CN105703622B - 直流-直流功率变换器及其方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 17
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims abstract description 16
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims abstract description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 47
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 23
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 4
- 230000005611 electricity Effects 0.000 claims description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 6
- 230000002411 adverse Effects 0.000 abstract description 4
- 241001125929 Trisopterus luscus Species 0.000 description 10
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 4
- 210000001367 artery Anatomy 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 210000003462 vein Anatomy 0.000 description 3
- 239000012141 concentrate Substances 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 2
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 2
- 230000001808 coupling effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000004615 ingredient Substances 0.000 description 1
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000003472 neutralizing effect Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- H—ELECTRICITY
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
- H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
Abstract
本发明提供直流‑直流功率变换器及其方法。直流‑直流功率变换方法包括将直流功率变换为交流功率；将交流功率的第一部分变换为第一直流功率；将交流功率的第二部分变换为第二直流功率；调制第二直流功率；将第一直流功率和经调制的第二直流功率串联作为输出功率；对输出功率进行低通滤波以便将输出功率中的开关频率谐波基本上滤除；提取经低通滤波的输出功率电压的交流分量信号；其中第二直流功率的调制是基于交流分量信号，该经调制的第二直流功率的交流分量基本上与所提取的交流分量信号反相。通过复用带有感性器件的低通滤波器，在不增加额外器件的情况下同时抑制了开关高频谐波和线路谐波对直流‑直流功率变换器的直流输出电压的不利影响。
Description
技术领域
本发明涉及直流功率输入变换为直流功率输出的功率变换器及其方法，更具体地说，涉及应用有源元件以减少直流功率输出谐波成分的功率变换器及其方法。
背景技术
近来，开发具有较高功率变换率和较好纹波质量的直流-直流功率变换器成为一种趋势。特别是在直流-直流功率变换器的输入受到低频谐波扰动的影响的情况下，对于其输出电压和电流的纹波的调节变得尤为重要。
通常，可以采用三种技术方案来减小直流-直流功率变换器输入电压的变化对其输出直流电压的影响：无源技术方案、有源调制技术方案和有源补偿技术方案。
无源技术方案是通过接入额外的容性器件来减小电压的变化。该方案最为简单，但是效果较差。其带来较高的成本和较低的功率密度。
有源调制技术方案是通过采用诸如脉宽调制和频率调制一样的手段来根据输入端的电压变化来调节输出电压。有源调制技术方案是常用的方案并且是比较有效的。但是，其缺点是仅能对较窄的输入或输出电压范围提供调节。
有源补偿技术方案是通过采用补偿电路来对谐波电压进行补偿。该方案可以保证较高的功率变换率并且受电压谐波的影响较小。中国专利申请CN104054226A公开了采用有源补偿技术方案的交流-直流功率变换器。主输出包括具有第一交流电压脉动的主直流电压。脉动抵消变换器提供的是与主输出相互串联的第二交流电压脉动，以致第一交流电压脉动实质上得以抵消。其结果是，可以提供实质上无脉动的直流输出功率。根据该中国专利申请所提供的技术方案，被实质上抵消的第一交流电压脉动仅是线路频率的谐波，例如二次谐波(例如，北美使用的120Hz或者中国、欧洲使用的100Hz)。但是，对于该交流-直流功率变换器的高频变压器原边侧的可控开关器件所引起的开关频率谐波无法补偿。在对直流功率输出的开关频率谐波有要求的应用 场合，比如电动汽车充电桩，将带来不利影响。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供一种直流-直流功率变换器，包括：带有中间变换为交流功率的直流-直流功率变换电路，包括直流-交流功率变换电路、第一交流-直流功率变换电路和第二交流-直流功率变换电路，其中直流-交流功率变换电路适用于提供所述交流功率，第一交流-直流功率变换电路适用于将所述交流功率的第一部分变换为第一直流功率并且在其输出端输出所述第一直流功率，并且第二交流-直流功率变换电路适用于将所述交流功率的第二部分变换为第二直流功率并且在其输出端输出所述第二直流功率；调制电路，其适用于对由第二直流功率变换电路输出的第二直流功率的电压执行调制并且在其输出端输出经调制的电压，其中调制电路的第一输出端与第一交流-直流功率变换电路的第二输出端电气连接；包括感性器件的低通滤波电路，其第一和第二输入端分别与第一交流-直流功率变换电路的第一输出端和所述调制电路的第二输出端电气连接，并且其适用于将直流-交流功率变换电路和调制电路的可控开关器件产生的开关频率谐波基本上滤除并且在其输出端输出所述直流-直流功率变换器的输出功率；交流信号提取电路，其适用于提取所述输出功率电压的交流分量信号；和控制器，其适用于控制所述调制电路以便在所述调制电路的输出端产生其交流分量基本上与所提取的交流分量信号反相的电压。
根据本发明的另一个方面，提供一种带有中间变换为交流功率的直流-直流功率变换方法，包括步骤：将直流功率变换为所述交流功率；将所述交流功率的第一部分变换为第一直流功率；将所述交流功率的第二部分变换为第二直流功率；调制所述第二直流功率；将第一直流功率和经调制的所述第二直流功率串联作为输出功率；对所述输出功率进行低通滤波以便将所述输出功率中的开关频率谐波基本上滤除；以及提取所述经低通滤波的输出功率电压的交流分量信号；其中：所述第二直流功率的调制是基于所述交流分量信号，该经调制的所述第二直流功率的交流分量基本上与所提取的交流分量信号反相。
通过采用根据本发明的技术方案，通过复用带有感性器件的低通滤波器，在不增加额外器件的情况下同时抑制了开关高频谐波和线路谐波对直流-直 流功率变换器的直流输出电压的不利影响。调制电路的主要功能可集中于线路谐波的抵消，因为开关高频谐波主要被带有感性器件的低通滤波器滤除。这有利于改善直流-直流功率变换器的直流输出电压的纹波质量。
优选地，所述调制电路包括串联连接的第一可控开关器件和单向电流导通器件，其中：靠近第一可控开关器件的第一端和靠近单向电流导通器件的第二端作为其输入端分别与第二交流-直流功率变换电路的第一和第二输出端电气连接，并且其串联连接点和靠近所述单向电流导通器件的第二端作为其输出端。上述调制电路拓扑比较简单并且成本低。
优选地，所述调制电路为由可控开关器件构成的全桥电路。因为其其输出电压仅包括用于补偿线路谐波的交流分量，因此其额定功率比较低。
优选地，所述调制电路的所述单向电流导通器件可替换为第二可控开关器件；并且所述控制器进一步适用于控制所述第二可控开关器件与所述第一开关期间交替导通以便在所述第二可控开关器件两端产生其交流分量基本上与所提取的交流分量信号反相的电压。因为可控开关器件通常比单向电流导通器件导通损耗低，上述调制电路的损耗得以进一步降低。
优选地，所述交流功率的第一部分与所述交流功率的第二部分之间的功率传输比设置为小于或等于97.5％。这有利于降低调制电路的成本同时满足调制电路的输出电压具有一定的幅值以便补偿线路频率谐波。为了达到上述功率比，所述高频变压器可设计为包括第一次级绕组和第二次级绕组；第一次级绕组和第二次级绕组的匝数比设置为小于或等于20：1；第一交流-直流功率变换电路的输入端与第一次级绕组电连接；并且第二交流-直流功率变换电路的输入端与第二次级绕组电连接。
优选地，所述交流信号提取电路包括：转折频率设定为低于预定值的低通滤波模块，其适用于对所述变换器的输出功率信号低通滤波；和比较模块，其适用于生成所述直流-直流功率变换器的输出功率信号和所述低通滤波模块的输出信号之间的误差信号作为所述交流分量信号，所述误差信号位于所述直流-直流功率变换器的输出功率的相反相位上。为了主要滤除线路谐波，转折频率的预定值可以设为远低于线路频率的二次谐波。
附图说明
图1示出根据本发明的一个实施例的直流-直流功率变换器；
图2A示出基于图1的实施例的直流-直流功率变换器；
图2B示出处于工作状态的图2A的直流-直流功率变换器的多个节点的波形图；
图3A示出根据图1的直流-直流功率变换器的多个节点的电压的幅值-频率关系；
图3B示出根据图1的直流-直流功率变换器的多个节点的电压的相位-频率关系；
图4A示出根据本发明的另一个实施例的直流-直流功率变换器；
图4B示出处于工作状态的图4A的直流-直流功率变换器的多个节点的波形图；
图5A示出根据本发明的另一个实施例的直流-直流功率变换器；和
图5B示出处于工作状态的图5A的直流-直流功率变换器的多个节点的波形图。
具体实施方式
图1示出根据本发明的一个实施例的直流-直流功率变换器。如图1所示，直流-直流功率变换器1包括带有中间变换为交流功率的直流-直流功率变换电路10。交流功率AC可以从高频变压器T的原边绕组PW传输至第一副边绕组SW1和第二副边绕组SW2。交流功率AC可由位于高频变压器T的原边绕组PW侧的直流-交流变换电路产生100产生；并且，位于高频变压器T的副边绕组SW1，SW2侧的交流-直流变换电路101，102可将AC功率整流为直流功率；第一交流-直流变换电路101可将交流功率AC的第一部分AC1变换为第一直流功率DC1并且在其输出端101p，101n输出第一直流功率DC1，第二交流-直流变换电路102可将交流功率AC的第二部分AC2变换为第二直流功率DC2并且在其输出端102p，102n输出第二直流功率DC2。第一直流功率DC1和第二直流功率DC2用于直流-直流功率变换器1的输出功率。在直流-交流变换电路产生100工作的情况下，其对高频变压器T的原边绕组PW施加交流电压并且通过高频变压器T的电磁耦合作用分别在第一和第二副边绕组SW1，SW2感应出交流电压，第一交流-直流变换电路101和第二交流-直流变换电路102对所感应出的交流电压整流，输出直流电压。
直流-直流功率变换器1还包括调制电路12，其适用于对由第二直流功率 变换电路102输出的第二直流功率DC2的电压执行调制并且在调制电路12的输出端12c，12b输出经调制的电压。调制电路12的第一输出端12c与第一交流-直流功率变换电路101的第二输出端101n电气连接。这样，调制电路12所产生的调制电压和第一交流-直流功率变换电路101的输出电压叠加，使得第一交流-直流功率变换电路101的线路谐波的抵消成为可能。但是，调制电路12的受控开关器件的截止和导通的切换会引入开关频率(高频)谐波。
直流-直流功率变换器1还包括具有感性器件的低通滤波电路13。直流-交流变换电路产生100工作中其可控开关器件100a，100b，100c，100d(见图2A)的开通或关断将带来开关频率(高频)谐波通过高频变压器T耦合到第一交流-直流变换电路101的输出。相对于频率较低的线路谐波，低通滤波电路13适用于将直流-交流功率变换电路100的可控开关器件100a，100b，100c，100d产生的高频谐波基本上滤除。此外，调制电路12的受控开关器件所引起的开关频率谐波也将通过该低通滤波电路13，也和获得比较好的滤波效果。这对于可控开关器件产生的高频谐波的抑制更加有效。经过低通滤波电路13，开关高频谐波在输出功率Pout电压中的分量可衰减至可被忽略的程度。
为了抵消第一交流-直流功率变换电路101的线路谐波，直流-直流功率变换器1还包括交流信号提取电路14，其适用于提取输出功率Pout电压的交流分量信号。根据本发明的实施例，输出功率Pout电压的交流分量信号主要是反映线路谐波，而开关高频谐波已经被低通滤波电路13抑制。控制器15控制所述调制电路12以便在调制电路12的输出端12c，12b产生其交流分量基本上与所提取的交流分量信号反相的电压。这使得第一交流-直流功率变换电路101的线路谐波得以抵消。
通过采用根据本发明的技术方案，通过复用带有感性器件的低通滤波器，在不增加额外器件的情况下同时抑制了开关高频谐波和线路谐波对直流-直流功率变换器的直流输出电压的不利影响。调制电路的主要功能可集中于线路谐波的抵消，因为开关高频谐波主要被带有感性器件的低通滤波器滤除。这有利于改善直流-直流功率变换器的直流输出电压的纹波质量。
图2A示出基于图1的实施例的直流-直流功率变换器。图2B示出处于工作状态的图2A的直流-直流功率变换器的多个节点的波形图，其中调制电路12采用脉宽调制方案作为示例。如图2A所示，例如，直流-交流变换电路 产生100可由可控开关器件100a，100b，100c，100d和平波器件C100构成的全桥电路；本领域的技术人员应当了解直流-交流变换电路产生100也可以采用其他电路结构，例如半桥。位于第一和第二副边绕组SW1，SW2侧的第一交流-直流变换电路101和第二交流-直流变换电路102都采用全桥电路拓扑，第一交流-直流变换电路101采用单向电流导通器件101a，101b，101c，101d和平波器件C101；第二交流-直流变换电路102采用单向电流导通器件102a，102b，102c，102d和平波器件C102；本领域的技术人员应当了解第一和第二交流-直流变换电路产生101，102也可以采用其他电路结构，例如半桥。调制电路12包括串联连接的第一可控开关器件120和单向电流导通器件121。在调制电路12中，靠近可控开关器件120的一端12a和靠近单向电流导通器件121的另一端12b作为在调制电路12的输入端，其分别与第二交流-直流功率变换电路102的第一和第二输出端102p，102n电气连接。第一可控开关器件120和单向电流导通器件121的串联连接点12c和靠近单向电流导通器件121的一端12b(输入端之一和输出端之一复用12b)作为调制电路12的第一和第二输出端12c，12b。在对调制电路12的输入端12a，12b施加正向电压的情况下，通过控制可控开关器件120的开关状态，可以在串联连接点12c和靠近单向电流导通器件121的一端12b(调制电路12的输出端)产生脉冲电压；特别地，如果对可控开关器件120的触发信号为预定的调制信号，则上述脉冲电压呈现调制电压，其可包含用户所需的谐波。由于直流-交流变换电路100的前一级将线路交流功率变换为直流功率电路，其输出端通常为平波电容器C100。由于其物理特征的限制，在平波电容器C100的两端将不可避免的产生线路频率的谐波，例如二次谐波(例如，北美使用的120Hz或者中国、欧洲使用的100Hz)，可以考虑利用调制电路12所产生的脉宽调制电压中的谐波将其抵消。由此，靠近第一可控开关器件120的一端12a和靠近单向电流导通器件121的一端12b分别与第二交流-直流功率变换电路102的第一和第二输出端102p，102n电气连接，并且串联连接点12c与第一交流-直流功率变换电路101的第二输出端101n电气连接；这样，调制电路12所产生的调制电压和第一交流-直流功率变换电路101的输出电压叠加，使得第一交流-直流功率变换电路101的线路谐波的抵消成为可能。但是，调制电路12的受控开关器件的截止和导通的切换会引入开关频率(高频)谐波。
低通滤波电路13可以包括串联连接的感性器件130和容性器件131，即LC低通滤波器。低通滤波电路13的两端分别为靠近感性器件130的第一输入端13a和靠近容性器件131的第二输入端13b。感性器件130和容性器件131的串联连接点为13c。低通滤波电路13的第一和第二输入端13a，13b分别与第一交流-直流功率变换电路101的第一输出端101p和调制电路12的第二输出端12b电气连接，并且低通滤波电路13的输出端13c，13b(输出端之一和输入端之一复用13b)适于输出直流-直流功率变换器1的输出功率Pout。作为替代方式，低通滤波电路13可以仅包括感性器件或者采用LCL低通滤波器。
交流信号提取电路14包括：转折频率设定为低于预定值的低通滤波模块140，其适用于对直流-直流功率变换器1的输出功率信号Pout的电压低通滤波，和比较模块141，其适用于生成直流-直流功率变换器的输出功率Pout电压的信号和低通滤波模块140的输出信号之间的误差信号作为交流分量信号，该误差信号位于直流-直流功率变换器1的输出功率Pout电压的相反相位上。可选地包括放大器142。为了主要滤除线路谐波，转折频率的预定值可以设为远低于线路频率的二次谐波。
控制器15适用于控制第一可控开关器件120以便在单向电流导通器件121两端产生其交流分量基本上与所提取的交流分量信号反相的电压。这使得第一交流-直流功率变换电路101的线路谐波得以抵消。
如图2B所示，直流-直流功率变换器1的输出功率电压信号表现在节点21处，经低通滤波的输出功率电压信号表现在节点22处，上述两个信号的差值表现在节点23处，节点24处为经放大的上述差值信号(可选)，节点25处为将上述差值信号最为调制信号产生的脉宽调制信号，节点26处为基于上述脉宽调制信号由调制电路12产生的脉宽调制电压。如上所述，该脉宽调制电压包含基本上与所提取的交流分量信号反相的电压谐波。这使得第一交流-直流功率变换电路101的线路谐波得以抵消。
图3A示出根据图1的直流-直流功率变换器的多个节点的电压的幅值-频率关系。图3B示出根据图1的直流-直流功率变换器的多个节点的电压的相位-频率关系。
如图3A和3B所示，直流环节的电压(平波器件C100)包括直流分量和线路频率的二次谐波，例如100Hz；其中，线路频率的二次谐波的相位为 θ。将直流环节所存储的直流功率变换为交流功率AC，进而将交流功率AC的第一部分AC1变换为第一直流功率DC1，除了直流分量和线路频率的二次谐波100Hz，该第一直流功率DC1的电压还包含开关高频谐波，例如100KHz；开关高频谐波的相位不固定(未示出)。将交流功率AC的第二部分AC2变换为第二直流功率DC2，并输出经调制的第二直流功率DC2为PWM。将第一直流功率DC1和经调制的所述第二直流功率PWM串联作为输出功率Pout。其中，对输出功率Pout电压进行低通滤波以便将输出功率Pout电压中的开关频率谐波基本上滤除，该开关频率谐波包括由逆变环节产生的和调制环节产生的开关频率谐波。提取经低通滤波的输出功率电压的交流分量信号，该交流分量信号主要反映线路频率的二次谐波。第二直流功率的调制是基于该交流分量信号，该经调制的所述第二直流功率的交流分量基本上与所提取的交流分量信号反相。从图3A和3B可以看出，经调制的所述第二直流功率PWM的电压包括直流分量，线路频率的二次谐波以及其自身产生的开关频率谐波，例如200KHz。所提取的交流分量信号的线路频率的二次谐波信号的相位与直流环节的电压中的线路频率的二次谐波的相位反相，例如为θ+180度。输出功率Pout的电压Vout，由于低通滤波将其输入第一直流功率DC1中的开关频率谐波基本上滤除，并且其线路频率的二次谐波被调制环节所产生的线路频率的二次谐波补偿，所以输出功率Pout的电压Vout的直流特性得到显著地增强。
本领域的技术人员应当了解根据本发明的实施例中的可控开关器件可以是IGBT，MOSFET等，单向电流导通器件可以是功率二极管，平波器件可以是平波电容器。
直流-直流功率变换电路10的额定功率相对于调制电路12的额定功率的比率可根据输出功率电压与线路频率的二次谐波的幅值比率设定。因此，交流功率AC的第一部分AC1与交流功率AC的第二部分AC2之间的功率传输比可设置为小于或等于预定的比率，例如97.5％。这有利于降低调制电路的成本同时满足调制电路的输出电压具有一定的幅值以便补偿线路频率谐波。例如如图1所示，高频变压器T的第一次级绕组SW1和第二次级绕组SW2的匝数比设置为小于或等于20：1，第一交流-直流功率变换电路101的输入端与第一次级绕组SW1电连接，并且第二交流-直流功率变换电路102的输入端与第二次级绕组电连接。
图4A示出根据本发明的另一个实施例的直流-直流功率变换器。图4B示出处于工作状态的图4A的直流-直流功率变换器的多个节点的波形图，其中调制电路12采用脉宽调制方案作为示例。根据图4A的直流-直流功率变换器4与图2A的不同之处在于调制电路12为由可控开关器件12a，12b，12c，12d构成的全桥电路。其输入端412a，412b位于调制电路12的直流侧，分别与第二交流-直流变换电路102的输出端102p，102n电气连接，其输出端412c，412d位于调制电路12的交流侧以便输出经脉宽调制的脉宽调制电压AC3，分别与第一交流-直流变换电路101的第二输出端101n和低通滤波电路13的第二输入端13b电气连接。
如图4B所示，直流-直流功率变换器4的输出功率电压信号表现在节点41处，经低通滤波的输出功率电压信号表现在节点42处，上述两个信号的差值表现在节点43处，节点44处为经放大的上述差值信号(可选)，节点45处为将上述差值信号最为调制信号产生的脉宽调制信号，节点46处为基于上述脉宽调制信号由调制电路12产生的脉宽调制电压AC3。如上所述，该脉宽调制电压包含基本上与所提取的交流分量信号反相的电压谐波。这使得第一交流-直流功率变换电路101的线路谐波得以抵消。
图5A示出根据本发明的另一个实施例的直流-直流功率变换器。图5B示出处于工作状态的图5A的直流-直流功率变换器的多个节点的波形图，其中调制电路12采用脉宽调制方案作为示例。根据图5A的直流-直流功率变换器5与图2A的不同之处在于调制电路12的单向电流导通器件121可替换为第二可控开关器件521，并且控制器15控制第一可控开关器件120和第二可控开关器件521交替导通/截止。
如图5B所示，直流-直流功率变换器5的输出功率电压信号表现在节点51处，经低通滤波的输出功率电压信号表现在节点52处，上述两个信号的差值表现在节点53处，节点54处为经放大的上述差值信号(可选)，节点55处为将上述差值信号最为调制信号产生的脉宽调制信号，节点56处为基于上述脉宽调制信号由调制电路12产生的脉宽调制电压。如上所述，该脉宽调制电压包含基本上与所提取的交流分量信号反相的电压谐波。这使得第一交流-直流功率变换电路101的线路谐波得以抵消。
虽然已参照本发明的某些优选实施例示出并描述了本发明，但本领域技术人员应当明白，在不背离由所附权利要求书所限定的本发明的精神和 范围的情况下，可以在形式上和细节上对其做出各种变化。
Claims (12)
1.一种直流-直流功率变换器，包括：
带有中间变换为交流功率的直流-直流功率变换电路，包括直流-交流功率变换电路、第一交流-直流功率变换电路和第二交流-直流功率变换电路，其中直流-交流功率变换电路适用于提供所述交流功率，第一交流-直流功率变换电路适用于将所述交流功率的第一部分变换为第一直流功率并且在其输出端输出所述第一直流功率，并且第二交流-直流功率变换电路适用于将所述交流功率的第二部分变换为第二直流功率并且在其输出端输出所述第二直流功率；
调制电路，其适用于对由第二交流-直流功率变换电路输出的第二直流功率的电压执行调制并且在其输出端输出经调制的电压，其中调制电路的第一输出端与第一交流-直流功率变换电路的第二输出端电气连接；
包括感性器件的低通滤波电路，其第一和第二输入端分别与第一交流-直流功率变换电路的第一输出端和所述调制电路的第二输出端电气连接，并且其适用于将直流-交流功率变换电路和调制电路的可控开关器件产生的开关频率谐波基本上滤除并且在其输出端输出所述直流-直流功率变换器的输出功率；
交流信号提取电路，其适用于提取所述输出功率电压的交流分量信号；和
控制器，其适用于控制所述调制电路以便在所述调制电路的输出端产生其交流分量基本上与所提取的交流分量信号反相的电压。
2.如权利要求1所述的直流-直流功率变换器，其中：
所述调制电路包括：串联连接的第一可控开关器件和单向电流导通器件，其中：靠近所述第一可控开关器件的第一端和靠近所述单向电流导通器件的第二端作为其输入端分别与第二交流-直流功率变换电路的第一和第二输出端电气连接，并且其串联连接点和靠近所述单向电流导通器件的第二端作为其输出端。
3.如权利要求1所述的直流-直流功率变换器，其中：
所述调制电路为由可控开关器件构成的全桥电路。
4.如权利要求2所述的直流-直流功率变换器，其中：
所述单向电流导通器件可替换为第二可控开关器件；并且
所述控制器进一步适用于控制所述第二可控开关器件与所述第一可控开关器件交替导通以便在所述第二可控开关器件两端产生其交流分量基本上与所提取的交流分量信号反相的电压。
5.如权利要求1至4之一所述的直流-直流功率变换器，其中：
所述调制为脉宽调制。
6.如权利要求1至4之一所述的直流-直流功率变换器，其中：
所述交流功率的第一部分与所述交流功率的第二部分之间的功率传输比设置为小于或等于97.5％。
7.如权利要求6所述的直流-直流功率变换器，还包括：
高频变压器，其包括第一次级绕组和第二次级绕组；
第一次级绕组和第二次级绕组的匝数比设置为小于或等于20：1；
第一交流-直流功率变换电路的输入端与第一次级绕组电连接；并且
第二交流-直流功率变换电路的输入端与第二次级绕组电连接。
8.如权利要求1至4之一所述的直流-直流功率变换器，其中：
所述交流信号提取电路包括：
转折频率设定为低于预定值的低通滤波模块，其适用于对所述变换器的输出功率信号低通滤波；和
比较模块，其适用于生成所述直流-直流功率变换器的输出功率信号和所述低通滤波模块的输出信号之间的误差信号作为所述交流分量信号，所述误差信号位于所述直流-直流功率变换器的输出功率的相反相位上。
9.一种带有中间变换为交流功率的直流-直流功率变换方法，包括步骤：
将直流功率变换为所述交流功率；
将所述交流功率的第一部分变换为第一直流功率；
将所述交流功率的第二部分变换为第二直流功率；
调制所述第二直流功率；
将第一直流功率和经调制的所述第二直流功率串联作为输出功率；
对所述输出功率进行低通滤波以便将所述输出功率中的开关频率谐波基本上滤除；以及
提取所述经低通滤波的输出功率电压的交流分量信号；
其中：
所述第二直流功率的调制是基于所述交流分量信号，该经调制的所述第二直流功率的交流分量基本上与所提取的交流分量信号反相。
10.如权利要求9所述的直流-直流功率变换方法，其中：
所述调制为脉宽调制。
11.如权利要求9或10所述的直流-直流功率变换方法，其中：
第一直流功率与第二直流功率之间的功率传输比设置为小于或等于97.5％。
12.如权利要求9或10所述的直流-直流功率变换方法，其中：
所述交流分量信号的提取步骤包括：
以转折频率设定为低于预定值对所述输出功率信号进行低通滤波；以及
生成所述输出功率信号和所述经低通滤波的输出功率信号之间的误差信号作为所述交流分量信号，所述误差信号位于所述功率输出信号的相反相位上。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201610144545.9A CN105703622B (zh) | 2016-03-14 | 2016-03-14 | 直流-直流功率变换器及其方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201610144545.9A CN105703622B (zh) | 2016-03-14 | 2016-03-14 | 直流-直流功率变换器及其方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| CN105703622A CN105703622A (zh) | 2016-06-22 |
| CN105703622B true CN105703622B (zh) | 2018-06-26 |
Family
ID=56220547
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201610144545.9A Active CN105703622B (zh) | 2016-03-14 | 2016-03-14 | 直流-直流功率变换器及其方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN105703622B (zh) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113488967B (zh) * | 2021-08-24 | 2024-04-12 | 阳光电源股份有限公司 | 一种逆变器以及直流变换单元及其停机方法 |
| CN117175799A (zh) * | 2023-09-07 | 2023-12-05 | 邯郸健研电子科技有限公司 | 路灯充电桩监控管理系统 |
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| CN1508962A (zh) * | 2002-12-13 | 2004-06-30 | 永大机电工业股份有限公司 | 升降设备的电力控制装置 |
| CN102412604A (zh) * | 2010-09-22 | 2012-04-11 | 株式会社丰田自动织机 | 电源设备 |
| CN203813684U (zh) * | 2014-03-11 | 2014-09-03 | 龚秋声 | 五芯柱中性点有续流管的双并三相全控桥整流器 |
| CN104852617A (zh) * | 2015-05-28 | 2015-08-19 | 中国船舶重工集团公司第七一二研究所 | 一种基于磁场耦合的多电平变频器拓扑 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5237308B2 (ja) * | 2010-01-14 | 2013-07-17 | 三菱電機株式会社 | 無停電電源装置 |
-
2016
- 2016-03-14 CN CN201610144545.9A patent/CN105703622B/zh active Active
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN105703622A (zh) | 2016-06-22 |
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| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| TA01 | Transfer of patent application right | ||
| TA01 | Transfer of patent application right |
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|
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
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| CP03 | Change of name, title or address |
Address after: Delft Patentee after: ABB Electric Transportation Co.,Ltd. Address before: Rotterdam Patentee before: ABB A/S |
|
| TR01 | Transfer of patent right | ||
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| TR01 | Transfer of patent right | ||
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