升压控制切换信号12指示着升压动作。升压控制电路5根据由开关频率设定机构7设定的开关频率来产生供给到开关机构的控制信号。
在该升压动作中，由于降压控制电路4和开关频率设定机构6对升压动作不特别产生影响，因此动作或不动作都没有太大问题。从低耗电的观点来看，希望使其停止动作。这样，进行从低电压侧直流电源LV到高电压侧直流电源HV的升压动作。
在此，高电压侧主电路1在降压动作时作为从直流电压转换为交流电压的逆变器而动作，在升压动作时作为从交流电压转换为直流电压的整流电路而动作。低电压侧主电路2在降压动作时作为从交流电压转换为直流电压的整流电路而动作，在升压动作时作为从直流电压转换为交流电压的逆变器而动作。
另外，高电压侧主电路1和低电压侧主电路2中内置的开关机构根据动作的内容，还存在不进行开关动作而仅由并联连接的二极管使其动作的情况。例如由于整流动作基本上可由二极管整流来实现目的。在整流时积极接通开关机构一般是以由比二极管损耗少的开关元件进行同步整流为目的而进行的。
下面，参照所述的图2，对降压比/升压比、变压器匝数比、和开关频率fsw1、fsw2的关系进行说明。
图2是表示高电压侧直流电源HV的电压范围(HV1～HV2)和低电压侧直流电源LV的电压范围(LV1～LV2)的关系图。在降压动作中，HV的电压低(HV1)且LV的电压高(LV2)的情况是降压比(在该情况下指N1)为最小的条件。而且，在升压动作中，LV的电压低(LV1)且HV的电压高(HV2)的情况是升压比(在该情况下指N2)为最大的条件。
这样，在降压比与升压比差别大时，图1中成为大的设计参数的是变压器的匝数比。在双向进行从HV到LV的降压和从LV到HV的升压时，由于共用变压器，因此降压比/升压比会较大地受到变压器匝数比的影响。例如，若以降压动作为优先来确定变压器匝数比，则存在无法满足升压比的情况。而且，若以升压动作为优先来确定变压器匝数比，则反之会产生无法满足降压比、LV的电压过低的问题。
在该实施例中，通过独立设定之前所说明的降压时的开关频率和升压时的开关频率，可将降压比/升压比设定在较广范围。由开关频率设定机构6、7设定的开关频率fsw1、fsw2设定在产品出厂时固有的频率，存在产品出厂后不变更的情况、和在产品出厂后的动作中因HV、LV的电压或负载电流的大小等而变更的情况。
图3是本发明的实施例1中的开关频率设定机构的构成例图。
在该图(A)中，作为开关频率设定机构6、7内的频率切换机构，通过由开关311～313切换电阻器321～323来切换发射器310的发射频率fsw。在该图(B)中，具备多个不同频率的发射器331～333，通过由开关341～343选择一个发射器来切换输出频率fsw。最后，在该图(C)中，由开关371～373选择外围部件的常数例如电容器361～363的电容来调整PWM调制器350中的载波发生器等的分立部件的信号频率。
图4是本发明的实施例1中的降压控制电路的具体的构成例图。这是基于图1并仅着眼于降压控制电路4的控制系统的构成而进行图示的图。误差放大器111对低压侧电源LV的电压与基准电压112的差进行放大，传递到PWM调制器(或PFM调制器)110。PWM调制器110接受误差放大器111的结果，将PWM调制(或PFM调制)后的信号发送到高电压侧主电路1和低电压侧主电路2内的开关机构。在此省略图示的图1的升压控制电路5采用与降压控制电路4基本相同的构成，将高压侧电源HV的电压作为输入，输出到选择器8、9的另一方端子。
图5是关于变压器3的匝数比与由开关频率设定机构6、7设定的频率fsw1、fsw2的关系的说明图。在该图(A)中，将降压时要求的变压器匝数比(N1)与升压时要求的变压器匝数比(N2)设在横轴上。若能选择满足的变压器匝数比，则哪一个条件都没有问题，但在考虑电路的损耗例如变压器的损耗和开关元件的损耗等的情况下难以两立。在该情况下，必须以降压/升压的某一个动作为优先来确定变压器匝数比。在这种情况下，通过如图5所示那样设定降压时的开关频率fsw1和升压时的开关频率fsw2，能够满足仅由变压器匝数比难以两立的降压比/升压比。
图5(B)是从降压比/升压比的计算求得的变压器匝数比最初不两立的情况的例子。即使在这种情况下，也必须以降压/升压的某一个为优先来确定变压器匝数比，但通过如图5(B)所示那样设定开关频率fsw1、fsw2，能够将降压比/升压比设定在较广范围。
在此，对升压比与升压时需要的变压器匝数比的关系进行说明。在升压动作中，使低电压侧主电路作为升压电路动作，以该升压电路的升压比N2_1与变压器匝数比N2_2的积(N2_1×N2_2)满足升压比。在这样的例子中，实际上升压时要求的变压器匝数比变为N2_2＝N2/N2_1。在到此为止的说明中所讲到的升压时要求的变压器匝数比，是指对该变压器本身要求的升压比(在该情况下为N2_2)。
前面也进行了叙述，但若降低开关频率来延长一个循环的周期，则能够扩展PWM控制的占空比(duty)范围，结果能够扩展降压比或升压比。
根据本实施例，在降压比/升压比无法两立的双向DC-DC转换器中，通过独立设定降压时使其开关的开关频率和升压时使其开关的开关频率，使二者不同。由此，具有能将降压比/升压比设定在较广范围的效果。而且，在设计双向DC-DC转换器时，通过增加一个设计参数而具有能更早结束设计的效果。
(实施例2)
图6是本发明的实施例2的双向DC-DC转换器的整体构成图。图中，对与图1相同功能部标注相同标记，以避免重复说明。与图1的不同之处在于，设置有切换开关频率fsw1、fsw2的切换电路13。开关频率设定机构14根据来自上述切换电路13的fsw1切换信号16来设定开关频率fsw1。而且，开关频率设定机构15根据来自上述切换电路13的fsw2切换信号17来设定开关频率fsw2。切换电路13采用如下构成：除来自上位控制器11的降压/升压控制切换信号12以外，还接受高电压侧直流电源HV的电压信号18、和低电压侧直流电源LV的电压信号19。由此形成双向DC-DC转换器20。
该实施例2的基本动作与图1的实施例1相同，对与图1不同的动作进行说明。在图1中，动作时不能变更开关频率fsw1、fsw2，但在图6中特征在于这是可能的。即，开关频率fsw1/fsw2切换电路13通过高电压侧直流电源HV的电压18、和低电压侧直流电源LV的电压19，计算该时刻的降压比/升压比。并且，可产生用于设定必要的开关频率fsw1、fsw2的切换信号16、17，供给到开关频率设定机构14、15。
对于开关频率fsw1/fsw2切换电路13，从上位控制器11供给降压/升压控制切换信号12。由此，开关频率fsw1/fsw2切换电路13能够切换用于产生fsw1的运算或用于产生fsw2的运算。
但是，在开关频率fsw1/fsw2切换电路13中，若独立具备用于产生fsw1、fsw2的运算电路，则即使没有降压/升压控制切换信号12，在动作上也不特别成问题。只是若从外部输入降压/升压控制切换信号12，则在开关频率fsw1/fsw2切换电路13中无需独立具备用于产生fsw1、fsw2的运算电路。因此，具有能够以少的硬件来构成开关频率fsw1/fsw2切换电路13的效果。
根据本实施例2，在DC-DC转换器动作中，根据高电压侧直流电源HV、低电压侧直流电源LV的电压，能够使开关频率fsw1、fsw2变化。因此，可获得实现更广范围的降压比/升压比的双向DC-DC转换器。
(实施例3)
图7是本发明的实施例3的双向DC-DC转换器的整体构成图。图中，对与图1相同功能部标注相同标记，以避免重复说明。与图1的不同之处在于，进一步对图6进行变形，设置有接受来自上位控制器11的控制信号21，切换DC-DC转换器23动作的动作切换电路22。
来自上位控制器11的控制信号21中包括：降压动作或升压动作的指示、降压时的开关频率fsw1和升压时的开关频率fsw2的频率设定信息。动作切换电路22根据来自上位控制器11的控制信号21，产生降压/升压控制切换信号12。还产生用于供给到开关频率设定机构14、15的开关频率切换信号16、17。
根据本实施例3，可根据上位控制器11的指示使双向DC-DC转换器动作。由于上位控制器11总括有高电压侧直流电源HV和低电压侧直流电源LV的状态监视、和搭载本DC-DC转换器23的系统整体，因此可根据其状况，对DC-DC转换器指示最佳的运转。
(实施例4)
图8是本发明的实施例4的双向DC-DC转换器的整体构成图。图中，对与图1相同功能部标注相同标记，以避免重复说明。与图1的不同之处在于，进一步对图7进行变形，使动作切换电路24构成为不接受来自外部的指令而由自己判断来切换DC-DC转换器25的动作。接受高电压侧直流电源HV的电压18、和低电压侧直流电源LV的电压19，根据该电压值选择DC-DC转换器25应动作的动作模式，并输出降压/升压控制切换信号12。还产生用于供给到开关频率设定机构14、15的开关频率切换信号16、17。例如，当高电压侧直流电源HV的电压在一定电压以上且低电压侧直流电源LV的电压在一定电压以下的情况下，对降压/升压控制切换信号12送出降压控制的信号，并送出该HV、LV电压值所对应的开关频率fsw1切换信号。而且，当HV电压在一定电压以下且LV电压在一定电压以上时，送出升压控制的信号作为降压/升压控制切换信号12，并送出向该HV、LV电压值所对应的开关频率fsw2的切换信号。
根据本实施例4，即使在不存在来自上位系统的信号时，本DC-DC转换器25本身也能进行与高电压侧直流电源HV、低电压侧直流电源LV的电压值对应的控制。
(实施例5)
图9是本发明的实施例5的双向DC-DC转换器的整体构成图。图中，对与图1相同功能部标注相同标记，以避免重复说明。与图1的不同之处在于，进一步对图6进行变形，首先具备：用于进行高电压侧直流电源HV侧的电池的状态监视和控制的电池控制器26、和用于进行低电压侧直流电源LV侧的电池的状态监视和控制的电池控制器27。并且，用包括HV的电压、电流信息等的信号线29来连接高电压侧直流电源HV与电池控制器26，动作切换电路28从电池控制器26接受HV的状态信号31。同样，用信号线30来连接LV与电池控制器27，从电池控制器27对动作切换电路28输入LV的状态信号32。由此，动作切换电路28根据来自电池控制器26、27的高电压侧直流电源HV侧及低电压侧直流电源LV侧的电池的状态，可构成在降压/升压控制之间切换双向DC-DC转换器33的构成。即，动作切换电路28接受来自电池控制器26的HV的状态信号31、和来自电池控制器27的LV的状态信号32，并输出降压/升压控制切换信号12、fsw1切换信号16、和fsw2切换信号17。
根据本实施例5，通过进行HV、LV电池的状态监视的电池控制器26、27，可实现细致的降压/升压控制切换，和开关频率fsw1、fsw2的设定。而且，可接受来自专门进行电池的状态监视的电池控制器的信号，从而无需在动作切换电路28内进行用于确认电池状态的处理，具有减小动作切换电路28的电路规模的效果。
(实施例6)
图10是本发明的实施例6的双向DC-DC转换器的整体构成图。图中，对与图1相同功能部标注相同标记，以避免重复说明。与图9的不同之处在于，是对开关频率切换机构34进行了变形的例子，省略了图示的部分采用与图9相同的构成。切换机构34输出确定降压控制电路4和升压控制电路5所产生的控制信号的频率的时钟信号35。36是用于设定时钟信号35的频率的时钟频率切换信号，37是双向DC-DC转换器。降压/升压控制切换信号12和时钟频率切换信号36的产生部分按照在图6～图9中说明的那样。
在降压动作时，降压/升压控制切换信号12指示降压，因此开关频率切换机构34输出降压动作用的时钟信号35。降压控制电路4接受该时钟信号35，输出降压动作用的控制信号，并经由选择器8、9供给到高电压侧主电路1和低电压侧主电路2。此时，选择器8、9通过降压/升压控制切换信号12而选择来自降压控制电路4的信号并输出。此时，降压控制用的时钟信号35还被供给到升压控制电路5，因此升压控制电路5也向选择器输出与降压控制电路4相同开关频率的信号。但是，由于选择器8、9选择了来自降压控制电路4的信号，因此不会产生问题。此时，通过使用降压/升压控制切换信号12等，还可控制为使升压控制电路5不动作。
在升压动作时，降压/升压控制切换信号12指示升压，因此开关频率切换机构34输出升压动作用的时钟信号35。升压控制电路5接受该时钟信号35，输出升压动作用的控制信号，并经由选择器8、9供给到高电压侧主电路1和低电压侧主电路2。此时，选择器8、9通过降压/升压控制切换信号12而选择来自升压控制电路5的信号并输出。此时，升压控制用的时钟信号35还供给到降压控制电路4，但与降压时同样不太成问题。而且，此时也可通过使用降压/升压控制切换信号12等，控制为使降压控制电路4不动作。
图10所示的开关频率切换机构34根据降压/升压控制切换信号12和时钟频率切换信号36，可用一个电路模块在降压控制时和升压动作时都起作用。但是，该方法还可应用于图6～图9的实施例。
根据本实施例6，由于无需为降压控制用和升压控制用而分别设置开关频率切换机构34，因此具有能够以少的电路元件分别设定降压控制用的开关频率和升压控制用的开关频率的效果。
(实施例7)
图11是本发明的实施例7的双向DC-DC转换器的整体构成图。图中，对与图10相同功能部标注相同标记，以避免重复说明。与图10的不同之处在于，38、39是OR电路，40是带使能端子的降压控制电路，41是带使能端子的升压控制电路，42是双向DC-DC转换器。
本实施例7对降压、升压控制切换信号12和时钟频率切换信号16、17的产生部分也按照图6～图9所示的那样，因此这里省略说明。
在降压动作时，降压/升压控制切换信号12指示降压，降压控制电路40动作，升压控制电路41非动作。在升压控制电路41变为非动作的情况下，控制为其输出信号变成“L”。OR电路38、39对降压控制电路40和升压控制电路41的输出进行OR运算并输出，但在该情况下，由于升压控制电路41的输出为“L”，因此作为结果，对高电压侧主电路1和低电压侧主电路2输出降压控制电路40的输出。此时，开关频率设定机构14、15分别根据开关频率切换信号16、17，向降压控制电路40和升压控制电路41供给时钟信号。
在升压动作时，降压/升压控制切换信号12指示升压，降压控制电路40变为非动作状态，升压控制电路41变为动作状态。在降压控制电路40变为非动作的情况下，控制为其输出信号变成“L”。OR电路38、39对降压控制电路40和升压控制电路41的输出进行OR运算并输出，但在该情况下，由于降压控制电路40的输出为“L”，因此作为结果，对高电压侧主电路1和低电压侧主电路2输出升压控制电路41的输出。此时，开关频率设定机构14、15分别根据开关频率切换信号16、17，向降压控制电路40和升压控制电路41供给时钟信号。
根据本实施例7，对降压控制电路40和升压控制电路41输入使能信号，在可以不动作时积极使其不动作，由此具有实现控制电路的低耗电化的效果。当然，在开关频率设定机构14、15中，也可通过输入使能信号，在可不动作时停止动作，从而也能实现低耗电化。而且，通过采用上述构成，具有由简单的OR电路实现选择来自降压控制电路40的信号和来自升压控制电路41的信号的电路的效果。
(实施例8)
图12是本发明的实施例8的双向DC-DC转换器的整体构成图。图中，对与图1相同功能部标注相同标记，以避免重复说明。该图是对图1的高电压侧主电路1和低电压侧主电路2的内部表示电路构成例的图。
首先，对高电压侧的主电路1的构成进行说明。与降压侧直流电源HV连接的有；平滑电容器43；串联连接的开关元件44、45；和其他串联连接的开关元件46、47。续流二极管(freewheel diode)48～51分别与开关元件44～47并联连接，当开关元件44～47为MOSFET时可利用体二极管(body diode)。
在降压动作时，通过使开关元件44～47开关而将直流电压转换为交流电压，并经由辅助电抗器52在变压器3的原线圈53中产生交流电压。在变压器3的原线圈53中流动的电流的极性反转时，辅助电抗器52起到调整电流的趋势的作用。在此，辅助电抗器52可由变压器3的漏电感代替，在该情况下，可删除辅助电抗器52。
在升压动作时，通过二极管48～51对变压器3的原线圈53中产生的交流电压进行整流，将其转换为直流电压。此时，正向电流在二极管48～51中从阳极流动到阴极侧的期间，可使开关元件44～47接通，即进行所谓的同步整流。
下面，对低电压侧的主电路2的构成进行说明。对低电压侧主电路表示使用了电流倍增器(current doubler)同步整流电路的例子。电流倍增器同步整流电路例如如特开2003-199339号公报中公开的那样是公知的。与低电压侧的直流电源LV并联连接的有：平滑电容器61；串联连接的电抗器59和开关元件56；和串联连接的电抗器60和开关元件55。续流二极管58、57分别与开关元件56和55并联连接，当开关元件56、55为MOSFET时可利用体二极管。
在降压动作时，由该电流倍增器电路构成的低电压侧主电路2，通过二极管57、58对变压器3中产生的交流电压进行整流，然后，由电抗器59、60和电容器61进行平滑从而得到直流电压LV。此时，正向电流在二极管57、58中从阳极流动到阴极侧的期间，可使开关元件55、56接通，即进行所谓的同步整流。
在升压动作时，通过交互地使开关元件55、56接通，将直流电压LV转换成交流电压，在变压器3的副线圈54中产生交流电压。该产生的交流电压根据变压器3的匝数比而被转换电压，通过高电压侧主电路1整流为直流电压，从而获得高电压侧直流电压HV。
在本实施例8中，表示了对开关元件使用MOSFET的例子，但使用IGBT等开关元件也没有问题。
图13是使图12降压动作时的时序图的一例图。A～F对应于开关元件44～47、55、56的栅极信号。
A、B中设置有同时变为“L”的期间，以便在波形切换时开关元件44、45不会同时接通。C、D也设置有同时变为“L”的期间，以便不同时接通。但是，A与C错开相位而控制。在此，在A与D均接通的期间、及B与C均接通的期间变压器3的原线圈中产生电压，并经由变压器3向低电压侧送出电力。低电压侧的开关元件55、56根据图13所示的E、F控制信号进行同步整流，对变压器3的副线圈中产生的交流电压进行整流。此时的开关频率设为1/T1，能够通过开关频率设定机构6设定适合于降压动作的开关频率而不受升压动作影响。
图14是采用图12进行升压动作时的时序图的一例图。在该例中，使A～D关断，通过二极管48～51对变压器3的原线圈中产生的交流电压进行整流。用于控制低电压侧开关元件55、56的控制信号E、F，如图14所示，通过使其交替开关，在变压器3的副线圈54中产生交流电压，并将电力送到高电压侧。此时的开关频率设为1/T2，能够通过开关频率设定机构7设定适合于升压动作的开关频率而不受降压动作影响。
(实施例9)
图15是本发明的实施例9的双向DC-DC转换器的整体构成图。图中，对与图12相同功能部标注相同标记，以避免重复说明。对图12的构成，将变压器62的副线圈侧作为中心抽头(center tap)构成，从而分割为63、64的线圈。由此，将低电压侧主电路变更为70的构成。低电压侧主电路70由电抗器65、开关元件66和67、以及与开关元件并联连接的二极管68和69构成。当开关元件66、67由MOSFET构成时，二极管68、69可利用体二极管。
对于与中心抽头构成对应的主电路70的动作，由于通过文献等公知因此省略详细说明。而且，对于用于控制图15的实施例的时序图，与图13、14所示的动作相同。
这样，作为本发明的实施例8、9，在图12、图15中表示了详细电路例，但高电压侧主电路及低电压侧主电路，只要是兼备逆变器动作和整流动作的电路，则还可应用这里表示的电路以外的电路。
(实施例10)
图16是本发明的实施例10的双向DC-DC转换器的整体构成图。图中，对与图12相同功能部标注相同标记，以避免重复说明。该实施例10是在降压动作时和升压动作时用开关切换变压器匝数比的类型的双向DC-DC转换器。72是变压器，将原线圈分割成73和74。75是副线圈。76、77是开关，78是双向DC-DC转换器。
在降压动作时，开关76接通，并关断开关77，使原线圈仅为73，从而减小变压器72的匝数比(N1)使其动作。而且，在升压动作时，关断开关76，并接通开关77，使原线圈为73与74的串联连接，从而增大变压器72的匝数比(N2)。这样，在升压动作时和降压动作时使变压器72的匝数比变化，从而可将降压比/升压比在各自的动作中设定为最佳。该实施例10通过由开关频率设定机构6产生的信号来使降压控制电路4和升压控制电路5动作，因此在降压时和升压时开关频率变为相同频率。所以，由变压器72进行切换降压比/升压比。对于本实施例10中的、除切换一次变压器的匝数比以外的动作，与图1所示的实施例相同。
根据本实施例10，通过切换继电器等的开关，可切换所希望的降压比/升压比。但是，在考虑车载用途的情况下，使用继电器等的开关存在因振动引起误接触的问题，因此认为希望采用如前面所说明的切换频率的类型的双向DC-DC转换器。
而且，如图1所示，当然可独立具备降压控制电路4用的开关频率设定机构、和升压控制电路5用的开关频率设定机构，且可并用对降压动作、升压动作设定为最佳开关频率的机构。
(实施例11)
图17是本发明的实施例11的双向DC-DC转换器的整体构成图。图中，对与图16相同功能部标注相同标记，以避免重复说明。该实施例11也是在降压动作时和升压动作时切换变压器匝数比的类型的双向DC-DC转换器。与图16的不同之处在于，在变压器的副线圈侧，用降压动作和升压动作来切换匝数比。79是变压器，原线圈为80，将副线圈分割成81和82。83、84是开关，85是双向DC-DC转换器。
在降压动作时，开关83关断，并接通开关84，使副线圈为81与82的串联连接，从而减小匝数比(N1)使其动作。而且，在升压动作时，接通开关83，并关断开关84，使副线圈仅为81，从而增大变压器79的匝数比(N2)。通过这样使其动作，可获得与图16所示的实施例10同样的效果。
(实施例12)
图18是本发明的实施例12的双向DC-DC转换器的整体构成图。图中，对与图12相同功能部标注相同标记，以避免重复说明。该实施例12是基于图12的主电路构成且可由变压器的抽头切换实现降压时和升压时的辅助电抗器值与变压器匝数比的切换的构成图。在降压动作时，关断开关136，并接通开关137，使辅助继电器135、原线圈132有效动作。在升压动作时，接通开关136，并关断开关137，使辅助继电器134、原线圈131和132有效动作。由此，相对于降压动作，将升压动作的辅助电抗器值设定得小，将变压器匝数比设定得大。在升压动作时将辅助电抗器值设定得小是由于：因辅助电抗器中产生的电压下降，在原线圈131、132中产生的电压不能有效供给到高电压侧直流电源HV。
(实施例13)
图19是本发明的实施例13的双向DC-DC转换器的整体构成图。图中，对与前面的图相同功能部标注相同标记，以避免重复说明。该实施例13是对电力转换不使用变压器的非绝缘类型的双向DC-DC转换器的例子。86是高电压侧的平滑电容器，87、88是开关元件，89、90是二极管。当开关元件87、88为MOSFET时，二极管89、90可利用体二极管。91是电抗器，92是低电压侧的平滑电容器。
在降压动作时，通过使开关元件87开关，从HV侧向LV侧送出电力。在开关元件87关断(off)时，通过电抗器91中流动的电流而二极管90沿正向流动电流。此时，接通开关88，也可进行同步整流。
在升压动作时，通过使开关元件88开关，从LV侧向HV侧送出电力。在开关元件88关断时，通过电抗器91中流动的电流而二极管89沿正向流动电流。此时，接通开关87，也可进行同步整流。93是双向DC-DC转换器。
图20是图19的本发明的实施例13的双向DC-DC转换器降压时和升压时的时序图的例子。设想分别进行同步整流的情况。在此，可独立设定降压时的开关周期为T1，升压时的开关周期为T2。即，可独立控制降压时和升压时的开关频率。
根据本实施例13，在非绝缘类型的转换器中，通过在降压时和升压时独立控制开关频率，能够将降压比/升压比扩展到较广范围。
(实施例14)
图21是作为本发明的实施例14，将双向DC-DC转换器应用于车载用混合动力系统时的系统构成图。100是引擎，101是牵引、再生用的电动机/发电机(generator)，牵引时作为电动机动作，再生时作为发电机动作。102是逆变器/转换器，牵引时作为逆变器，通过高电压直流电源HV的电力而使电动机旋转，再生时作为转换器，将由发电机发出的交流电压转换为直流，对高电压直流电源HV充电。
103是双向DC-DC转换器，配置在HV与LV之间，进行双向的电力转换。104是车载电子设备。105、106是电池控制器，进行HV与LV的各自的电源管理。电子控制单元ECU作为控制DC-DC转换器103的上位系统而发挥作用。即，切换降压动作或升压动作，向DC-DC转换器103送出开关频率的设定信息，并从DC-DC转换器103接受动作状态等信息。电池控制器105、106与电子控制单元ECU106经由网络108通信，相互进行信息的授受。
在该实施例14中，DC-DC转换器103与电子控制单元ECU106个别进行通信。但是，例如，还可采用DC-DC转换器103也经由网络108与电子控制单元ECU106和电池控制器105、106通信的构成。
本实施例14的情况设想了在降压动作时发挥向与LV连接的车载电子设备供给电力用的功能，在升压动作时发挥用于在HV劣化时起动引擎的紧急用的功能。但是，本发明并不限定于这些用途，可应用于不同的直流电压之间的电力转换。设想上述说明的高电压直流电源和低电压直流电源由二次电池和电容器等构成。
根据以上的本发明的实施例，在车载系统中，当高电压直流电源与低电压直流电源的电压差较大且各自的电源电压在动作中变动较大时，在高电压侧与低电压侧进行双向电力转换时有效。
(工业上的可利用性)
以上的实施例对主要作为车载用的应用进行了说明，但本发明还可应用于车载用途以外的例如电池充放电系统等的DC-DC电力转换所需要的应用等中。

Claims (22)

1.一种双向DC-DC转换器，其具备包括开关元件的降压转换电路、和包括开关元件的升压转换电路，并在两个电压之间进行电力转换，
该双向DC-DC转换器还具备：
第一控制机构，其以第一占空比范围控制所述降压转换电路的所述开关元件；和
第二控制机构，其以与所述第一占空比范围不同的第二占空比范围控制所述升压转换电路的所述开关元件。
2.一种双向DC-DC转换器，其具备包括开关元件的降压转换电路、和包括开关元件的升压转换电路，并在两个电压之间进行电力转换，
该双向DC-DC转换器还具备：
第一控制机构，其以第一开关频率控制所述降压转换电路的所述开关元件；和
第二控制机构，其以与所述第一开关频率不同的第二开关频率控制所述升压转换电路的所述开关元件。
3.根据权利要求1所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
具备连接所述降压转换电路与所述升压转换电路的变压器。
4.根据权利要求1所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
所述降压转换电路与所述升压转换电路由包括通用的电抗器的升/降压转换电路构成。
5.根据权利要求1所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
所述第一及第二控制机构具备分别独立设定占空比范围的占空比范围设定机构。
6.根据权利要求2所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
所述第一及第二控制机构具备分别独立设定开关频率的频率设定机构。
7.根据权利要求2所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
所述降压转换电路与所述升压转换电路构成为：分别由所述第一及第二控制机构通过频率调制进行控制，并使各自的开关频率分别在不同的频率范围变化。
8.根据权利要求2所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
所述第一及/或第二控制机构构成为：检测所述双向DC-DC转换器的两输出端中的至少一方的电压，并根据该检测电压，调整所述第一及/或第二开关频率。
9.根据权利要求2所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
具备：
第一及第二的二次电池，其分别与所述双向DC-DC转换器的两输出端连接；
电池控制器，其进行这些第一或第二的二次电池的状态监视；和
频率设定机构，其根据来自该电池控制器的信号，设定所述第一及/或所述第二开关频率。
10.根据权利要求6所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
所述频率设定机构构成为：根据来自外部的信号，分别独立设定开关频率。
11.根据权利要求1所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
具备升压/降压切换机构，其根据来自外部的信号来切换升压动作与降压动作。
12.根据权利要求1或2所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
具备升压/降压切换机构，其根据所述双向DC-DC转换器的两输出端中的一方的电压来切换升压动作与降压动作。
13.一种双向DC-DC转换器系统，其中具备：与权利要求1所述的双向DC-DC转换器的一端子连接的产生第一电压的第一的二次电池；与该第一的二次电池连接的第一电池控制器；与所述双向DC-DC转换器的另一端子连接的产生第二电压的第二的二次电池；和与该第二的二次电池连接的第二电池控制器，
该双向DC-DC转换器系统还具备升压/降压切换机构，其根据所述第一或第二电池控制器的信号来切换升压动作与降压动作。
14.一种双向DC-DC转换器系统，其中具备：
第一的二次电池，其与权利要求1所述的双向DC-DC转换器的一端子连接，并产生第一电压；
第一电池控制器，其进行该第一的二次电池的状态监视；
第二的二次电池，其与所述双向DC-DC转换器的另一端子连接，并产生第二电压；
第二电池控制器，其进行该第二的二次电池的状态监视；
第二电池控制器，其与该第二的二次电池连接；和
升压/降压切换指令机构，其输入来自这些第一或第二电池控制器的信号，并将切换所述双向DC-DC转换器的升压动作和降压动作的升压/降压切换信号输出到所述第一或第二控制机构。
15.一种双向DC-DC转换器系统，其中具备：
控制器，其向权利要求1所述的第一或第二控制机构送出升压或降压指令；和
通知机构，其设置在所述第一及/或第二控制机构内，向所述控制器通知这些动作状态信号。
16.根据权利要求6所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
所述频率设定机构具备外部操作机构，其用于切换振荡器的振荡频率的多个电阻值的切换、多个不同频率的振荡器的切换、或由外围部件的常数变更来切换PWM产生器的信号频率。
17.根据权利要求1所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
具备：
电压检测机构，其检测所述双向DC-DC转换器的一端的电压；和
电压控制机构，其按照使该检测电压接近目标电压的方式，控制所述双向DC-DC转换器内的升压或降压转换电路的开关元件。
18.一种双向DC-DC转换器，其具备包括开关元件的降压转换电路、包括开关元件的升压转换电路、和连接这些降压及升压转换电路的变压器，并在两个电压之间进行电力转换，
该双向DC-DC转换器还具备匝数比切换机构，其对降压时和升压时的所述变压器的匝数比进行切换。
19.根据权利要求18所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
所述匝数比切换机构具备设置于所述变压器的原线圈或副线圈的中间抽头。
20.根据权利要求18所述的双向DC-DC转换器，其特征在于，
具备：
第一控制机构，其以第一开关频率控制所述降压转换电路的所述开关元件；和
第二控制机构，其以与所述第一开关频率不同的第二开关频率控制所述升压转换电路的所述开关元件。
21.一种双向DC-DC转换器的控制方法，所述双向DC-DC转换器具备包括开关元件的降压转换电路、和包括开关元件的升压转换电路，并在两个电压之间进行电力转换，
该控制方法包括：
第一控制步骤，以第一占空比范围控制所述降压转换电路的所述开关元件；和
第二控制步骤，以与所述第一占空比范围不同的第二占空比范围控制所述升压转换电路的所述开关元件。
22.一种双向DC-DC转换器的控制方法，所述双向DC-DC转换器具备包括开关元件的降压转换电路、和包括开关元件的升压转换电路，并在两个电压之间进行电力转换，
该控制方法包括：
第一控制步骤，以第一开关频率控制所述降压转换电路的所述开关元件；和
第二控制步骤，以与所述第一开关频率不同的第二开关频率控制所述升压转换电路的所述开关元件。
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