CN106208703B - 同步整流方式直流电源供给器的控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及车辆用同步整流方式直流电源供给器的控制方法及装置，更详细地说，一个PWM生成部中直接产生用于驱动1次侧转换元件及2次侧同步整流器转换元件的门控信号，从而控制同步整流器的同步整流方式直流电源供给器的控制方法及装置。

Description

同步整流方式直流电源供给器的控制方法及装置

技术领域

本发明涉及同步整流方式直流电源供给器的控制方法及装置，更详细地说，一个PWM生成部中直接产生用于驱动1次侧转换元件及2次侧同步整流器转换元件的门控信号，从而控制同步整流器的同步整流方式直流电源供给器的控制方法及装置。

背景技术

环保车辆中，为了对安装在车辆的12V低电压电池21进行充电并向车辆的电场负荷22供给电源，使用直流电源供给器10(LDC：Low Voltage DC-DC Converter，低电压DC-DC转换器)。

因这种环保车辆用直流电源供给器10使用高电压电池电源11为输入电源，为了最小化高电压电池的电力使用并提高车辆的燃油效率，呈现高效率化及小型/轻量化的趋势。根据以往技术的直流电源供给器10所使用的最普通的电力回路结构为绝缘型全桥式中心抽头结构，该结构的1次侧全桥式使用能够进行高速电力转换的能动元件12、13、14、15，2次侧输出端整流回路使用二极管17、18等手动元件。直流电源供给器10中2次侧整流回路使用的二极管17、18的运转损耗是直流电源供给器10效率降低的最大因素，因此为了改善由二极管17、18导致的效率降低，正在研究通过使用运转损耗低于二极管17、18的能动元件(电力转换元件)23、24即同步整流器而改善直流电源供给器10效率的同步整流方式。

同步整流方式是考虑到从1次侧电力转换回路向2次回路传递电力的估计运转区间，通过运转2次侧的同步整流器而运转2次侧整流回路的方式。这种高效率同步整流方式直流电源供给器10的同步整流器控制方法具有多种形态。详细说明如下。

图1是图示根据以往技术的绝缘型全桥式DC-DC转换器的回路结构的回路图，图2是图示根据以往技术的同步整流方式绝缘型全桥式DC-DC转换器的回路结构的回路图。

参照图1，根据以往技术的直流电源供给器10将高电压电池电源11用于输入电源，根据全桥式电力转换元件Q1(12)、Q2(13)、Q3(14)及Q4(15)的运转，通过变压器16向2次侧回路传递电力并通过整流二极管D1(17)及D2(18)的运转及输出过滤器L2(19)及C2(20)向低电压电池21及电场负荷22供给低电压电源。直流电源供给器10的电力流动是能够从高电压电池11向低电压电池21进行单向传递的回路结构。

参照图2，作为根据以往技术的直流电源供给器10的2次侧整流回路，使用能动元件即电力转换元件而替代二极管，从而构成适用能够改善效率及双向电力传送的同步整流器的绝缘型全桥式DC-DC转换器回路。

这里，所述能动元件是考虑到1次侧电力转换元件12、13、14、15运转的电力估计区间而执行转换运转的同步整流器。作为所述2次侧回路的所述能动元件，使用同步整流器23、24而替代具有整流功能的以往的二极管17、18。所述直流电源供给器10，根据所述同步整流器23、24的转换控制方法而能够实现高电压电池11与低电压电池21之间的双向电力传送。一般地说，作为所述同步整流器23、24，以改善效率的目的，考虑到以往二极管运转时的损耗，选择元件时应选择损耗较少的元件。

根据以往技术的同步整流方式直流电源供给器10的控制所使用的方法为：因电力转换元件12、13、14、15的门驱动信号较复杂，利用专用PWM(Pulse Width Modulation-脉冲宽度调制)IC(Integrated Circuit-集成电路)产生全桥式电力转换元件门控信号并组合为所述门控信号及模拟信号而产生用于同步整流器控制的信号。

但是，因所述控制方法使用高价的PWM IC并另外增加用于驱动同步整流器的模拟回路，会造成提高控制系统费用的问题。并且，从组合所述模拟信号的控制方法的特性上看，符合系统特性的控制方法的变更不太容易。

在先技术文献

(专利文献1)KR1417308B1

发明内容

(要解决的技术问题)

本发明为了解决所述问题点而提出，其目的在于提供一种同步整流方式直流电源供给器的控制方法及装置，反映车辆系统的特性而从一个PWM生成部中直接产生用于驱动1次侧转换元件及2次侧同步整流器转换元件的门控信号，从而控制同步整流器。

(解决问题的手段)

为了达成所述目的，根据本发明的同步整流方式直流电源供给器的控制方法的一实施例，包括如下步骤：PWM生成器接收直流电源供给器的参数的参数输入步骤；PWM生成器利用所述直流电源供给器的参数而演算内部参数的内部参数演算步骤；PWM生成器利用所述内部参数而演算PWM输出信号并选定同步整流器转换元件的运转模式的运转模式选定步骤；及PWM生成器根据控制电力转换元件Q1、Q2、Q3、Q4的PWM信号及所述运转模式而输出用于控制同步整流器转换元件SR1、SR2的PWM信号的信号输出步骤。

根据本发明的同步整流方式直流电源供给器的控制装置的一实施例，包括：输出电压感应部，检出直流电源供给器的输出电压Vo；指令生成部，利用所述输出电压Vo及直流电源供给器输出电压指令Vo*而生成PWM输出电压指令Vdc*；输入电压感应部，其感应所述直流电源供给器的输入电压Vdc及输出电流Io；PWM生成部，利用所述PWM输出电压指令Vdc*、输入电压Vdc、输出电流Io及微处理机的PWM计数器频率、PWM转换频率及PWM开关停滞期而生成用于控制电力转换元件的PWM信号(Q1_PWM)(Q2_PWM)(Q3_PWM)(Q4_PWM)及控制同步整流器转换元件的PWM信号(SR1_PWM)(SR2_PWM)；及门驱动部，利用控制所述电力转换元件的PWM信号(Q1_PWM)(Q2_PWM)(Q3_PWM)(Q4_PWM)及控制同步整流器转换元件的PWM信号(SR1_PWM)(SR2_PWM)而驱动电力转换元件及同步整流器转换元件。

(发明的效果)

根据本发明的同步整流方式直流电源供给器的控制方法及装置，一个PWM生成部中直接产生用于驱动1次侧转换元件及2次侧同步整流器转换元件的门控信号，从而具有能够反应系统特性的更简易的回路结构，还能实现更精确的控制，因此能够提高直流电源供给器的性能及效率。

附图说明

图1是图示根据以往技术的绝缘型全桥式DC-DC转换器的回路结构的回路图。

图2是图示根据以往技术的同步整流方式绝缘型全桥式DC-DC转换器的回路结构的回路图。

图3是图示根据本发明的同步整流方式直流电源供给器的控制方法的流动图。

图4是图示根据本发明的同步整流方式直流电源供给器及其控制装置的框图。

图5是图示根据本发明的同步整流方式直流电源供给器控制装置的框图。

图6是图示根据本发明的同步整流方式直流电源供给器的控制方法的同步整流方式PWM生成器的控制信号的图表。

符号说明

1：直流电源供给器(LDC)输出电压(Vo)

2：直流电源供给器(LDC)输出电压指令(Vo*)

3：PWM输出电压指令(Vdc*)

4：直流电源供给器(LDC)输入电压(Vdc)

5：直流电源供给器(LDC)输出电流(Io)

6：微处理机PWM计数器频率(Hz)

7：PWM转换频率(Hz)

8：PWM转换停滞期(sec)

10：根据以往技术的直流电源供给器(全桥式DC-DC转换器)

11：高电压电池

12：全桥式电力转换元件Q1

13：全桥式电力转换元件Q2

14：全桥式电力转换元件Q3

15：全桥式电力转换元件Q4

16：变压器 17，18：二极管

19：输出过滤器中电感器 20：输出过滤器中电容

21：低电压电池 22：电场负荷

23：同步整流器转换元件SR1

24：同步整流器转换元件SR2

100：同步整流方式直流电源供给器(LDC)

200：直流电源供给器控制装置

210：输出电压感应部

220：指令生成部

230：输入电压感应部

240：PWM生成部

250：门驱动部

具体实施方式

本说明书中使用的技术用语只是用于说明特定的实施例，并不在于限定本发明。并且，除了本说明书中定义为其他特殊意思之外，本说明书中使用的技术用语应被解释为具有本发明技术领域的一般知识的人能够一般理解的意思，不可解释为过于全面或过于缩小的意思。并且，附图只是为了更加容易理解本发明中公开的技术思想，并不在于限定该技术思想，应理解为包括本说明书中公开的技术思想及技术范围所包括的所有变更·均等物至替代物。

下面，参照附图而详细说明根据本发明的同步整流方式直流电源供给器(LDC)的控制方法的一实施例。

参照图3至图6，根据本发明的同步整流方式直流电源供给器(LDC)的控制方法的一实施例，包括：参数输入步骤(S100)、内部参数演算步骤(S200)、运转模式选定步骤(S300)及信号输出步骤(S400)。

所述参数输入步骤(S100)中，PWM生成器240接收所输入的直流电源供给器100的参数。即，所述参数输入步骤(S100)中，由所述PWM生成器240接收，演算用于控制全桥式电力转换元件12、13、14、15及同步整流器转换元件23、24的PWM输出信号所需的直流电源供给器100的各参数。这里，所述参数可以是PWM输出电压指令3、输入电压4、输出电流5、微处理机的PWM计数器频率6、PWM转换频率7及PWM开关停滞期8。

所述内部参数演算步骤(S200)中，PWM生成器240利用所述直流电源供给器100的参数3、4、5、6、7、8而演算内部参数。这里，所述内部参数可以是PWM计数器尺寸、PWM停滞期计数值、PWM计数器及1次侧电力相位(Phase)计数输出值。

更详细地说，所述PWM计数器尺寸(PWM_CNT_SIZE)可根据如下公式而算出。

【数学式1】

这里，PWM_CNT_SIZE为PWM计数器尺寸，F_MCLK为微处理机PWM计数器频率6，F_SWT为PWM转换频率7。

并且，所述PWM停滞期计数值(DEAD_CNT_VAL)可根据如下公式而算出。

【数学式2】

DEAD_CNT_VAL＝(T_DEAD)×(F_MCLK)

这里，DEAD_CNT_VAL为PWM停滞期计数值，T-DEAD为PWM转换停滞期8，F_MCLK为微处理机PWM计数器频率6。并且，所述PWM计数器为从0到PWM计数器尺寸中减去1的数字中的其中一个的值。并且，所述1次侧电力估计相位计数输出值(PHASE_CNT_OUT)可根据如下公式而算出。

【数学式3】

这里，PHASE_CNT_OUT为1次侧电力估计相位计数输出值，Vdc*为PWM输出电压指令3，Vdc为LDC输入电压4，PWM_CNT_SIZE为PWM计数器尺寸。

所述运转模式选定步骤(S300)中，PWM生成器240利用所述内部参数而演算PWM输出信号241、242、243、244、245、246，选定同步整流器转换元件23、24的运转模式。更详细地说，所述运转模式选定步骤(S300)可包括输出信号演算步骤(S310)及模式选定步骤(S320)。

所述输出信号演算步骤(S310)中，利用所述内部参数而演算控制4个电力转换元件12、13、14、15的4个PWM输出信号241、242、243、244。

更详细地说，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q1_PWM)241为(PWM_CNT≥DEAD_CNT_VAL)，时，开启(Turn-on)4个电力转换元件中的其中一个(Q1)12的PWM输出信号。这里，PWM_CNT为PWM计数，DEAD_CNT_VAL为PWM停滞期计数值，Ts为对应PWM转换频率的周期。

这时，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q1_PWM)241为不满足(PWM_CNT≥DEAD_CNT_VAL)或时，断开(Turn-off)4个电力转换元件中的其中一个(Q1)12的PWM输出信号。

并且，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q2_PWM)242为

时开启(Turn-on)4个电力转换元件中的其中一个(Q2)13的PWM输出信号。这里，PWM_CNT为PWM计数，DEAD_CNT_VAL为PWM停滞期计数值，Ts为对应PWM转换频率的周期。

这时，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q2_PWM)242为当不满足时，断开(Turn-off)4个电力转换元件中的其中一个(Q2)13的PWM输出信号。并且，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q3_PWM)243为(PWM_CNT≥(PHASE_CNT_OUT+DEAD_CNT_VAL))时开启(Turn-on)4个电力转换元件中的其中一个(Q3)14的PWM输出信号。这里，PWM_CNT为PWM计数，PHASE_CNT_OUT为1次侧电力相位计数输出值，DEAD_CNT_VAL为PWM停滞期计数值。

这时，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q3_PWM)243为不满足(PWM_CNT≥(PHASE_CNT_OUT+DEAD_CNT_VAL))时断开(Turn-off)4个电力转换元件中的其中一个(Q3)14的PWM输出信号。并且，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q4_PWM)244为，满足(PWM_CNT≥PHASE_CNT_OUT)及时开启(Turn-on)4个电力转换元件中的其中一个(Q4)的PWM输出信号15。这里，PWM_CNT为PWM计数，PHASE_CNT_OUT为1次侧电力相位计数输出值，DEAD_CNT_VAL为PWM停滞期计数值。

这时，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q4_PWM)244为，不满足(PWM_CNT≥PHASE_CNT_OUT)或时断开(Turn-off)4个电力转换元件中的其中一个(Q4)的PWM输出信号15。

所述模式选定步骤(S320)中，利用所述演算的4个PWM输出信号241、242、243、244而选定控制2个同步整流器转换元件23、24的2个PWM输出信号的运转模式，按照各所述运转模式演算控制所述2个同步整流器转换元件23、24的2个PWM输出信号245、246。这里，所述运转模式可具有包括第1模式(MODE1)、第2模式(MODE2)及第3模式(MODE3)的3个模式。

所述第1模式(MODE1)为，当所述4个PWM输出信号241、242、243、244全部为断开(Turn-off)时被选定，可以是输出全部断开(Turn-off)所述2个同步整流器转换元件23、24的2个PWM输出信号245、246的模式。这里，所述第1模式(MODE1)为，使用同步整流器转换元件23、24内部的二极管而整流变压器16的2次侧的模式，在负荷量较小的区间内使用，可在整流器转换元件23、24的转换损耗大于二极管传递损耗的区间内使用。

所述第2模式(MODE2)为，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q1_PWM)241为开启(Turn-on)，另一信号(Q4_PWM)244为开启(Turn-on)时被选定，输出开启(Turn-on)所述2个同步整流器转换元件中的其中一个元件23的PWM输出信号245，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q2_PWM)242为开启(Turn-on)且另一信号(Q3_PWM)243为开启(Turn-on)时被选定，输出开启(Turn-on)所述2个同步整流器转换元件中的其余一个元件24的PWM输出信号246。

这里，所述第2模式(MODE2)为，使得与所述变压器16的1次侧回路的电力估计区间精确地一致而开启(ON)同步整流器转换元件的模式，与第1模式类似，用于负荷量较少的区间，用于最小化所述转换元件的损耗。

这时，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q1_PWM)241为开启(Turn-on)、另一信号(Q4_PWM)244不是开启(Turn-on)时，输出断开(Turn-off)所述2个同步整流器转换元件中的其中一个元件23的PWM输出信号245，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q2_PWM)242为开启(Turn-on)，另一信号(Q3_PWM)243不是开启(Turn-on)时，输出断开(Turn-off)所述2个同步整流器转换元件中的其余一个元件24的PWM输出信号246。

所述第3模式(MODE3)为，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q2_PWM)242为开启(Turn-on)，另一信号(Q3_PWM)243为开启(Turn-on)时被选定，输出开启(Turn-on)所述2个同步整流器转换元件中的其中一个元件23的PWM输出信号(SR1_PWM)245，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q1_PWM)241为开启(Turn-on)，另一信号(Q4_PWM)244为开启(Turn-on)时被选定，输出开启(Turn-on)所述2个同步整流器转换元件中的其余一个元件24的PWM输出信号(SR2_PWM)246。

这里，第3模式(MODE3)为，除了第1模式(MODE1)及第2模式(MODE2)的全部区间中，为同步整流器转换元件23、24的驱动而使用的模式，可在所述转换元件的转换损耗小于二极管损耗的大部分区间使用。

这时，所述第3模式(MODE3)为，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q2_PWM)242为开启(Turn-on)，另一信号(Q3_PWM)243不是开启(Turn-on)时，输出断开(Turn-off)所述2个同步整流器转换元件中的其中一个的PWM输出信号(SR1_PWM)245，所述4个PWM输出信号中的其中一个信号(Q1_PWM)241为开启(Turn-on)，另一信号(Q4_PWM)244不是开启(Turn-on)时，输出断开(Turn-off)所述2个同步整流器转换元件中的其余一个元件24的PWM输出信号(SR2_PWM)246。

所述信号输出步骤(S400)中，PWM生成器240根据控制电力转换元件12、13、14、15的PWM信号241、242、243、244及所述运转模式(MODE1)(MODE2)(MODE3)而输出控制同步整流器转换元件23、24的PWM信号245、246。

关于所述参数及各参数的计算如下表。

【表1】

以下，参照附图而更详细地说明根据本发明的同步整流方式直流电源供给器(LDC)的控制装置的一实施例。

参照图4及图5，同步整流方式直流电源供给器(LDC)的控制装置200的一实施例，包括：输出电压感应部210、指令生成部220、输入电压感应部230、PWM生成部240及门驱动部250。

所述输出电压感应部210检出直流电源供给器100的输出电压(Vo)1。所述输入电压感应部230感应所述直流电源供给器100的输入电压(Vdc)4及输出电流(Io)5。更详细地说，直流电源供给器100将高电压电池11电源用于输入。

并且，控制装置200输出全桥式回路的PWM输出信号241、242、243、244，根据全桥式电力转换元件12、13、14、15的转换运转，向变压器16的1次侧供给电力。所述电力转换元件12、13、14、15运转时，为了降低转换噪声，需要输入端电容(C1)。

输入到所述变压器16的1次侧的电力根据变压器匝比而传递到2次侧，考虑到1次侧电力转换运转，从所述控制装置200生成同步整流器驱动转换信号245、246。通过同步整流器开关元件23、24的运转而被传递到2次侧的电力被整流而经过LC过滤器回路19、20的过滤过程，对低电压电池21进行充电或向电场负荷22供给电流。在这种运转过程中，所述控制装置200检出直流电源供给器100的输出控制所需的输入端电压4、输出电压1及输出电流5。

所述指令生成部220，利用所述输出电压(Vo)1及直流电源供给器输出电压指令(Vo*)2而生成PWM输出电压指令(Vdc*)3。

所述PWM生成部240，利用所述PWM输出电压指令(Vdc*)3、输入电压(Vdc)4、输出电流(Io)5及微处理机的PWM计数器频率6、PWM转换频率7及PWM开关停滞期8而生成用于控制电力转换元件12、13、14、15的PWM信号241、242、243、244及控制同步整流器转换元件的PWM信号245、246。图6中，能够确认输入到所述PWM生成部240并从所述PWM生成部240输出的输出波形。

所述门驱动部250，利用用于控制所述电力转换元件的PWM信号241、242、243、244及控制同步整流器转换元件的PWM信号245、246，驱动电力转换元件12、13、14、15及同步整流器转换元件23、24。

如所述，在本发明的基本技术思想的范畴内，具有本领域一般知识的人能够进行多种不同的变更，应基于附加的专利权利要求范围而解释本发明的权利范围。

Claims (15)

1.一种同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

参数输入步骤，PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)生成器接收直流电源供给器的参数输入；

内部参数演算步骤，PWM生成器利用所述直流电源供给器的参数而演算内部参数；

运转模式选定步骤，PWM生成器利用所述内部参数而演算PWM输出信号并选定同步整流器转换元件的运转模式；及

信号输出步骤，PWM生成器根据控制电力转换元件(Q1)(Q2)(Q3)(Q4)的PWM信号及所述运转模式而输出用于控制同步整流器转换元件(SR1)(SR2)的PWM信号，

所述运转模式选定步骤，包括：

输出信号演算步骤，利用所述内部参数而演算用于控制4个电力转换元件Q1、Q2、Q3、Q4的4个PWM输出信号Q1_PWM、Q2_PWM、Q3_PWM、Q4_PWM；及

模式选定步骤，利用已演算的所述4个PWM输出信号Q1_PWM、Q2_PWM、Q3_PWM、Q4_PWM而选定控制2个同步整流器转换元件SR1、SR2的2个PWM输出信号的运转模式，按照各所述运转模式演算控制所述2个同步整流器转换元件SR1、SR2的2个PWM输出信号SR1_PWM、SR2_PWM。

2.根据权利要求1所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述参数输入步骤中，被输入的所述参数为PWM输出电压指令(Vdc*)、输入电压(Vdc)、输出电流(Io)、微处理机的PWM计数器频率、PWM转换频率及PWM开关停滞期中的一个以上。

3.根据权利要求1所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述内部参数演算步骤中，被演算的所述内部参数为PWM计数器尺寸、PWM停滞期计数值、PWM计数器及1次侧电力估计相位计数输出值中的一个以上。

4.根据权利要求3所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述PWM计数器尺寸根据数学式这里，PWM_CNT_SIZE为PWM计数器尺寸，F_MCLK为微处理机PWM计数器频率，F_SWT为PWM转换频率而算出。

5.根据权利要求3所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述PWM停滞期计数值(DEAD_CNT_VAL)根据数学式，DEAD_CNT_VAL＝(T_DEAD)×(F_MCLK)，这里，DEAD_CNT_VAL为PWM停滞期计数值，T-DEAD为PWM转换停滞期，F_MCLK为微处理机PWM计数器频率而算出。

6.根据权利要求3所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述PWM计数器为0～(PWM计数器尺寸-1)之间的数字中的其中一个。

7.根据权利要求3所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述1次侧电力估计相位计数输出值(PHASE_CNT_OUT)根据数学式，这里，PHASE_CNT_OUT为1次侧电力估计相位计数输出值，Vdc*为PWM输出电压指令，V_dc为同步整流方式直流电源供给器输入电压，PWM_CNT_SIZE为PWM计数器尺寸而算出。

8.根据权利要求1所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述输出信号演算步骤中，

所述4个PWM输出信号中的其中一个信号Q1_PWM为，当PWM_CNT≥DEAD_CNT_VAL，这里，PWM_CNT为PWM计数，DEAD_CNT_VAL为PWM停滞期计数值，Ts为对应PWM转换频率的周期时，开启4个电力转换元件中的其中一个Q1的PWM输出信号。

9.根据权利要求1所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述输出信号演算步骤中，

所述4个PWM输出信号中的其中一个信号Q2_PWM为，当

这里，PWM_CNT为PWM计数，DEAD_CNT_VAL为PWM停滞期计数值，Ts为对应PWM转换频率的周期时，开启4个电力转换元件中的其中一个Q2的PWM输出信号。

10.根据权利要求1所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述输出信号演算步骤中，

所述4个PWM输出信号中的其中一个信号Q3_PWM为，当PWM_CNT≥(PHASE_CNT_OUT+DEAD_CNT_VAL)，这里，PWM_CNT为PWM计数，PHASE_CNT_OUT为1次侧电力估计相位计数输出值，DEAD_CNT_VAL为PWM停滞期计数值时，开启4个电力转换元件中的其中一个Q3的PWM输出信号。

11.根据权利要求1所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述输出信号演算步骤中，

所述4个PWM输出信号中的其中一个信号Q4_PWM为，当PWM_CNT≥PHASE_CNT_OUT，这里，PWM_CNT为PWM计数，PHASE_CNT_OUT为1次侧电力估计相位计数输出值，DEAD_CNT_VAL为PWM停滞期计数值时，开启4个电力转换元件中的其中一个Q4的PWM输出信号，其中Ts为对应PWM转换频率的周期。

12.根据权利要求1所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述模式选定步骤中，

第1模式为所述4个PWM输出信号Q1_PWM、Q2_PWM、Q3_PWM、Q4_PWM全部为断开时被选定，输出全部断开所述2个同步整流器转换元件SR1、SR2的2个PWM输出信号SR1_PWM、SR2_PWM。

13.根据权利要求1所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述模式选定步骤中，

第2模式为所述4个PWM输出信号中的其中一个信号Q1_PWM为开启、另一信号Q4_PWM为开启是被选定，输出开启所述2个同步整流器转换元件中的其中一个元件SR1的PWM输出信号SR1_PWM，

所述4个PWM输出信号中的其中一个信号Q2_PWM为开启、另一信号Q3_PWM为开启时被选定，输出开启所述2个同步整流器转换元件中的其余一个元件SR2的PWM输出信号SR2_PWM。

14.根据权利要求1所述的同步整流方式直流电源供给器的控制方法，其特征在于，

所述模式选定步骤中，

第3模式为所述4个PWM输出信号中的其中一个信号Q2_PWM为开启、另一信号Q3_PWM为开启时被选定，输出开启所述2个同步整流器转换元件中的其中一个元件SR1的PWM输出信号SR1_PWM，

所述4个PWM输出信号中的其中一个信号Q1_PWM为开启、另一信号Q4_PWM为开启时被选定，输出开启所述2个同步整流器转换元件中的其余一个元件SR2的PWM输出信号SR2_PWM。

15.一种同步整流方式直流电源供给器的控制装置，其特征在于，包括：

输出电压感应部，检出直流电源供给器的输出电压(Vo)；

指令生成部，利用所述输出电压(Vo)及直流电源供给器输出电压指令(Vo*)而生成PWM输出电压指令(Vdc*)；

输入电压感应部，其感应所述直流电源供给器的输入电压(Vdc)及输出电流(Io)；

PWM生成部，利用所述PWM输出电压指令(Vdc*)、输入电压(Vdc)、输出电流(Io)及微处理机的PWM计数器频率、PWM转换频率及PWM开关停滞期而生成用于控制电力转换元件的PWM信号(Q1_PWM)(Q2_PWM)(Q3_PWM)(Q4_PWM)及控制同步整流器转换元件的PWM信号(SR1_PWM)(SR2_PWM)；及

门驱动部，利用控制所述电力转换元件的PWM信号(Q1_PWM)(Q2_PWM)(Q3_PWM)(Q4_PWM)及控制同步整流器转换元件的PWM信号(SR1_PWM)(SR2_PWM)而驱动电力转换元件及同步整流器转换元件。