KR102163105B1 - GaN계 전력 디바이스들을 기반으로 한 배터리 충전기에 대한 시스템 아키텍처 - Google Patents

GaN계 전력 디바이스들을 기반으로 한 배터리 충전기에 대한 시스템 아키텍처 Download PDF

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Abstract

GaN계 전력 디바이스들을 이용하는 배터리 충전기에 대한 시스템 아키텍처가 개시된다. 이 시스템은 그 입력에서 역률 보정을 그리고 그 출력에서 정전류/정전압 조정을 위한 제어 장치들을 이용하는, 전력 변환을 위한 유효 전력 전자 회로들을 이용한다. 구체적으로, 엄격한 전력 품질 및 전자기 간섭 항공 우주 요건들을 충족하면서, 3상 230V 가변 주파수 또는 3상 115V 정주파 AC 입력 전력을 사용하여 저전압 또는 고전압 배터리들을 충전하기 위한 범용 GaN계 배터리 충전기 아키텍처가 제안된다.

Description

GaN계 전력 디바이스들을 기반으로 한 배터리 충전기에 대한 시스템 아키텍처{SYSTEM ARCHITECTURE FOR BATTERY CHARGER BASED ON GaN-BASED POWER DEVICES}
본 개시는 일반적으로 배터리들을 위한 충전 디바이스들에 관한 것으로, 특히 항공기들에 사용되는 배터리들을 위한 충전 디바이스들에 관한 것이다.
민간 항공기들은 서로 다른 기술들의 배터리들 및 대응하는 배터리 충전기들을 이용한다. 각각의 충전기는 특정 배터리 기술에 해당하는 충전 알고리즘 및 특정 입력 전력에 적합한 전력 변환 아키텍처를 이용한다. 과거에, 민간 항공에서 입력 전력은 항상 115V AC 그리고 일정한 400㎐ 주파수였고, 충전기 배터리 출력은 사용되는 저전압 배터리 기술에 따라 항상 24 내지 32V DC였다. 예를 들어, 3상 115V AC 전력을 28V DC 전력으로 변환하는 종래의 충전기들은 87 내지 89% 범위의 전력 변환 효율들로 사용되었다. 충전기 출력 전압의 사소한 변화와 입력 전력에 대한 단일 표준은 특정 배터리 기술을 충족시키도록 충전 로직을 약간 조정하여, 레거시 충전기 설계들의 재사용을 가능하게 했다.
연료 연소율, CO2 배출량들 및 중량을 줄이고 전반적인 효율을 개선하는데 있어 최근의 항공 우주 산업 동향들은 새로운 더 높은 전압의 입력 전력의 도입으로 이어졌는데, 이 전력은 또한 가변 주파수(VF: variable-frequency) 전력이 됐다. 또한, 배터리 기술의 발전들 그리고 중량 감량을 위해 더 높은 DC 전압들을 사용하는 산업 동향들은 많은 애플리케이션들에서 고전압 배터리들(76V, 270V, 540V 등)의 사용을 촉진시켰다. 전력 전자 디바이스들의 큰 발전들(예를 들어, 와이드 밴드갭 SiC 및 GaN계 전력 스위치들의 상업적 이용 가능성)과 결합하여 산업에서의 이러한 변화는 종래의 충전기 설계들보다 더 가볍고 더 효율적인 새로운 범용 충전기 아키텍처를 설계할 목적으로 종래의 배터리 충전기 설계들을 다시 검토할 수 있게 한다. 또한, 비용 효율성을 위해, 이 충전기는 임의의 표준 항공기 입력 전압 전력(115V AC, 정주파 또는 230V AC, 가변 주파수)을 이용하는 동시에, 종래의(24 및 32V DC) 또는 보다 최근의 고전압(200 및 320V DC) 배터리들을 포함하는 서로 다른 배터리들을 충전할 수 있어야 한다.
보다 최근의 항공기 아키텍처들에서 가변 주파수 전력, 보다 높은 전압들 및 서로 다른 배터리 기술들의 도입을 고려하여, 모든 공통 전력 시스템 아키텍처들에서 작동할 수 있으며 종래의 전압이든 아니면 고전압이든 모든 배터리들을 충전할 수 있는 새로운 범용 배터리 충전기를 설계하는 것이 유리할 것이다.
아래에 상세하게 개시되는 요지는 질화갈륨계 트랜지스터들(이하 "GaN계 전력 스위치들")을 이용하는 배터리 충전기에 대한 가볍고 효율적인 시스템 아키텍처에 관한 것이다. 제안된 시스템은 그 입력에서 역률 보정을 그리고 그 출력에서 정전류/정전압 조정을 위한 제어 장치들을 이용하는, 전력 변환을 위한 유효 전력 전자 회로들을 이용한다. 구체적으로, 본 개시는 엄격한 전력 품질 및 전자기 간섭(EMI: electromagnetic interference) 항공 우주 요건들을 충족하면서, 3상 230V 가변 주파수 또는 3상 115V 400㎐ 정주파 AC 입력 전력으로부터 저전압 또는 고전압 배터리들을 충전하기 위한 범용 GaN계 배터리 충전기 아키텍처를 제안한다.
본 명세서에 개시되는 범용 배터리 충전기는 모든 공통 항공기 전력 시스템 아키텍처들에서 작동할 수 있으며 종래의 전압이든 아니면 고전압이든 모든 배터리들을 충전할 수 있다. 또한, 본 명세서에 개시되는 새로운 충전기는 필터들 및 변압기들의 크기 및 중량 감소들을 가능하게 하는 고주파 스위칭 능력을 갖는 와이드 밴드갭 GaN계 전력 스위치들을 이용한다.
본 명세서에서 제안되는 솔루션은 향상된 기능을 제공하고, 배터리 충전기의 중량 및 크기를 줄이며, GaN계 전력 스위치들의 사용으로 인한 향상된 효율성을 갖고, 서로 다른 항공기 배터리 아키텍처들에 대해 단일 공통 부품을 이용할 수 있는 덕분에 비용을 절감한다. 보다 구체적으로, 본 명세서에서 제안되는 배터리 충전기는 종래의 전력 시스템 아키텍처들 및 종래의 배터리들과 호환 가능한 동시에, 3상 230V AC, VF 입력 전력 및 고전압 배터리들과 같은 보다 발전된 전력 시스템 아키텍처들의 사용을 통해 중량 및 크기 감소를 가능하게 한다. 제안된 배터리 충전기는 또한 GaN계 전력 디바이스들을 사용하는 덕분에 전력 변환 효율을 95-96%로 향상시킨다. GaN계 전력 스위치들의 추가 이점은 이러한 스위치들이 종래의 Si 디바이스들보다 훨씬 더 높은 주파수들에서 스위칭할 수 있어, 충전기의 입력 및 출력 EMI 필터들에 사용되는 자성체들에 대한 상당한 중량 절감을 가능하게 한다는 것이다.
아래에 상세히 개시되는 요지의 일 양상은 배터리 충전기이며, 이 배터리 충전기는: 제 1 DC 링크 도체 및 제 2 DC 링크 도체; 제 1 DC 링크 도체 및 제 2 DC 링크 도체에 접속되며 AC 전압들을 제 1 DC 링크 도체 및 제 2 DC 링크 도체에 걸친 DC 링크 전압으로 변환하도록 구성된 AC-DC 정류기; 및 제 1 쌍 및 제 2 쌍의 출력 단자들, 제 1 DC 링크 도체 및 제 2 DC 링크 도체에 접속된 제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자, 제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 1 스위치, 및 제 2 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 2 스위치를 포함하는 DC-DC 컨버터를 포함하고, 여기서 DC-DC 컨버터는 제 1 스위치가 닫히고 제 2 스위치가 열릴 때는 DC 링크 전압의 함수로써 제 1 쌍의 출력 단자들에 접속된 저전압 배터리를 충전하기 위한 DC 전류를 출력하도록 구성되고, 제 1 스위치가 열리고 제 2 스위치가 닫힐 때는 DC 링크 전압의 함수로써 제 2 쌍의 출력 단자들에 접속된 고전압 배터리를 충전하기 위한 DC 전류를 출력하도록 추가로 구성된다. 개시된 실시예들에서, DC-DC 컨버터는 제 1 스위치가 닫히고 제 2 스위치가 열릴 때 공진 컨버터 모드로 동작하고 제 1 스위치가 열리고 제 2 스위치가 닫힐 때 벅(buck) 컨버터 모드로 동작하도록 추가로 구성된다. AC-DC 정류기는 비엔나형 부스트 정류기를 포함한다. 바람직하게는, AC-DC 정류기와 DC-DC 컨버터 모두가 다수의 질화갈륨계 트랜지스터들을 포함한다.
다른 양상은 배터리 충전기이며, 이 배터리 충전기는: 제 1 DC 링크 도체 및 제 2 DC 링크 도체; 제 1 DC 링크 도체 및 제 2 DC 링크 도체에 접속되며 AC 전압들을 제 1 DC 링크 도체 및 제 2 DC 링크 도체에 걸친 DC 링크 전압으로 변환하도록 구성된 비엔나형 부스트 정류기; 제 1 쌍 및 제 2 쌍의 출력 단자들, 제 1 DC 링크 도체 및 제 2 DC 링크 도체에 접속된 제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자, 제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 1 스위치, 및 제 2 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 2 스위치를 포함하는 DC-DC 컨버터를 포함하고, 여기서 DC-DC 컨버터는 제 1 스위치가 닫히고 제 2 스위치가 열릴 때는 공진 컨버터 모드로 동작 가능하고, 제 1 스위치가 열리고 제 2 스위치가 닫힐 때는 벅 컨버터 모드로 동작 가능하다.
아래에 상세히 개시되는 요지의 추가 양상은 DC-DC 컨버터이며, 이 DC-DC 컨버터는: 제 1 쌍의 출력 단자들; 제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자; 제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 1 스위치; 제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자에 걸쳐 직렬로 접속된 다수의 전력 스위치들; 각각의 전기 도체들에 의해, 직렬 접속된 전력 스위치들 중 마지막 전력 스위치에, 제 2 입력 단자에, 그리고 제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 1 접합부; 전력 스위치들 중 2개의 전력 스위치들을 접속하는 전기 도체를 따라 배치된 제 2 접합부; 제 1 접합부와 제 2 접합부를 연결하며, 인덕터, 변압기의 1차 권선 및 제 1 커패시터를 포함하는 직렬 접속부; 각각의 전기 도체들에 의해 제 1 커패시터, 제 1 스위치 및 변압기의 1차 권선에 접속된 제 3 접합부; 및 제 1 쌍의 출력 단자들 중 제 1 출력 단자를 제 1 쌍의 출력 단자들 중 제 2 출력 단자에 연결하는 제 2 커패시터를 포함하고, 여기서 제 1 스위치는 제 3 접합부와 제 1 쌍의 출력 단자들 중 제 2 출력 단자 사이에 배치되고, DC-DC 컨버터는 제 1 스위치가 닫힐 때 벅 컨버터 모드로 동작하도록 구성된다. 아래에 개시되는 실시예들에서, DC-DC 컨버터는: 제 2 쌍의 출력 단자들; 제 4 접합부; 제 4 접합부와 제 2 쌍의 출력 단자들 중 제 1 출력 단자 사이에 배치된 제 2 스위치; 직렬로 접속된, 변압기의 제 1의 2차 권선 및 제 2의 2차 권선; 제 1의 2차 권선과 제 4 접합부 사이에 배치된 제 1 트랜지스터; 및 제 2의 2차 권선과 제 4 접합부 사이에 배치된 제 2 트랜지스터를 더 포함하며, 여기서 DC-DC 컨버터는 제 1 스위치가 열리고 제 2 스위치가 닫힐 때 공진 컨버터 모드로 동작하도록 구성된다.
서로 다른 타입들의 항공기 배터리들을 충전하기에 적합한 배터리 충전기 아키텍처의 다른 양상들이 아래에 개시된다.
도 1은 하나의 아키텍처에 따른 범용 배터리 충전기의 주요 컴포넌트들을 식별하는 블록도이다.
도 2는 일 실시예에 따른 범용 GaN계 배터리 충전기 회로 토폴러지를 보여주는 회로도이다.
도 3은 배터리 충전기가 종래의 28V DC 배터리들을 충전하는데 사용되는 경우에 도 2에 도시된 범용 GaN계 배터리 충전기 회로 토폴러지의 상태를 보여주는 회로도이다.
도 4는 배터리 충전기가 고전압 270V DC 배터리들을 충전하는데 사용되는 경우에 도 2에 도시된 범용 GaN계 배터리 충전기 회로 토폴러지의 상태를 보여주는 회로도이다.
도 5는 도 2에 도시된 범용 GaN계 배터리 충전기 회로 토폴러지의 부분들 및 일 실시예에 따른 해당 GaN계 배터리 충전기 회로를 제어하기 위한 제어 아키텍처를 나타내는 블록들을 보여주는 하이브리드 도면이다.
도 6은 도 5에 도시된 배터리 충전기 회로 토폴러지 및 제어 아키텍처를 사용하여 3상 AC 전력을 배터리를 충전하기 위한 DC 전류로 변환하기 위한 프로세스의 단계들을 보여주는 흐름도이다.
이하, 서로 다른 도면들의 비슷한 엘리먼트들이 동일한 참조 번호들을 갖는 도면들에 대해 참조가 이루어질 것이다.
배터리 충전 시스템의 예시적인 실시예들이 아래에서 어느 정도 상세히 설명된다. 그러나 이 명세서에서 실제 구현의 모든 특징들이 설명되는 것은 아니다. 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 임의의 그러한 실제 실시예의 개발시 시스템 관련 및 비즈니스 관련 제약들의 준수와 같은 개발자의 구체적인 목표들을 달성하기 위해 많은 구현 특정 결정들이 이루어져야 한다는 것을 인식할 것이며, 이는 구현마다 다를 것이다. 더욱이, 그러한 개발 노력은 복잡하고 시간 소모적일 수 있지만, 그럼에도 본 개시의 이점을 갖는 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에게는 통상적인 일일 것이라고 인식될 것이다.
본 개시는 우주 항공 애플리케이션들에 적합한 범용 배터리 충전기에 대한 시스템 아키텍처를 제안한다. 제안된 배터리 충전기는 유효 전력 전자 회로들 및 제어 장치들을 이용하여 충전기의 출력 전압 및 전류를 능동적으로 조정하여, 배터리 충전 요건들을 충족시키기 위한 엄격한 전압 및 전류 조정을 달성한다. 제안된 범용 배터리 충전기는 종래의 24V 및 32V DC 배터리들에 또는 고전압 200V 내지 320V DC 배터리들에 사용될 수 있다. 충전기는 또한 충전기에 대한 입력 전력이 3상 정주파 115V AC, 400㎐ 전력인 종래의 항공기들에 또는 충전기에 대한 입력 전력이 3상 220V AC 내지 260V AC 가변 주파수(360 내지 800㎐) 전력인 항공기 배터리 아키텍처들에 사용될 수 있다. 이러한 다기능성은 여러 타입들의 항공기들 사이에 공통성을 부여하고 비용 절감을 가능하게 한다. 충전기는 높은 스위칭 주파수에서 매우 효율적으로 작동할 수 있어 EMI 필터들의 크기 및 중량 감소를 가능하게 하는 GaN계 전력 디바이스들을 사용한다. 제안된 배터리 충전기는 전력 품질 및 EMI를 포함하는 모든 항공 우주 요건들을 충족한다.
본 명세서에서 제안되는 아키텍처는 넓은 입력 및 출력 전압 범위들을 제공하고 엄격한 효율 요건들을 충족하는 액티브 프론트 엔드 및 DC-DC 컨버터를 포함하는 2-전력 스테이지 접근 방식을 채택한다. 보다 구체적으로, 제안된 2-전력 스테이지 토폴러지는 3-레벨 DC-DC 컨버터와 캐스케이드된 3-레벨 AC-DC 비엔나 부스트 정류기로서 구현될 수 있다. 또한, 제어 방식이 제안된다. 그 제어 방식에 따라, 프론트 엔드 전력 스테이지는 DC 링크 전압을 제어함으로써 충전 전류를 제어하는데 이용된다. 목표는 배터리에 대한 부하의 함수로써 DC 링크 전압을 변화시키는 것이다.
DC-DC 컨버터의 주요 기능은 DC 전압 및 전류 레벨들을, 이상적으로는 100% 효율로 변환하는 것이다. 이 기능은 이상적인 DC 변압기에 의한 모델로 표현될 수 있다. DC 변압기 모델은 대기(quiescent) 전압 변환비와 같은 유효 권선비를 갖는다. 이는 dc 전압들 및 전류들을 통과시킬 수 있다는 점을 제외하면 변압기들의 일반적인 모든 특성들을 준수한다. 따라서 본 명세서에 개시되는 DC-DC 컨버터는 최적 동작점에서 동작하는 DC 변압기로서 동작한다. DC-DC 컨버터의 전압 이득은 배터리의 주어진 전압 변화들 하에서, DC 링크 전압을 최소 임계치보다 높게 유지하도록 조정 가능하다. 3-레벨 DC-DC 컨버터는 등가 이중 주파수로 변조되며, 이는 보다 낮은 스위칭 손실 및 보다 낮은 수동 볼륨 및 중량을 달성한다. "등가 이중 주파수"라는 용어는 각각의 단일 전력 디바이스가 하나의 특정 스위칭 주파수(예를 들어, 1㎒)에서 작동하지만, 모든 스위치들이 접속된 변압기는 각각의 개별 전력 디바이스의 작동 스위칭 주파수의 2배인 주파수(예를 들어, 2㎒)를 확인함을 의미한다. 따라서 변압기에 대한 더 높은 등가 주파수로 인해, 각각의 개별 전력 디바이스가 매우 높은 주파수에서 작동할 필요가 없는 동시에, 변압기는 더 작게 만들어질 수 있다.
앞서 설명한 2-전력 스테이지 토폴러지를 갖는 범용 배터리 충전기(10)의 일반적인 아키텍처가 도 1에서 제시된다. 배터리 충전기(10)는: 공통 기준에 대해 동일한 주파수 및 전압 진폭이지만 주기의 1/3의 위상 차를 갖는 각각의 교류 전류들(A, B, C)을 수신하는 3개의 입력 단자들; 교류 전류들(A, B, C)을 필터링하여 교류 전류들(a, b, c)을 출력하며, 전력 품질 및 EMI 요건들의 충족에 도움이 되도록 설계된 입력 필터(12); 배터리 충전기의 역률이 1(unity)에 가까움을 보장하는 3-레벨 AC-DC 비엔나 부스트 정류기(14)(이하 "비엔나 부스트 정류기(14)"); DC 링크(16); 및 배터리(20)에 대한 충전 전압 및 충전 전류를 조정하는 3-레벨 DC-DC 컨버터(18)를 포함한다. (조정된 출력 전압 및 충전 전류는 아래에 설명되는 도 6의 파라미터들(V out 및 I bat)로 각각 표현될 것이다.) 비엔나 부스트 정류기(14)의 온도는 부분적으로는 열 싱크(22)로의 열 전도로 인해 원하는 레벨로 유지된다. 마찬가지로, DC-DC 컨버터(18)의 온도는 부분적으로는 열 싱크(24)로의 열 전도로 인해 원하는 레벨로 유지된다.
비엔나 부스트 정류기의 구조 및 동작은 잘 알려져 있다. 비엔나 정류기는 단방향 3상 3-스위치 3-레벨 펄스 폭 변조(PWM: pulse-width modulation) 정류기이다. 이 정류기는 무효 전력 소비를 감소시킴으로써 높은 에너지 효율을 보장하고 전류 고조파들을 공급하는 것은 물론, 일정한 DC 버스 전압(이하 "DC 링크 전압")을 유지하기 위한 인터페이스로서 작동하는, 1의 역률을 갖는 통합 부스트 컨버터를 갖는 3상 다이오드 브리지로 보일 수 있다.
도 1에 도시된 아키텍처를 갖는 일 실시예에 따른 배터리 충전기의 회로 토폴러지는 도 2에서 고레벨로 도시된다. 도 2에 도시된 회로는 중량을 최소화하고 효율을 최대화하도록 설계되었다. 도 2에 도시된 배터리 충전기의 프론트 엔드는 도 2에 도시된 바와 같이 접속된, 3개의 입력 인덕터들(42), 6개의 다이오드들(44), 3쌍의 GaN계 전력 스위치들로 구성된 스위치 네트워크(40), 및 2개의 커패시터들(46, 48)을 포함하는 비엔나 부스트 정류기(14)이다. 백엔드는 DC-DC 컨버터(18)를 포함한다. DC-DC 컨버터(18)의 입력 단자들(32, 34)은 도 1에서 식별된 DC 링크(16)를 형성하는 DC 링크 컨덕터들(30a, 30b)에 각각 접속된다.
도 2에 도시된 바와 같이, DC 링크(30a)는 DC-DC 컨버터(18)의 입력 단자(32)를 비엔나 부스트 정류기(14) 내의 접합부(26)에 접속하는 한편, DC 링크(30b)는 DC-DC 컨버터(18)의 입력 단자(34)를 비엔나 부스트 정류기(14) 내의 접합부(28)에 접속한다. 커패시터(46)의 단자들은 접합부(26) 및 중간점 노드(M)에 각각 접속되는 한편, 커패시터(48)의 단자들은 접합부(28) 및 중간점 노드(M)에 각각 접속된다.
도 2에 도시된 실시예에서, 각각의 입력 인덕터(42)는 스위치 네트워크(40)의 직렬 접속된 GaN계 전력 스위치들의 각각의 쌍에 의해 중간점 노드(M)에 선택적으로 접속될 수 있다. 각각의 입력 인덕터(42)를 스위치 네트워크(40)의 GaN계 전력 스위치들의 각각의 쌍에 접속하는 각각의 전기 도체는 도 2에 도시된 바와 같이 각각의 다이오드들(44)에 의해 접합부들(26, 28)에 접속된다. 이러한 3-레벨 토폴러지는 스위치 네트워크(40)의 GaN계 전력 스위치들에 대한 전압 스트레스를 감소시키고, 입력 인덕터들(42)의 값 및 크기가 감소되게 하며, 더 적은 전자기 간섭을 발생시키고, 효율적인 정류를 가능하게 한다.
여전히 도 2를 참조하면, DC 링크 도체들(30a, 30b)이 DC-DC 컨버터(18)의 입력 단자들(32, 34)에 접속된다. DC-DC 컨버터(18)는 직렬로 접속되는 복수의 고전력(예를 들어, 600-650V) GaN계 전력 스위치들(60a-60d)로 구성된 스위치 네트워크(60)를 포함하는데, GaN계 전력 스위치(60a)의 한 단자는 입력 단자(32)에 접속되고, GaN계 전력 스위치(60d)의 한 단자는 접합부(82)를 통해 입력 단자(34)에 접속된다.
DC-DC 컨버터(18)는 컨버터가 (도 3을 참조로 나중에 설명되는) 공진 컨버터 모드로 동작할 때 컨버터 입력과 출력 사이에 DC 절연을 제공하는 고주파 변압기(68)를 더 포함한다. 도 2에 도시된 실시예에서, 변압기(68)는 1차 권선 및 직렬로 접속된 이중 2차 권선들을 갖는다. 션트 인덕터(65)가 1차 권선과 병렬로 접속된다. 고주파 변압기(68)의 1차 권선의 한 단자는 인덕터(64)를 통해 GaN계 전력 스위치들(60b, 60c) 사이의 접합부에 연결된다. 고주파 변압기(68)의 1차 권선의 다른 단자는 도 2에서 확인되는 바와 같이 접합부(84) 및 커패시터(66)를 통해 접합부(82)에 연결된다. 접합부들(82, 84)은 또한 스위치(K2)가 닫힐 때 스위치(K2) 및 커패시터(86)를 통해 서로 연결된다. (도 2에 도시되지 않은) 고전압(예를 들어, 270V) 배터리로의 접속을 위해 한 쌍의 출력 단자들(88, 90)이 제공된다. 출력 단자(88)는 접합부(82)와 커패시터(86) 사이에 배치되는 한편, 출력 단자(90)는 커패시터(86)와 스위치(K2) 사이에 배치된다.
DC-DC 컨버터(18)는 (도 2에 도시되지 않은) 저전압(예를 들어, 28V) 배터리로의 접속을 위한 한 쌍의 출력 단자들(76, 78) 및 고주파 변압기(68)의 직렬 접속된 2차 권선들의 각각의 대향하는 단자들과 접합부(74) 사이에 배치된 한 쌍의 MOSFET 트랜지스터들(70, 72)을 더 포함한다. MOSFET 트랜지스터들(70, 72)은 이들이 변압기(68)의 2차 권선들 상의 AC 신호를 동기식으로 정류하도록 제어된다. 스위치(K1)는 접합부(74)와 출력 단자(76) 사이에 배치되는 한편, 출력 단자(78)는 직렬 접속된 2차 권선들 사이에 배치된 접합부(92)에 접속된다. 또한, DC-DC 컨버터(18)는 스위치(K1)와 출력 단자(76) 사이에 배치된 접합부(94)에 접속된 한 단자 그리고 접합부(92)와 출력 단자(78) 사이에 위치된 접합부(96)에 접속된 다른 단자를 갖는 커패시터(80)를 포함한다. 커패시터(80)는 저역 통과 필터로서 작용한다.
DC-DC 컨버터(18)는 스위치들(K1, K2)을 통해 재구성 가능하다. 스위치(K1)가 닫히고 스위치(K2)가 열리면, 충전기는 종래의 배터리들을 충전하도록 구성된다. 보다 구체적으로, DC-DC 컨버터(18)는 고주파 변압기(68)를 사용하여 DC 링크 전압(즉, 입력 단자들(32, 34)에 걸친 전압)을 출력 단자들(76, 78)에 걸친 조정된 DC 전압으로 변환한다. 반대로, 스위치(K1)가 열리고 스위치(K2)가 닫히면, 충전기는 고전압 배터리들을 충전하도록 구성된다. 보다 구체적으로, DC-DC 컨버터(18)는 DC 링크 전압을 출력 단자들(88, 90)에 걸친 조정된 DC 전압으로 변환한다(이 구성에서는 고주파 변압기가 사용되지 않는다). 예를 들어, DC-DC 컨버터(18)는 스위치(K1)가 닫히고 스위치(K2)가 열릴 때 출력 단자들(76, 78)에 접속된 28V 배터리를 충전하기 위해 50A의 충전 전류를 발생시키거나 스위치(K1)가 열리고 스위치(K2)가 닫힐 때 출력 단자들(88, 90)에 접속된 270V 배터리를 충전하기 위해 5.5A의 충전 전류를 발생시킬 수 있다.
도 3은 종래의 배터리들을 충전하기 위한 28V DC/50A 출력을 위해 구성된 경우의 배터리 충전기를 도시하는 회로도이다. 이 구성(즉, 스위치(K1)가 닫히고 스위치(K2)가 열림)에서, 충전기는 공진 컨버터(18a)로서 작동하는데, 이는 디바이스 스위칭 손실을 감소시키고 변환 효율을 향상시키는 영전압 스위칭을 가능하게 한다. 영전압 스위칭은 또한 스위치에 걸친 전압이 0일 때 각각의 전력 스위치(60a-60d)가 ON 상태에서 OFF 상태로 또는 OFF 상태에서 ON 상태로 전환하기 때문에 EMI를 감소시킨다. 공진 컨버터 구성에서는, 큰 입력-출력 전압비로 인해 고주파 변압기(68)가 필요하다. 고주파 변압기(68)는 바람직하게는 평면 설계(즉, 코어가 상부에 있는 다층 인쇄 회로 기판 상에 권선들이 인쇄됨)를 가지며, 이는 고주파 변압기(68)의 풋프린트를 감소시킨다. 고주파 변압기(68)의 2차 권선은 고전류 출력을 제공한다. 따라서 효율을 향상시키고 열 제약들을 최소화하기 위해 2개의 2차 권선들이 이용될 수 있다. 변압기 코어는 높은 스위칭 주파수에서 코어 손실을 최소화하도록 선택된다. 고주파 변압기(68)의 2차 권선들 상에서는, 손실들을 더 감소시키기 위해 동기 정류가 이용된다.
공진 DC-DC 컨버터(18a)는 작동될 DC 링크 전압에 의존한다. DC 링크 전압은 3상 AC 시스템으로부터 부스트 정류기(14)에 의해 발생된다. 이런 식으로, 공진 DC-DC 컨버터(18a)는 3상 AC 전압에 의존한다.
공진 컨버터들에서는, 직렬 접속된 인덕터(64) 및 커패시터(66)의 공진 회로가 컨버터의 전력 디바이스들의 영전압 스위칭을 달성하는 데 사용된다. 전력 디바이스가 ON 상태에서 OFF 상태로 또는 그 반대로 전환될 때 스위칭 전력 손실(및 대응하는 비효율성 및 발열)이 발생된다. 그러나 ON-OFF 전환 중에 디바이스에 걸친 전압이 0이 된다면, 전력이 전압과 전류의 곱(P = V*I)과 같기 때문에 스위칭 전력 손실 또한 0이다. 따라서 V = 0이라면, P = 0이며 스위칭 손실은 없다. 이것은 모든 공진 컨버터들이 달성하려고 하는 것이다. 그러나 영전압 스위칭은 이상적인 상황이다. 실제로 이것은 (전체 전압보다 훨씬 더 낮다 하더라도) 실제로는 0이 아니다. 컨버터 부하 변동으로 인해, 이상적인 공진 동작점이 항상 움직일 것이며, 따라서 컨버터는 이상적인 동작점에서 거의 결코 동작하지 않고 있을 것이다. 공진 컨버터의 "이상적인" 동작은 변압기의 1차 측에서 (특별한 권선 기술들에 의해) 더 작은 누설 인덕턴스를 이용함으로써 확대될 수 있다. 그 결과, 공진 컨버터는 대부분의 시간에 양호한, 거의 이상적인 공진 조건에서 작동한다.
공진 DC-DC 컨버터(18a)는 변압기(68)의 1차 측에 접속된 총 4개의 스위치들(60a-60d)을 포함한다. 4개의 스위치들에 대한 이유는 DC 링크 전압이 높고 단일 측 방향 GaN 디바이스가 이러한 고전압을 처리하지 못할 수 있기 때문이다. 따라서 DC-DC 컨버터(18a)는 레그(leg)당 직렬로 2개의 GaN 디바이스들을 가지므로, 전체 DC 링크 전압은 이들 모든 디바이스들 사이에 분배된다. 따라서 3-레벨 토폴러지가 1차 측에서 사용되고 있다. 전원 디바이스들이 양의 전압과 0 사이 그리고 0과 음의 전압 레벨들 사이로 스위칭할 때, 디바이스들의 전압 스트레스가 감소된다.
추가 특징에 따르면, 변압기(68)의 2차 측의 공진 DC-DC 컨버터(18a)는 동기 정류를 수행하기 위해 MOSFET 트랜지스터들(70, 72)을 사용한다. 이것은 다이오드들을 사용하는 것보다 더 효율적이라는 점에서 이점을 갖는다. 다이오드는 p-n 접합을 가지며, 그 결과 다이오드들에 고정 전압 강하가 발생하여 다이오드에서 전력 손실을 야기한다. MOSFET 트랜지스터는 채널을 갖는다. 이 채널에는 고정 전압 강하가 발생하는 것이 아니라, 오히려 이 채널은 채널이 ON일 때 저항기로서 작용한다. 따라서 병렬인 MOSFET들의 수가 증가된다면, 일반적인 다이오드들에 비해 채널 저항을 감소시키고 손실을 개선하는 것이 가능하다. 이것이 동기 정류가 사용되고 있는 이유이다. 그러나 동기 정류는 MOSFET 디바이스들의 능동 제어를 필요로 하므로, 다이오드들의 사용에 비해 제어의 복잡성이 더 크다.
도 4는 고전압 배터리들을 충전하기 위한 270V DC/5.5A 출력을 발생시키도록 구성된 경우의 배터리 충전기를 도시하는 회로도이다. 이 구성(즉, 스위치(K1)가 열리고 스위치(K2)가 닫힘)에서, 충전기는 벅 컨버터(18b)로서 작동한다. 벅 컨버터는 전압 스텝 다운 및 전류 스텝 업 컨버터이다. 벅 컨버터(18b)는 전압의 DC 성분을 감소시키기 위해 PWM을 사용하여 제어되는 스위치 네트워크(60), 그리고 고주파 스위칭 고조파들을 제거하는 저역 통과 필터(즉, 인덕터(64) 및 커패시터(66))로 구성된다. 고주파 변압기(68)는 이 경우에 필요하지 않은데, 이는 입력-출력 전압비가 그렇게 크지 않기 때문이다.
벅 컨버터(18b)는 듀티 사이클을 통해 크기가 제어 가능한 DC 출력 전압(V out)을 발생시킨다. 변환비(M buck)는 정상 상태 조건들 하에서 DC 출력 전압(즉, V out) 대 DC 입력 전압(즉, V dc)의 비로서 정의된다. DC 출력 전압(V)은 듀티 사이클의 조정에 의해 제어 가능하다. 컨버터 출력 전압(v(t))은 스위치 듀티 사이클의 함수이므로, 출력 전압이 주어진 기준을 따르도록 듀티 사이클을 변경하는 제어 방식이 제공될 수 있다.
도 5는 도 2에 도시된 범용 GaN계 배터리 충전기 회로 토폴러지의 부분들(도면에서 난잡함을 줄이기 위해 스위치들(K1, K2)은 도시되지 않음) 및 일 실시예에 따른 배터리 충전기 회로를 제어하기 위한 제어 아키텍처를 나타내는 블록들을 보여주는 하이브리드 회로 블록도이다. 제어 전략은 다음과 같다.
배터리의 충전 동안, 배터리 정전압(CV: constant voltage)/정전류(CC: constant current) 제어기(54)는 배터리의 과충전을 방지하도록 구성된다. 충전은 간헐적으로 이루어지는데, 충전 시스템은 항공기에 탑재된 배터리에 항상 접속된다. 정전압은 충전기 전압이 일정하게 유지될 때의 충전기 동작 모드이고, 정전류는 충전기 전류가 일정하게 유지될 때의 충전기 동작 모드이다. 배터리 CV/CC 제어기(54)는 DC 링크 전압 및 밸런스 제어기(52)에 기준 DC 전압(V dc _ref)을 출력한다. 밸런스 제어기(52)는 중간점(M) 전압 밸런스를 유지한다(즉, 최상부 및 최하부 커패시터들(46, 48)에 걸친 전압들이 동일한 레벨로 유지된다). 기준 DC 전압(V dc _ref)은 부하 요건들의 함수로써 변화한다. DC 링크 전압 및 밸런스 제어기(52)는 기준 전류(I d_ref)를 상전류 제어기(50)에 출력하는데, 이 기준 전류는 기준 DC 전압(V dc _ref)과 DC-DC 컨버터(18)의 입력 단자들(32, 34)에 걸친 DC 링크 전압(V dc) 간의 차의 함수이다. 상전류 제어기(50)는 다음에, 스위치 네트워크(40)의 GaN계 전력 스위치들에 접속된 (도시되지 않은) 트랜지스터 게이트 드라이버들에 (도 5의 화살표들(PWM)로 표시된) 펄스 폭 변조(PWM) 전류들을 출력하여, 3상 AC 부하의 전류들이 기준 신호들을 따르게 한다. 커맨드 및 상전류들의 측정된 순시 값들을 비교함으로써, 상전류 제어기(50)는 DC 링크 전압(V dc)을 제어하기 위한 스위치 네트워크(40)의 GaN계 전력 스위치들에 대한 스위칭 상태들을 발생시킨다. 또한, 프론트 엔드 스테이지는 충전기의 입력 전류를 조정하여 역률 보정을 구현한다.
펄스 폭 변조는 전기 디바이스들에 공급되는 전력을 제어하는 데 사용될 수 있는 변조 기술이다. 부하에 공급되는 전압(및 전류)의 평균값은 공급과 부하 사이의 스위치를 빠른 속도로 온오프 전환함으로써 제어된다. 오프 기간들에 비해 스위치가 온인 기간이 길수록, 부하에 공급되는 총 전력이 높아진다. "듀티 사이클"이라는 용어는 일정한 간격 또는 "기간"의 시간에 대한 ON 시간의 비율을 설명하는데, 낮은 듀티 사이클은 대부분의 시간 동안 전력이 오프이기 때문에 저전력에 해당한다. PWM의 주된 이점은 스위칭 디바이스들의 전력 손실이 매우 낮다는 것이다. 스위치가 오프일 때는 실제로 전류가 없고, 스위치가 온이고 전력이 부하로 전달되고 있을 때는 스위치에 걸리는 전압 강하가 거의 없다. 따라서 전압과 전류의 곱인 전력 손실은 두 경우들 모두 0에 가깝다.
본 명세서에 개시된 2-스테이지 배터리 충전기의 일 실시예에 따르면, 공간 벡터 펄스 폭 변조(SVPWM: space vector pulse width modulation)가 이용된다. 공간 벡터 펄스 폭 변조는 기준 신호가 규칙적으로 샘플링되는 다상 AC 발생을 위한 PWM 제어 알고리즘이며, 각각의 샘플 뒤에, 사용된 벡터들의 평균으로서 기준 신호를 합성하기 위해 샘플링 기간의 적절한 부분에 대해 0 스위칭 벡터들 중 하나 이상 그리고 기준 벡터에 인접한 0이 아닌 액티브 스위칭 벡터들이 선택된다.
DC-DC 컨버터(18)는 DC 변압기(DCX, 여기서 X는 등가 DC 변압기 권선비(전압 이득)를 의미함)로서 동작한다. 스위치 네트워크(60)의 상태는 변압기(68)가 최적 동작점에서 동작할 수 있게 하는 조정 가능한 전압 변환비를 발생시키도록 DCX 모드로 프로그래밍된 DCX 제어기(56)에 의해 제어된다. 보다 구체적으로, DCX 제어기(56)는 스위치 네트워크(60)의 스위치들(60a-60d)에 접속된 (도시되지 않은) 트랜지스터 게이트 드라이버들에 (도 5의 화살표들(PWM)로 표시된) PWM 전류들을 출력한다.
본 명세서에 개시된 배터리 충전기의 구현을 위해, GaN계 와이드 밴드갭 디바이스들이 회로 및 제어 알고리즘들의 이점들을 최대화하는데 사용된다. 예를 들어, 스위치 네트워크(40)의 GaN계 전력 스위치들의 고속 스위칭은 입력 인덕터들(42) 및 EMI 필터들(12)(도 1 참조)의 크기 및 중량 감소를 가능하게 한다. GaN계 전력 디바이스들과 연관된 낮은 스위칭 손실들은 높은 스위칭 속도에서 높은 효율을 가능하게 한다. GaN계 전력 스위치 네트워크(40)는 3-레벨 회로 토폴러지에 사용되는데, 이는 입력 인덕터들(42)을 통해 전류 레벨을 그리고 이에 따라 범용 충전기의 중량, 크기 및 비용을 감소시키는 부스트 회로의 사용을 가능하게 한다. 스위치 네트워크(40)의 GaN계 전력 스위치들의 높은 스위칭 주파수는 또한 고전력 회로에서 액티브 고조파 제거 기술을 이용하는 것을 가능하게 한다.
도 6은 도 5에 도시된 배터리 충전기 회로 토폴러지 및 제어 아키텍처를 사용하여 3상 AC 전력을 배터리를 충전하기 위한 DC 전류(I bat)로 변환하기 위한 프로세스(100)의 단계들을 보여주는 흐름도이다. 배터리 CV/CC 제어기(54)(도 5 참조) 내의 제 1 합산기(102)는 배터리 충전 DC 전류(I bat)의 역과 기준 충전 전류(I cc _ref)의 합을 형성하며, 이 합은 전류 값을 전압 값으로 변환하는 비례 적분 제어기(104)에 입력된다. 배터리 CV/CC 제어기(54) 내의 제 2 합산기(108)는 비례 적분 제어기(104)의 출력과 배터리 CV/CC 제어기(54)에 피드 포워드되는 정류기의 입력 전압(106)(V forward)의 합을 형성한다. 제 2 합산기(108)의 출력은 비엔나 부스트 정류기에 의해 출력되는 DC 링크 전압(V dc)에 대한 기준 신호로서 작용하는 기준 DC 전압(V dc_ref)이다.
중간 DC 전압은 DC 링크 전압 및 밸런스 제어기(52)(도 5 참조)에 입력되는데, 이는 DC 링크 제어 방식(110)을 실행하여 기준 DC 전압(V dc _ref)을 출력한다. DC 링크 전압 및 밸런스 제어기(52)는 기준 DC 전압(V dc _ref)과 DC 링크 전압(V dc)의 합을 형성하는 합산기(112)를 포함하는데, 이 합은 전압 값을 비엔나 부스트 정류기(14)의 기준 d 축 전류를 나타내는 기준 전류 값(I d_ref)으로 변환하는 비례 적분 제어기(114)에 입력된다. 도 5에서 확인되는 바와 같이, 기준 전류 값(I d_ref)은 상전류 제어기(50)에 입력된다.
이 시점에서, 아래에서 사용되는 "d 축"이라는 용어 및 관련 전문 용어를 설명하는 것이 도움이 될 수 있다. 전기 공학에서, 직접 직교 변환은 3상 회로들의 분석을 단순화하기 위한 노력으로 3상 시스템의 기준 프레임을 회전시키는 수학적 변환이다. 밸런싱된 3상 회로들의 경우, 직접 직교 변환의 적용은 (전압들 및 전류들과 같은) 3개의 AC 양(quantity)들을 2개의 DC 양들로 변환한다. 그 다음, 실제 3상 AC 결과들을 복구하기 위해 역변환을 수행하기 전에 이들 DC 양들에 대해 간단한 계산들이 실행될 수 있다. 직접 직교 변환의 사용은 비엔나 부스트 정류기에 대한 3상 입력들의 제어를 위한 계산을 단순화한다. 직접 직교 변환은 DC 링크 전압 및 밸런스 제어기(52)의 일부로서 구현되는데, 이는 감지된 모든 AC 변수들을 실시간으로 직접 직교 도메인으로 변환한다. 이에 따라, 도 6에서 d d는 d 축 제어기의 듀티 사이클이고, d q는 q 축 제어기의 듀티 사이클이며, I d는 d 축 전류이고, I q는 (본 출원에서는 0과 같은) q 축 전류이며, G id(s)는 d 축 듀티 사이클(PWM)을 d 축 전류로 변환하는 전달 함수이고, G v _id(s)는 d 축 전류(I d)를 DC 링크 전압(V dc)으로 변환하는 전달 함수이다.
이제 DC 링크 전압 및 밸런스 제어기(52)로부터 기준 전류 값(I d_ref)을 수신하는 상전류 제어기(50)의 컴포넌트들이 도 6을 참조로 설명될 것이다. 상전류 제어기(50)는 기준 전류 값(I d_ref)과 d 축 전류(I d)의 합을 형성하는 합산기(116)를 포함하며, 이 합은 전류 값을 듀티 사이클(d d)로 변환하는 비례 적분 제어기(118)에 입력된다. 공간 벡터 펄스 폭 변조(SVPWM) 블록(120)은 스위치 네트워크(40)(도 1 참조)의 GaN계 전력 스위치들에 펄스 폭 변조(PWM) 전류를 출력하여, 3상 AC 부하의 전류들이 기준 신호들을 따르게 한다. 보다 구체적으로, SVPWM 블록(120)은 위상 고정 루프(PLL)로부터의 신호들 및 듀티 사이클들(d d, d q)을 수신하고 듀티 사이클 출력을 생성하는데, 듀티 사이클 출력은 다음에 전달 함수(G id(s))에 공급되고, 이는 결국 d 축 전류(I d)를 발생시킨다. 이 경우, q 축 전류(I q)는 0으로 설정된다. 이런 이유로 (d 축 브랜치와 유사할) q 축 브랜치는 도 6에 도시되지 않는다. 듀티 사이클(d q)은 0으로 설정되고, q 축 전류(I q)는 역률을 제어한다. I q(또는 d q)가 0으로 설정된다면, 1의 역률이 달성될 수 있다. 그 다음, d 축 전류(I d)는 전달 함수(G v _id(s))에 의해 DC 링크 전압(V dc)으로 변환된다. 커맨드 및 상전류들의 측정된 순시 값들을 비교함으로써, 상전류 제어기(50)는 DC 링크 전압(V dc)을 제어하기 위한 스위치 네트워크(40)의 GaN계 전력 스위치들에 대한 스위칭 상태들을 발생시킨다. DC 링크 전압(V dc)은 DC-DC 컨버터(18)의 DCX 제어 방식(126)에 의해 사용된다.
제어기가 작동하는 방식은 다음과 같다. DC-DC 컨버터(18)는 일정한 듀티 사이클로 동작하는데, 즉, 이는 입력 DC 링크 전압(V dc)을 고정된 비만큼 출력 배터리 전압(V out)으로 감소시킨다. 이는 어떠한 배터리 전류(I bat) 제어도 하지 않으며, 이는 대신에 정전압 모드 또는 정전류 모드의 전달 함수를 나타내는 배터리 모드(128)에 의존한다. 배터리가 충전될 필요가 있는 충전 전류는 I cc _ ref이다. 이 전류는 DC 링크 전압(V dc)을 제어함으로써 제어된다. DC 링크 전압이 낮을수록 배터리 충전 전류가 낮아질 것이다. 그러므로 필요한 충전 전류를 기초로, DC 링크 전압(V dc _ref)에 대한 기준이 계산되고, 그 다음에 이는 실제 DC 링크 전압(V dc)과 비교된다. 제어기는 배터리 충전 전류 요구를 기초로 비엔나 부스트 정류기에 의해 출력되는 DC 링크 전압을 조정하고, 동시에 제어기는 q 축 전류를 0으로 설정함으로써 정류기 입력에서 1의 역률을 유지한다.
이제 일 실시예에 따른 제어 방식이 예시를 목적으로 설명될 것이다. 제약들은 다음과 같다: (a) DC 출력: 28V/50A(범위: 20-33.6V) 및 270V/5.5A(범위: 180-302V); (b) AC 입력: 115V 또는 235V 상전압. 공칭 조건은 다음과 같다. (a) 정류기는 탄력적인 DC 링크 전압을 제어하며: 하한은 606V, 상한은 800V이고; (b) DC-DC 컨버터는 공진 28V 모드인 경우에는 고정된 변환비(M resonant)를 그리고 벅 270V 모드인 경우에는 M buck을 갖는 DC 변압기로서 작동한다.
28V 공진 모드에서 20V 내지 33.6V까지의 변화를 가능하게 하기 위해, 기준 DC 전압(V dc_ref) > 606V일 때, M resonant는 공진 모드에 대한 최대 효율을 유지하도록 공칭 값으로서 고정된다. 기준 DC 전압(V dc _ref)이 606V에 가깝다면, DC 링크 전압(V dc)이 강하하는 것을 방지하기 위해 전압 변환비(M resonant)가 감소된다. 주파수는 그 공진점에서 벗어난다. 동기 정류 손실은 약간 증가한다.
270V 벅 모드에서 180V 내지 302V까지의 변화를 가능하게 하기 위해, 기준 DC 전압(V dc_ref) > 606V일 때, M buck은 벅 모드에 대한 최대 효율을 유지하도록 공칭 값으로서 고정된다. 기준 DC 전압(V dc _ref)이 606V에 가깝다면, DC 링크 전압(V dc)을 606V보다 높게 유지하도록, 벅 모드에서의 듀티 사이클이 감소된다.
요약하면, 2-전력 스테이지 배터리 충전기 시스템을 위한 제어 방식이 제안되었다. 프론트 엔드 스테이지는 DC 링크 전압을 제어함으로써 충전 전류를 제어하는데 이용된다. DC-DC 컨버터 스테이지는 단순히, 최적 동작점에서 동작하는 DC 변압기로서 동작한다. DC-DC 컨버터 스테이지의 전압 이득은 배터리의 주어진 전압 변화들 하에서, DC 링크 전압을 최소 임계치보다 높게 유지하도록 조정 가능하다. 공진 컨버터 모드인 3-레벨 DC-DC 컨버터는 등가 이중 주파수로 변조되며, 이는 보다 낮은 스위칭 손실 및 보다 낮은 수동 볼륨 및 중량을 달성한다.
부스트 정류기(14)는 ㎒ 주파수 범위에서 스위칭할 수 있는 GaN 전력 디바이스들을 사용한다. 이는 인덕터들, 변압기들 및 커패시터들의 중량 및 크기 감소를 가능하게 한다. 그러나 ㎒ 주파수 스위칭에는 많은 어려움들이 따른다. 이러한 어려움들은 단지 수십 ㎑만 스위칭할 수 있는 종래의 Si 전력 디바이스 설계들에는 존재하지 않는다. GaN 디바이스의 오프 전환 및 온 전환 시간이 (나노 초 범위로) 매우 짧기 때문에, 이들은 훨씬 더 높은 스위칭 주파수들로 스위칭될 수 있다. 이런 이유로, 스위칭 손실들을 크게 줄이고 이에 따라 변환 효율을 크게 향상시키는 것이 또한 가능하다. 스위칭 손실은 ON 상태에서 OFF 상태로 그리고 OFF 상태에서 ON 상태로 디바이스의 전환 동안 정확히 발생한다. 이러한 전환이 오랜 시간이 걸린다면, 스위칭 손실이 클 것이다. GaN 디바이스는 스위칭 손실들을 최소화한다.
고속 스위칭이 제기하는 어려움들 중 하나는 ON 상태에서 OFF 상태로의 짧은 전환 시간으로 인한 높은 dI/dt가 하드웨어의 기계적 패키징을 매우 어렵게 만든다는 것이다. 디바이스 패키지에서, 즉 인쇄 회로 기판에서의 모든 기생 인덕턴스들은 GaN 디바이스를 손상시킬 수 있는 매우 높은 전압 스파이크를 발생시킨다. 이는 V = L*dI/dt이기 때문이다. 따라서 높은 dI/dt에 따라, ON에서 OFF로의 디바이스의 전환 동안 고전압 스파이크가 발생된다. 이를 극복하기 위해, 인쇄 회로 기판은 기생 인덕턴스들을 최소화하도록 설계되어야 한다. 인덕턴스는 자취의 길이에 비례한다. 따라서 인덕턴스를 최소화하기 위해 자취들의 길이가 최소화되어야 하는데, 즉, 게이트 드라이버들을 디바이스들에 더 가깝게 배치하고, 변압기를 디바이스에 더 가깝게 배치해야 하는 식이다. 인덕턴스들을 최소화하기 위해 모든 것을 매우 빽빽한 패키지에 맞출 수 있도록 PCB 레이아웃을 설계하는 것은 어려운 일이다.
본 명세서에 개시된 회로의 다른 고유한 양상은 결과적인 충전기가 보편적이라는, 즉 고전압 배터리들과 저전압 배터리들 모두를 충전할 수 있다는 것이다. 이것은 DC-DC 컨버터에 대한 재구성 가능한 회로 토폴러지를 지시한다. 토폴러지는 벅 컨버터 토폴러지와 공진 컨버터 토폴러지를 재구성하고 이들 간에 스위칭할 수 있다. 스위치들(K1, K2)이 그에 도움이 된다. 재구성은 수동일 수 있고 또는 배터리의 출력 전압을 감지할 때나 핀 프로그래밍시 등에 재구성이 자동적일 수 있다.
소프트웨어 및 제어 방식은 GaN 디바이스들에 대한 고주파 스위칭을 구현하도록 설계된다. 고주파에 의해, 모든 것이 훨씬 더 빨라져야 한다. 제어 신호들의 아날로그-디지털 및 디지털-아날로그 변환, 계산들 및 처리는 디지털 신호 프로세서(DSP: digital signal processor)에서 이루어진다. 듀얼 코어 DSP 프로세서와 같은 규격품인 DSP 하드웨어로 하는 것이 가능하다. 또한, 제어 코드의 효율에 매우 주의를 기울여야 하는데, 즉, 센서들을 판독하는 것과 제어 신호들을 게이트 드라이버들에 출력하는 것 사이의 한 사이클 동안 이것이 고속으로 실행되도록 이를 효율적으로 기록해야 한다.
소프트웨어의 다른 양상은 충전기의 "재구성 가능성"에 관한 것이다. 이제, 핀 프로그래밍 또는 감지된 배터리 전압 레벨에 따라 스위치들(K1, K2)을 재구성하기 위해 소프트웨어가 더 복잡해질 필요가 있다. 다른 양상은 소프트웨어가 충전기의 입력 전압 레벨(이는 115V 또는 230V일 수 있음)에 따라 PFC 제어 장치들을 조정할 수 있어야 한다는 것이다.
본 명세서에 개시된 충전 시스템의 다른 양상은 DC-DC 컨버터가 공진 컨버터 모드 또는 벅 컨버터 모드로 동작될 수 있다는 것이다. 회로의 보편적 특성은 각각의 다음 새로운 항공기에 대한 특정 충전기 하드웨어의 개발에 대한 비용 절감을 가능하게 할 것이다. 대신, 배터리 또는 동작 전압 레벨에 관계없이 하나의 범용 충전기 부품을 재사용하는 것이 가능할 것이다.
특정 실시예와 관련하여 범용 배터리 충전기가 설명되었지만, 이하 제시되는 청구항들의 범위를 벗어나지 않으면서 다양한 변형들이 이루어질 수 있고 등가물들이 이들의 엘리먼트들을 대신할 수도 있다고 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에 의해 이해될 것이다. 추가로, 청구항들의 범위를 벗어나지 않으면서 본 명세서의 교시들을 특정 상황에 맞추도록 많은 변형들이 이루어질 수도 있다.
주: 다음 단락들은 본 개시의 추가 양상들을 설명한다:
A1. DC-DC 컨버터는,
제 1 쌍의 출력 단자들;
제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자;
제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 1 스위치;
제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자에 걸쳐 직렬로 접속된 다수의 전력 스위치들;
각각의 전기 도체들에 의해, 직렬 접속된 전력 스위치들 중 마지막 전력 스위치에, 제 2 입력 단자에, 그리고 제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 1 접합부;
전력 스위치들 중 2개의 전력 스위치들을 접속하는 전기 도체를 따라 배치된 제 2 접합부;
제 1 접합부와 제 2 접합부를 연결하며, 인덕터, 변압기의 1차 권선 및 제 1 커패시터를 포함하는 직렬 접속부;
각각의 전기 도체들에 의해 제 1 커패시터, 제 1 스위치 및 변압기의 1차 권선에 접속된 제 3 접합부; 및
제 1 쌍의 출력 단자들 중 제 1 출력 단자를 제 1 쌍의 출력 단자들 중 제 2 출력 단자에 연결하는 제 2 커패시터를 포함하며,
여기서 제 1 스위치는 제 3 접합부와 제 1 쌍의 출력 단자들 중 제 2 출력 단자 사이에 배치되고, DC-DC 컨버터는 제 1 스위치가 닫힐 때 벅 컨버터 모드로 동작하도록 구성된다.
A2. 단락 A1에서 언급된 DC-DC 컨버터에서, 전력 스위치들은 질화갈륨계 트랜지스터들이다.
A3. 단락 A1에서 언급된 DC-DC 컨버터는,
제 2 쌍의 출력 단자들;
제 4 접합부;
제 4 접합부와 제 2 쌍의 출력 단자들 중 제 1 출력 단자 사이에 배치된 제 2 스위치;
직렬로 접속된, 변압기의 제 1의 2차 권선 및 제 2의 2차 권선;
제 1의 2차 권선과 제 4 접합부 사이에 배치된 제 1 트랜지스터; 및
제 2의 2차 권선과 제 4 접합부 사이에 배치된 제 2 트랜지스터를 더 포함하며,
여기서 DC-DC 컨버터는 제 1 스위치가 열리고 제 2 스위치가 닫힐 때 공진 컨버터 모드로 동작하도록 구성된다.
A4. 단락 A3에서 언급된 DC-DC 컨버터에서, 제 2 쌍의 출력 단자들 중 제 2 출력 단자는 제 1의 2차 권선과 제 2의 2차 권선 사이의 중간점에 접속된다.
A5. 단락 A4에서 언급된 DC-DC 컨버터에서, DC-DC 컨버터는,
제 2 스위치와 제 2 쌍의 출력 단자들 중 제 1 출력 단자 사이에 배치된 제 5 접합부;
제 1의 2차 권선과 제 2의 2차 권선 사이의 중간점과 제 2 쌍의 출력 단자들 중 제 2 출력 단자 사이에 배치된 제 6 접합부; 및
제 5 접합부를 제 6 접합부에 연결하는 제 3 커패시터를 더 포함한다.

Claims (19)

  1. 배터리 충전기로서,
    제 1 DC 링크 도체 및 제 2 DC 링크 도체;
    상기 제 1 DC 링크 도체 및 상기 제 2 DC 링크 도체에 접속되며 AC 전압들을 상기 제 1 DC 링크 도체 및 상기 제 2 DC 링크 도체에 걸친 DC 링크 전압으로 변환하도록 구성된 3상, 3-레벨 AC-DC 정류기;
    제 1 쌍 및 제 2 쌍의 출력 단자들, 상기 제 1 DC 링크 도체 및 상기 제 2 DC 링크 도체에 접속된 제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자, 상기 제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 1 스위치, 및 상기 제 2 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 2 스위치를 포함하는 3-레벨 DC-DC 컨버터; 및
    배터리의 부하의 함수로써 DC 링크 전압을 변화시키도록 구성된 제어기
    를 포함하며,
    상기 DC-DC 컨버터는 상기 제 1 스위치가 닫히고 상기 제 2 스위치가 열릴 때 상기 DC 링크 전압의 함수로써 상기 제 1 쌍의 출력 단자들에 접속된 배터리를 충전하기 위한 DC 전류를 출력하도록 구성되고, 상기 제 1 스위치가 열리고 상기 제 2 스위치가 닫힐 때 상기 DC 링크 전압의 함수로써 상기 제 2 쌍의 출력 단자들에 접속된 배터리를 충전하기 위한 DC 전류를 출력하도록 추가로 구성되고, 그리고
    상기 제어기는,
    배터리의 과충전을 방지하고, 상기 배터리의 부하의 함수로써 변화하는 기준 DC 전압을 출력하도록 구성된 배터리 정전압(constant voltage)/정전류(constant current) 제어기;
    상기 배터리 정전압/정전류 제어기로부터 상기 기준 DC 전압을 수신하고, 상기 기준 DC 전압과 상기 DC 링크 전압 사이의 차이의 함수인 기준 전류를 출력하도록 구성된 DC 링크 전압 및 밸런스 제어기; 및
    상기 DC 링크 전압 및 밸런스 제어기로부터 상기 기준 전류를 수신하고, 다음에, 상기 AC-DC 정류기로 펄스 폭 변조 전류들을 출력하여, 3상 AC 부하의 전류들이 기준 신호들을 따르게 하도록 구성된 상전류 제어기
    를 포함하는,
    배터리 충전기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터는 상기 제 1 스위치가 닫히고 상기 제 2 스위치가 열릴 때 공진 컨버터 모드로 동작하도록 그리고 상기 제 1 스위치가 열리고 상기 제 2 스위치가 닫힐 때 벅(buck) 컨버터 모드로 동작하도록 추가로 구성되는,
    배터리 충전기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터는 상기 제 1 입력 단자 및 상기 제 2 입력 단자에 걸쳐 직렬로 접속된 다수의 전력 스위치들을 더 포함하는,
    배터리 충전기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 전력 스위치들은 질화갈륨계 트랜지스터들인,
    배터리 충전기.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 AC-DC 정류기는 비엔나형 부스트 정류기인,
    배터리 충전기.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 AC-DC 정류기는,
    제 1 입력 단자, 제 2 입력 단자 및 제 3 입력 단자;
    중간점 노드;
    상기 제 1 DC 링크 도체 및 상기 제 2 DC 링크 도체에 각각 접속된 제 1 접합부 및 제 2 접합부;
    제 1 쌍의 고전력 스위치들이 닫힐 때 상기 제 1 입력 단자를 상기 중간점 노드에 커플링하도록 구성된, 제 1 인덕터 및 상기 제 1 쌍의 고전력 스위치들;
    제 2 쌍의 고전력 스위치들이 닫힐 때 상기 제 2 입력 단자를 상기 중간점 노드에 커플링하도록 구성된, 제 2 인덕터 및 상기 제 2 쌍의 고전력 스위치들;
    제 3 쌍의 고전력 스위치들이 닫힐 때 상기 제 3 입력 단자를 상기 중간점 노드에 커플링하도록 구성된, 제 3 인덕터 및 상기 제 3 쌍의 고전력 스위치들;
    상기 중간점 노드에 접속된 하나의 단자 및 상기 제 1 접합부에 접속된 다른 단자를 갖는 제 1 커패시터; 및
    상기 중간점 노드에 접속된 하나의 단자 및 상기 제 2 접합부에 접속된 다른 단자를 갖는 제 2 커패시터를 포함하는,
    배터리 충전기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 1 쌍, 상기 제 2 쌍 및 상기 제 3 쌍의 고전력 스위치들은 질화갈륨계 트랜지스터들인,
    배터리 충전기.
  8. 배터리 충전기로서,
    제 1 DC 링크 도체 및 제 2 DC 링크 도체;
    상기 제 1 DC 링크 도체 및 상기 제 2 DC 링크 도체에 접속되며 AC 전압들을 상기 제 1 DC 링크 도체 및 상기 제 2 DC 링크 도체에 걸친 DC 링크 전압으로 변환하도록 구성된 AC-DC 정류기; 및
    제 1 쌍 및 제 2 쌍의 출력 단자들, 상기 제 1 DC 링크 도체 및 상기 제 2 DC 링크 도체에 접속된 제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자, 상기 제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 1 스위치, 및 상기 제 2 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 2 스위치를 포함하는 DC-DC 컨버터
    를 포함하며,
    상기 DC-DC 컨버터는 상기 제 1 스위치가 닫히고 상기 제 2 스위치가 열릴 때 상기 DC 링크 전압의 함수로써 상기 제 1 쌍의 출력 단자들에 접속된 배터리를 충전하기 위한 DC 전류를 출력하도록 구성되고, 상기 제 1 스위치가 열리고 상기 제 2 스위치가 닫힐 때 상기 DC 링크 전압의 함수로써 상기 제 2 쌍의 출력 단자들에 접속된 배터리를 충전하기 위한 DC 전류를 출력하도록 추가로 구성되고,
    상기 제 2 쌍의 출력 단자들 중 다른 출력 단자는 상기 제 2 입력 단자에 접속되며,
    상기 DC-DC 컨버터는,
    상기 제 1 입력 단자 및 상기 제 2 입력 단자에 걸쳐 직렬로 접속된 제 1 내지 제 4 전력 스위치들;
    상기 제 2 전력 스위치와 상기 제 3 전력 스위치 사이의 중간점에 접속된 인덕터;
    1차 권선 및 제 1의 2차 권선을 포함하는 변압기 ― 상기 1차 권선은 상기 인덕터를 상기 제 2 스위치에 접속함 ―; 및
    상기 1차 권선을 상기 제 4 전력 스위치에 커플링하는 제 1 커패시터를 더 포함하는,
    배터리 충전기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 변압기는 상기 제 1의 2차 권선에 직렬로 접속된 제 2의 2차 권선을 더 포함하며,
    상기 제 1 쌍의 출력 단자들 중 다른 출력 단자는 상기 제 1의 2차 권선과 상기 제 2의 2차 권선 사이의 중간점에 접속되는,
    배터리 충전기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터는,
    상기 제 1 스위치가 닫힐 때 상기 제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속되는 제 1 접합부;
    닫힐 때, 상기 제 1 접합부를 상기 제 1의 2차 권선에 접속하는 제 3 스위치; 및
    닫힐 때, 상기 제 1 접합부를 상기 제 2의 2차 권선에 접속하는 제 4 스위치를 더 포함하는,
    배터리 충전기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    제 3 스위치 및 제 4 스위치는 MOSFET 트랜지스터들인,
    배터리 충전기.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터는,
    상기 제 1 스위치와 상기 제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자 사이에 배치된 제 2 접합부;
    상기 제 1의 2차 권선과 상기 제 2의 2차 권선 사이의 중간점과 상기 제 1 쌍의 출력 단자들 중 다른 하나의 출력 단자 사이에 배치된 제 3 접합부; 및
    상기 제 2 접합부와 상기 제 3 접합부 사이에 배치된 제 2 커패시터를 더 포함하는,
    배터리 충전기.
  13. 배터리 충전기로서,
    제 1 DC 링크 도체 및 제 2 DC 링크 도체;
    상기 제 1 DC 링크 도체 및 상기 제 2 DC 링크 도체에 접속되며 AC 전압들을 상기 제 1 DC 링크 도체 및 상기 제 2 DC 링크 도체에 걸친 DC 링크 전압으로 변환하도록 구성된 비엔나형 부스트 정류기;
    제 1 쌍 및 제 2 쌍의 출력 단자들, 상기 제 1 DC 링크 도체 및 상기 제 2 DC 링크 도체에 접속된 제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자, 상기 제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 1 스위치, 및 상기 제 2 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 2 스위치를 포함하는 3-레벨 DC-DC 컨버터 ― 상기 3-레벨 DC-DC 컨버터는 상기 제 1 스위치가 닫히고 상기 제 2 스위치가 열릴 때 공진 컨버터 모드로 동작 가능하고, 상기 제 1 스위치가 열리고 상기 제 2 스위치가 닫힐 때 벅 컨버터 모드로 동작 가능함 ―; 및
    배터리의 부하의 함수로써 DC 링크 전압을 변화시키도록 구성된 제어기
    를 포함하며,
    상기 제어기는,
    상기 배터리의 과충전을 방지하고, 상기 배터리의 부하의 함수로써 변화하는 기준 DC 전압을 출력하도록 구성된 배터리 정전압/정전류 제어기;
    상기 배터리 정전압/정전류 제어기로부터 상기 기준 DC 전압을 수신하고, 상기 기준 DC 전압과 상기 DC 링크 전압 사이의 차이의 함수인 기준 전류를 출력하도록 구성된 DC 링크 전압 및 밸런스 제어기; 및
    상기 DC 링크 전압 및 밸런스 제어기로부터 상기 기준 전류를 수신하고, 다음에, 상기 비엔나형 부스트 정류기로 펄스 폭 변조 전류들을 출력하여, 3상 AC 부하의 전류들이 기준 신호들을 따르게 하도록 구성된 상전류 제어기
    를 포함하는,
    배터리 충전기.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터는 상기 제 1 입력 단자 및 상기 제 2 입력 단자에 걸쳐 직렬로 접속된 다수의 질화갈륨계 트랜지스터들을 더 포함하는,
    배터리 충전기.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 비엔나형 부스트 정류기는,
    제 1 입력 단자, 제 2 입력 단자 및 제 3 입력 단자;
    중간점 노드;
    상기 제 1 DC 링크 도체 및 상기 제 2 DC 링크 도체에 각각 접속된 제 1 접합부 및 제 2 접합부;
    제 1 쌍의 고전력 스위치들이 닫힐 때 상기 제 1 입력 단자를 상기 중간점 노드에 커플링하도록 구성된, 제 1 인덕터 및 상기 제 1 쌍의 고전력 스위치들;
    제 2 쌍의 고전력 스위치들이 닫힐 때 상기 제 2 입력 단자를 상기 중간점 노드에 커플링하도록 구성된, 제 2 인덕터 및 상기 제 2 쌍의 고전력 스위치들;
    제 3 쌍의 고전력 스위치들이 닫힐 때 상기 제 3 입력 단자를 상기 중간점 노드에 커플링하도록 구성된, 제 3 인덕터 및 상기 제 3 쌍의 고전력 스위치들;
    상기 중간점 노드에 접속된 하나의 단자 및 상기 제 1 접합부에 접속된 다른 단자를 갖는 제 1 커패시터; 및
    상기 중간점 노드에 접속된 하나의 단자 및 상기 제 2 접합부에 접속된 다른 단자를 갖는 제 2 커패시터를 포함하며,
    상기 제 1 쌍, 상기 제 2 쌍 및 상기 제 3 쌍의 고전력 스위치들은 질화갈륨계 트랜지스터들인,
    배터리 충전기.
  16. DC-DC 컨버터로서,
    제 1 쌍의 출력 단자들;
    제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자;
    상기 제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 1 스위치;
    상기 제 1 입력 단자 및 상기 제 2 입력 단자에 걸쳐 직렬로 접속된 다수의 전력 스위치들;
    각각의 전기 전도체들에 의해, 상기 직렬로 접속된 다수의 전력 스위치들 중 마지막 하나의 전력 스위치에, 상기 제 2 입력 단자에, 그리고 상기 제 1 쌍의 출력 단자들 중 하나의 출력 단자에 접속된 제 1 접합부;
    상기 전력 스위치들 중 2개의 전력 스위치들에 접속하는 전기 전도체를 따라 배치된 제 2 접합부;
    상기 제 1 접합부 및 상기 제 2 접합부를 커플링하는 직렬 접속 ― 상기 직렬 접속은 인덕터, 변압기의 1차 권선 및 제 1 커패시터를 포함함 ―;
    각각의 전기 전도체들에 의해, 상기 제 1 커패시터, 상기 제 1 스위치 및 상기 변압기의 상기 1차 권선에 접속된 제 3 접합부; 및
    상기 제 1 쌍의 출력 단자들 중 제 1 출력 단자를 상기 제 1 쌍의 출력 단자들 중 제 2 출력 단자에 커플링하는 제 2 커패시터;
    제 2 쌍의 출력 단자들;
    제 4 접합부;
    상기 제 4 접합부와 상기 제 2 쌍의 출력 단자들 중 제 1 출력 단자 사이에 배치된 제 2 스위치;
    직렬로 접속된 상기 변압기의 제 1 권선 및 제 2 권선;
    상기 제 1의 2차 권선 및 상기 제 4 접합부 사이에 배치된 제 1 트랜지스터; 및
    상기 제 2의 2차 권선 및 상기 제 4 접합부 사이에 배치된 제 2 트랜지스터
    를 포함하고,
    상기 제 1 스위치는 상기 제 3 접합부와 상기 제 1 쌍의 출력 단자들 중 제 2 출력 단자 사이에 배치되고, 상기 DC-DC 컨버터는 상기 제 1 스위치가 닫히고 상기 제 2 스위치가 열릴 때 벅 컨버터 모드로 동작하도록 그리고 상기 제 1 스위치가 열리고 상기 제 2 스위치가 닫힐 때 공진 컨버터 모드로 동작하도록 구성되는,
    DC-DC 컨버터.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 전력 스위치들은 질화갈륨계 트랜지스터들인,
    DC-DC 컨버터.
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 제 2 쌍의 출력 단자들 중 제 2 출력 단자는 상기 제 1의 2차 권선과 상기 제 2의 2차 권선 사이의 중간점에 접속되는,
    DC-DC 컨버터.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터는,
    상기 제 2 스위치와 상기 제 2 쌍의 출력 단자들 중 상기 제 1 출력 단자 사이에 배치된 제 5 접합부;
    상기 제 1의 2차 권선과 상기 제 2의 2차 권선 사이의 중간점과 상기 제 2 쌍의 출력 단자들 중 상기 제 2 출력 단자 사이에 배치된 제 6 접합부; 및
    상기 제 5 접합부를 상기 제 6 접합부에 커플링하는 제 3 커패시터를 더 포함하는,
    DC-DC 컨버터.
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